CN101729090B - 宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法及其装置，该方法包括：整理导频符号和符号级数据，将并行状态下的数据符号转换成串行状态下的IQ两路流水数据符号；将IQ两路流水数据符号进行信道估计共轭相乘，累加输出IQ串行导频符号，在加窗处理时进行累加数据屏蔽处理，并选择输出补偿因子；通过时分复用一个乘法器，组织补偿因子与被补偿的数据符号进行信道补偿共轭相乘，输出IQ两路补偿后的数据符号。由于设计了非固定数目非固定边界的finger数据并串转换状态机，且在符号累加时使用了数据屏蔽设计，融合了非发射分集模式与发射分集模式的加窗处理，节约了大量的加法器单元和乘法器单元，减少了对硬件的开销。

Description

宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法及其装置

技术领域

本发明涉及移动通信WCDMA宽带码分多址系统的终端基带处理器下行链路接收技术和装置领域，更具体的说，涉及的是一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法及其装置。

背景技术

一般地，移动通信的无线信道是随机时变信道，信号的衰落和多普勒效应都会造成接收符号的幅度变化和相移，从而降低了通信系统的接收性能；所以在WCDMA(Wide-band Code Division Multiple Access，以下简称WCDMA)宽带码分多址系统中，数据的信道补偿是不可或缺的组成单元。经过信道补偿后的数据方能实现RAKE最大比合并。信道补偿之前需要对数据信道冲激响应加以估计，信道估计可根据导频信道CPICH的收发特性去实现。

对于WCDMA系统而言，数据信道的信道估计与信道补偿需要考虑非发射分集模式和发射分集模式。在下面的分析中，信道估计以单个符号或符号对为单位，单个符号或符号对经历的时长很短，信道的时变特性可忽略，即认为在单个符号或符号对的时长内，信道冲激响应的幅度变化和相移是固定的。另外，对单个符号或符号对的信道估计，时域的卷积运算退化成乘法运算。

如果考虑在非发射分集模式下的时候，基站固定发射的P-CPICH符号是T_C(t)＝I(t)+jQ(t)＝j，设P-CPICH信道冲激响应为H_C(t)＝α_Cexp(jθ_C)，其中α_C是信道衰减，θ_C是信道相移。考虑加性噪声，则UE接收的P-CPICH符号为：

R_C(t)＝H_C(t)T_C(t)+N(t)，

于是P-CPICH信道估计为：

H_C(t)＝(R_C(t)-N(t))/j＝(R_C(t)-N(t))*(-j)

信道估计中的加性噪声N(t)是一个随机变量，样本数量较大时，样本的和近似为零。所以加性噪声可通过对信道估计值进行滑动平均来消除，具体方法是在信道估计时加窗，采用简单的矩形窗，设窗口宽度为2N+1，则信道估计表达式为：

$H_C\left(t\right)=\left(\underset{n=-N}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{R}_C(t+\mathrm{nT})\right)*(-j),$

其中T为相邻符号的时间间隔。

信道估计完成后，使用乘法器可简单实现信道补偿。假设基站发送的数据符号是T_D(t)，由于数据信道和导频信道经过了相同的空间环境，因此二者的信道冲激响应一致，则接收到数据符号是：

R_D(t)＝H_C(t)×T_D(t)；

考虑单个符号的信道相移是固定的，可用信道冲激响应的共轭与接收的数据符号相乘以消除信道相移：

$S_D\left(t\right)=H_C^{*}\left(t\right)\×R_D\left(t\right)=H_C^{*}\left(t\right)\×H_C\left(t\right)\×T_D\left(t\right)={\mathrm{\α}}_C^2{T}_D\left(t\right);$

经过信道补偿的数据符号可直接进行RAKE最大比合并。

而考虑在发射分集模式下的时候，基站通过两条天线进行发送，每个天线发送的信号有不同的信道特性，发射分集模式下的P-CPICH导频编码图案如附图1所示。

假设基站天线1发送的P-CPICH符号是T_C1(t)＝I₁(t)+jQ₁(t)，天线2发送的P-CPICH符号是T_C2(t)＝I₂(t)+jQ₂(t)，天线1的信道冲激响应为H_C1(t)，天线2的信道冲激响应为H_C2(t)。

接收到的P-CPICH符号是两个天线的叠加：

R_C(t)＝H_C1(t)T_C1(t)+H_C2(t)T_C2(t)，

将接收到的P-CPICH符号按照图1所示分成奇数符号对和偶数符号对，并计A＝j。

对偶对：

R_C，4m+R_C，4m+1＝(H_C1(t)×A+H_C2(t)×A)+(H_C1(t)×A-H_C2(t)×A)

            ＝2H_C1(t)×A，

R_C，4m-R_C，4m+1＝(H_C1(t)×A+H_C2(t)×A)-(H_C1(t)×A-H_C2(t)×A)

            ＝2H_C2(t)×A

有

$H_{C1}\left(t\right)=\frac{R_{c,4m}+R_{C,4m+1}}{2}\×A*,$

$H_{C2}\left(t\right)=\frac{R_{c,4m}-R_{C,4m+1}}{2}\×A*;$

对奇对：

R_c，4m+2+R_C，4m+3＝(H_C1(t)×A-H_C2(t)×A)+(H_C1(t)×A+H_C2(t)×A)

              ＝2H_C1(t)×A

-R_c，4m+2+R_C，4m+3＝-(H_C1(t)×A-H_C2(t)×A)+(H_C1(t)×A+H_C2(t)×A)

               ＝2H_C2(t)×A，

有

$H_{C1}\left(t\right)=\frac{R_{c,4m+2}+R_{C,4m+3}}{2}\×A*,$

$H_{C2}\left(t\right)=\frac{{-R}_{c,4m+2}+R_{C,4m+3}}{2}\×A*;$

上述的信道估计未考虑加性噪声，但同样可用符号对加窗的方法平滑噪声。

在发射分集模式下的信道补偿方法与在非发射分集模式下相类似，以P-CCPCH信道为例，附图2给出了发射分集模式P-CCPCH编码图样，假设基站Antenna1天线1发送的第一和第二个数据符号是T_D11(t)＝I₁(t)+jQ₁(t)，T_D12(t)＝I₂(t)+jQ₂(t)，则Antenna2天线2发送的第一和第二个数据符号分别是T_D21(t)＝-I₂(t)+jQ₂(t)，T_D22(t)＝I₁(t)-jQ₁(t)。假设天线1的信道冲激响应为H_C1(t)＝α_C1exp(jθ_C1)，天线2的信道冲激响应为H_C2(t)＝α_C2exp(jθ_C2)。由于P-CCPCH和P-CPICH经过了相同的信道，因此H_D1(t)＝H_C1(t)，H_D2(t)＝H_C2(t)。接收到的P-CCPCH符号是两个天线的叠加：

R_D1(t)＝H_C1(t)×T_D11(t)+H_C2(t)×T_D21(t)，

R_D2(t)＝H_C1(t)×T_D12(t)+H_C2(t)×T_D22(t)；

对每个STTD编码对用如下的乘法实现信道补偿：

$S_{D1}\left(t\right)=H_{C1}^{*}\left(t\right)\×R_{D1}\left(t\right)+H_{C2}\left(t\right)\×R_{D2}^{*}\left(t\right)=({\mathrm{\α}}_{C1}^2+{\mathrm{\α}}_{C2}^2)T_{D11}\left(t\right),$

$S_{D2}\left(t\right)=-H_{C2}\left(t\right)\×R_{D1}^{*}\left(t\right)+H_{C1}^{*}\left(t\right)\×R_{D2}\left(t\right)=({\mathrm{\α}}_{C1}^2+{\mathrm{\α}}_{C2}^2)T_{D12}\left(t\right);$

位于发射分集模式中一帧的最后一个符号不能成对，用下面的方法实现该符号的信道补偿：

$R_{\mathrm{DL}}\left(t\right)=(H_{C1}\left(t\right)+H_{C2}\left(t\right))*\×R_{D1}\left(t\right)$

$=({\mathrm{\α}}_{C1}^2+{\mathrm{\α}}_{C2}^2+{\mathrm{\α}}_{C1}{\mathrm{\α}}_{C2}(\exp \left(j({\mathrm{\θ}}_{C1}-{\mathrm{\θ}}_{C2})\right)+\exp (-j({\mathrm{\θ}}_{C1}-{\mathrm{\θ}}_{C2})))T_{D11}\left(t\right);$

经过信道补偿的数据符号消除了相位偏移，可直接进行RAKE最大比合并。

但是，RAKE接收机的信道估计与信道补偿需要支持多finger、非发射分集模式与发射分集模式，如果仅按照上面的方法直接进行处理，其中复数的乘法运算将会消耗很多的加法器单元和乘法器单元，给硬件造成很大开销。

因此，现有技术尚有待于改进和发展。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法及其装置，不仅支持多finger、非发射分集模式与发射分集模式，而且节约大量的加法器单元和乘法器单元，大大减少对硬件的开销。

本发明的技术方案如下：

一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法，包括以下步骤：

A、整理导频符号和符号级数据，将并行状态下的数据符号转换成串行状态下的IQ两路流水数据符号；

B、将所述IQ两路流水数据符号进行信道估计共轭相乘，累加输出IQ串行导频符号，在加窗处理时进行累加数据屏蔽处理，并选择输出补偿因子；

C、通过时分复用一个乘法器，组织所述补偿因子与被补偿的数据符号进行信道补偿共轭相乘，输出IQ两路补偿后的数据符号。

所述的方法，其中，所述步骤A具体包括：

A1、将IQ数据符号按照原码或补码排列形成串行IQ两路数据符号；

A2、将硬件复位后的状态机置位IDLE状态，在多条多径数据符号状态之间的转换使用所述IDLE状态过渡；

A3、通过所述状态机，将非固定数目和非固定边界的多finger数据转换成finger串行的数据流。

所述的方法，其中，对于发射分集模式，所述步骤B中的共轭相乘数据符号操作具体包括：

B1、由偶符号对指示单元根据符号计数和时隙计数确定每个符号对的奇偶性，输出偶符号对指示信号；

B2、按照符号对的奇偶性和txd模式数据组织单元共轭相乘的表达式安排串行IQ两路数据符号，并进行一次加法运算。

所述的方法，其中，所述步骤B2之后的加窗处理操作具体包括：

B3、加窗处理前生成RAM读写使能控制信号，在符号或符号对的间隔启动缓存加窗处理时的数据符号的读写使能，读写累加时被估计的符号或符号对；

B4、按照与重复周期和窗口宽度的对应关系屏蔽相应地址的数据符号，实现发射分集模式与非发射分集模式下符号或符号对的累加操作。

所述的方法，其中，所述步骤C具体包括：

C1、信道补偿共轭相乘前生成补偿因子使能信号，在发射分集模式的偶时隙对补偿因子进行平均处理操作；

C2、所述补偿因子使能信号在缓存数据符号时实现数据符号与补偿因子的同步处理操作；

C3、由同步的补偿因子在流水结构生成单元安排数据符号的流水结构，实现补偿因子与数据符号的时分复用处理操作。

一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的装置，包括多finger数据并串转换状态机单元、信道估计共轭相乘单元、信道估计加窗处理单元和信道补偿共轭相乘单元；所述多finger数据并串转换状态机单元位于所述信道补偿共轭相乘单元的前端，所述信道估计共轭相乘单元和所述信道估计加窗处理单元位于所述多finger数据并串转换状态机单元和所述信道补偿共轭相乘单元之间，所述信道补偿共轭相乘单元位于所述信道估计加窗处理单元的后端，其中，

所述多finger数据并串转换状态机单元用于将并行状态下的导频符号和符号级数据整理并转换成串行状态下的IQ两路流水数据符号；

所述信道估计共轭相乘单元用于共轭相乘所述IQ两路流水数据符号，输出加窗处理前的IQ串行导频符号；

所述信道估计加窗处理单元用于在加窗处理时进行累加数据屏蔽处理，在完成连续符号或符号对的累加后得到补偿因子；

所述信道补偿共轭相乘单元用于时分复用所述补偿因子与被补偿的数据符号实现信道补偿，输出IQ两路补偿后的数据符号。

所述的装置，其中，所述多finger数据并串转换状态机单元具体包括IQ数据组织单元和finger数据并串转换状态机，其中：

所述IQ数据组织单元位于所述finger数据并串转换状态机的前端，用于根据信道估计共轭相乘表达式，将IQ数据符号按照原码或补码排列形成转换前的串行IQ两路数据符号；

所述finger数据并串转换状态机用于通过在各状态间的转换安排IDLE状态过渡，实现多条多径数据符号的并串流水状态转换。

所述的装置，其中，所述信道估计共轭相乘单元具体包括偶符号对指示单元和txd模式数据组织单元，其中：

所述偶符号对指示单元位于所述txd模式数据组织单元的前端，用于根据符号计数和时隙计数确定每个符号对的奇偶性，输出发射分集模式下的偶符号对指示信号；

所述txd模式数据组织单元用于按照符号对的奇偶性和共轭相乘的表达式安排串行IQ两路数据符号。

所述的装置，其中，所述信道估计加窗处理单元具体包括RAM读写控制单元、ntxd模式累加数据屏蔽单元、加窗RAM单元以及累加移位单元，其中：

所述RAM读写控制单元位于所述累加移位单元的前端，用于根据所述多finger并串转换状态机的状态值和数据计数器，结合工作模式和窗口宽度生成RAM读写使能控制信号；

所述ntxd模式累加数据屏蔽单元位于所述RAM读写控制单元和所述累加移位单元之间，用于实现在非发射分集模式下累加数据时屏蔽相应地址的数据；

所述加窗RAM单元位于所述RAM读写控制单元和所述累加移位单元之间，用于缓存加窗处理时的数据符号；

所述累加移位单元位于所述ntxd模式累加数据屏蔽单元和所述加窗RAM单元的后端，用于实现符号或符号对的累加操作。

所述的装置，其中，所述信道补偿共轭相乘单元具体包括补偿因子生成单元和流水结构生成单元，其中：

所述补偿因子生成单元用于生成补偿因子使能信号，在发射分集模式的偶时隙对补偿因子进行平均处理操作；

所述流水结构生成单元位于所述补偿因子生成单元的后端，用于根据所述补偿因子安排数据符号的流水结构，实现补偿因子与数据符号的时分复用处理操作。

本发明所提供的一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法及其装置，由于利用了WCDMA系统符号级处理时间较为充裕的特点，对主要运算单元加法器和乘法器实现时分复用；一是设计非固定数目非固定边界的finger数据并串转换状态机，以实现流水形式的数据符号；二是符号累加时的数据屏蔽设计融合了非发射分集模式与发射分集模式的加窗处理，从而节约了大量的加法器单元和乘法器单元，大大减少了对硬件的开销。

附图说明

图1是现有技术的发射分集模式双天线发射图样示意图；

图2是现有技术的发射分集模式P-CCPCH编码图样示意图；

图3是本发明的非发射分集模式数据符号信道估计流水处理示意图；

图4是本发明的发射分集模式数据符号信道估计流水处理示意图；

图5是本发明的发射分集模式信道补偿示意图；

图6是本发明的信道补偿共轭相乘示意图；

图7是本发明的信道估计与补偿装置硬件实现框图示意图；

图8是本发明的多finger数据并串转换状态机单元实现框图示意图；

图9是本发明的多finger数据并串转换状态机的状态转换示意图；

图10是本发明的信道估计共轭相乘单元实现框图示意图；

图11是本发明的信道估计加窗处理单元实现框图示意图；

图12是本发明的加窗处理累加操作方式示意图；

图13是本发明的信道补偿共轭相乘单元实现框图示意图；

图14是本发明的窗口宽度在两种模式下的说明内容示意表；

图15是本发明的符号写入最大地址和开始读的位置示意表；

图16是本发明的非发射分集模式加窗累加屏蔽数据对应的地址示意表；

图17是本发明的非发射分集模式加窗处理累加数据屏蔽使能信号真值示意表。

具体实施方式

以下将结合所示附图，对本发明关于宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的具体实施方式和优选实施例加以详细说明。

本发明一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法及其装置，主要核心点在于，设计非固定数目和边界的finger数据并串转换状态机以实现流水形式的数据符号，并在符号累加时设计数据屏蔽以融合非发射分集模式与发射分集模式的加窗处理；至于RAKE接收机、finger状态机、IDLE状态、发射分集txd模式和非发射分集ntxd模式、IQ数据、加窗处理和最大比合并等技术为本领域技术人员所熟知，在此不再赘述。

为方便描述，在本文中将非发射分集模式简称为ntxd模式，将发射分集模式简称为txd模式；将RAKE接收机合并的每条多径称为一个finger，为实现流水形式的数据符号，设计非固定数目非固定边界的finger数据并串转换状态机，例如不妨定义finger数最大为6，当然也可定义为其他数目；在符号累加时的数据屏蔽设计中，为了融合非发射分集模式与发射分集模式的加窗处理，将信道估计中的窗口宽度支持从0定义到10，如附图14所示，其具体含义体现在对应的说明列中，比如ntxd模式下窗口宽度最大值为5时，一次加窗处理的累加涉及被估计符号两侧各5个符号；而txd模式下窗口宽度最大值为5时，一次加窗处理的累加涉及被估计符号对两侧各2个符号对。

设计非固定数目和边界的finger数据并串转换状态机的目的在于，一般下行信道的多径数目是非固定的，同时多径的边界在一定范围内也会随时间的变化而变化，系统在设计多径边界的刷新频率时通常是数帧一次。考虑到在符号级处理信道估计与信道补偿，系统时间较为宽裕，对这种非固定数目和非固定边界的多finger数据，finger状态机将并行数据转换成串行数据，如6个finger对应状态机的6个状态，各finger状态之间的转换通过IDLE状态实现，通过状态机把并行的多finger符号IQ数据转换成finger串行的数据流。

在得到多finger流水数据符号后，进入信道估计部分实现宽带码分多址系统的信道估计。信道估计部分分为共轭相乘和加窗处理两个单元，共轭相乘单元的运算可简化为IQ两路的加法运算，考虑到ntxd模式和txd模式，该运算用两个加法器即可实现；而加窗处理单元的加窗处理需要完成共轭相乘后每个符号或符号对的累加操作，因为ntxd模式和txd模式下加窗处理累加的符号个数不一致，累加的方式也不一致，如果设计两条符号流水分别对应两种发射分集方式的符号处理，不仅需要两套缓存，而且复用关键计算单元的效果也不能达到最优。所以设计累加数据屏蔽单元来解决这一问题，采用一套缓存解决两种方式的加窗处理，融合两种模式的数据处理，使得一条串行的符号流水得以继续，简单的讲，就是在实现信道估计加窗处理时，兼容txd模式和ntxd模式下累加数据的屏蔽功能，经过加窗处理单元后得到补偿因子。

完成上述信道估计部分后实现宽带码分多址系统的信道补偿。通过补偿因子与被补偿的数据符号共轭相乘来实现信道补偿。和信道估计共轭相乘单元一样，这里也需要将数据符号与补偿因子的合理组织，通过时分复用一个乘法器去实现信道补偿的共轭相乘。

显然，宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的装置，包括多finger数据并串转换状态机单元710、信道估计共轭相乘单元720、信道估计加窗处理单元730和信道补偿共轭相乘单元740；如附图7所示，多finger数据并串转换状态机单元710位于信道补偿共轭相乘单元740的前端，信道估计共轭相乘单元720和信道估计加窗处理单元730位于多finger数据并串转换状态机单元710和信道补偿共轭相乘单元740之间，其中，多finger数据并串转换状态机单元710位于信道估计共轭相乘单元720的前端，信道估计共轭相乘单元720位于信道估计加窗处理单元730的前端，信道估计加窗处理单元730位于信道补偿共轭相乘单元740的前端；导频符号与数据符号进入多finger数据并串转换状态机单元710后实现数据的并串转换，并行的非固定数目非固定边界多finger导频符号和数据符号通过IDLE状态实现转换，转换后的串行IQ数据进入信道估计共轭相乘单元720实现两种发射分集模式下串行IQ数据的共轭相乘，相乘的串行IQ数据经过信道估计加窗处理单元730加窗处理时进行累加数据屏蔽处理得到补偿因子，补偿因子与数据符号进入信道补偿共轭相乘单元740完成信道补偿，补偿后的数据符号被输出至RAKE进行合并，可实现最大比合并。

具体的说，多finger数据并串转换状态机单元710还包括IQ数据组织单元711和finger数据并串转换状态机712，如附图8所示，IQ数据组织单元711位于finger数据并串转换状态机712的前端，根据信道估计共轭相乘表达式，IQ数据组织单元711用于将IQ数据按照原码或补码排列，形成串行IQ数据，以方便共享加法器。例如，仍以finger数最大为6，输入的6条多径导频符号和6条多径数据符号，经过IQ数据组织单元711的排列后进入finger数据并串转换状态机712，finger数据并串转换状态机712是实现6条多径数据流水的关键，6条多径安排6个状态，各状态间转换安排IDLE状态过渡，以1个时钟周期作为代价，每个finger状态内部设计一个2比特计数器，安排4个串行IQ数据。Finger数据并串转换状态机712的状态转换如附图9所示，硬件复位后的状态机处在星座图中心的IDLE状态，计数器清零，加使能无效，状态机等待finger有效指示；如果某finger指示有效，激活对应的finger状态，如X1，计数器开始计数，同时加使能置位；当计数器不满时，加使能有效；当计数器满时，状态转换至IDLE状态，计数器清零，加使能无效。如果在当前的finger状态期间，没有新的finger有效，状态机则处于等待状态；如果有新的finger有效，则状态立即转换至新的finger状态，这种情况下，状态由当前finger状态转换至IDLE状态再转换至新的finger状态，多开销一个系统时钟。另外，finger状态的个数和有效时间都是不确定的，两个finger状态之间的转换利用IDLE状态过渡，使得时序控制和状态转换简单化，通过状态机，将这种非固定数目和非固定边界的多finger数据转换成finger串行的数据流。

前述分为共轭相乘和加窗处理两个单元的信道估计部分，其信道估计共轭相乘单元720包括偶符号对指示单元721和txd模式数据组织单元722，指示单元721位于txd模式数据组织单元722的前端，如附图10所示。对于ntxd模式，finger状态机单元输出的IQ串行导频符号经过一个加法器完成ntxd模式的共轭相乘运算，输出IQ串行导频符号。而对于txd模式，需要根据符号计数和时隙计数由偶符号对指示单元721确定每个符号对的奇偶性，然后按照奇偶性和txd模式数据组织单元722共轭相乘的表达式安排串行符号，再做一次加法运算即得txd模式的共轭相乘结果。两种模式的结果经过二选一选择器输出IQ串行导频符号，这里的输出符号finger和IQ都是串行的。该运算用了两个加法器来实现信道估计的共轭相乘。

对于ntxd模式和txd模式，附图3示意了非发射分集ntxd模式的信道估计流水数据处理，附图4示意了发射分集txd模式的信道估计流水数据处理。以txd模式为例，如附图3所示，窗口宽度为2或3的情形，偶符号对和奇符号对处理稍有不同，考虑星座图的旋转，信道估计中共轭相乘和加窗处理步骤如下：

1、共轭相乘步骤

设待估计的偶符号对为I₀+jQ₀和I₁+jQ₁，则：

(I₀+jQ₀+I₁+jQ₁)·(1-j)＝(Q₀+Q₁+I₀+I₁)+j(Q₀+Q₁-I₀-I₁)

                     ＝I_0s1+jQ_0s1；

(I₀+jQ₀-I₁-jQ₁)·(1-j)＝(Q₀-Q₁+I₀-I₁)+j(Q₀-Q₁-I₀+I₁)

                     ＝I_0s2+jQ_0s2。

2、加窗处理步骤

记处理后的符号对为I_0a1+jQ_0a1和I_0a2+jQ_0a2，则：

I_0a1＝I_-2s1+I_0s1+I_2s1，Q_0a1＝Q_-2s1+Q_0s1+Q_2s1；

I_0a2＝I_-2s2+I_0s2+I_2s2，Q_0a2＝Q_-2s2+Q_0s2+Q_2s2；

设待估计的奇符号对为I₂+jQ₂和I₃+jQ₃，估计步骤中与偶符号对不同之处在共轭相乘：

(I₂+jQ₂+I₃+jQ₃)·(1-j)＝(Q₂+Q₃+I₂+I₃)+j(Q₂+Q₃-I₂-I₃)

                     ＝I_2s1+jQ_2s1；

(-I₂-jQ₂+I₃+jQ₃)·(1-j)＝(Q₃-Q₂+I₃-I₂)+j(Q₃-Q₂-I₃+I₂)

                      ＝I_2s2+jQ_2s2。

然而，附图3和附图4仅示意了单个符号或单个符号对加窗处理的实现流程，对于连续的符号或符号对的加窗处理，还需要完成共轭相乘后每个符号或符号对的累加操作。以txd模式窗口宽度为最大值10时为例，一次加窗处理的累加涉及22个符号，在技术实现上，设计宽度为22的缓存器缓存每次参与累加的符号或符号对，在每次加窗处理需要的符号或符号对收齐后的符号间隔内实现累加。但是，两种模式多种窗口宽度增加了对缓存RAM控制的难度，不同窗口宽度不同模式下，符号写入的最大地址和开始读出的位置参见附图15，比如ntxd模式下窗口宽度最大值为5时，一次加窗处理的累加涉及被估计符号两侧各5个符号，符号写入的最大地址为11，开始读出的位置为7；而txd模式下窗口宽度最大值为5时，一次加窗处理的累加涉及被估计符号对两侧各2个符号对，符号写入的最大地址为9，开始读出的位置为7，设计时可根据该附图15在合适的符号间隔启动缓存的读写，读写合适的符号或符号对个数。

作为信道估计另一部分的信道估计加窗处理单元730，包括RAM读写控制单元733、ntxd模式累加数据屏蔽单元731、加窗RAM单元732以及累加移位单元734，如附图11所示，RAM读写控制单元733位于所述累加移位单元734的前端，根据多finger并串转换状态机的状态值和数据计数器，结合工作模式和窗口宽度生成RAM读写控制信号；累加移位单元734位于所述ntxd模式累加数据屏蔽单元731加窗RAM单元732的后端，用于实现符号或符号对的累加和平均，平均以右移操作近似；ntxd模式累加数据屏蔽单元731位于RAM读写控制单元733和累加移位单元734之间，用于实现ntxd模式下累加数据的屏蔽功能，屏蔽相应地址的数据符号；加窗RAM单元732用于缓存加窗处理时的数据符号，也位于RAM读写控制单元733和累加移位单元734之间。加窗处理单元730的主要目的是完成连续符号或符号对的累加，根据支持的最大窗口宽度，单个finger符号缓存RAM的地址宽度设置为22，对应22个符号，11个符号对。待缓存RAM设定两组分别对应I路和Q路，来自共轭相乘单元的IQ串行导频符号被分别缓存入I路和Q路，两个符号对之间的时间足以进行符号级处理，可采用最简单的读写分时的单口RAM。ntxd模式累加数据屏蔽单元731实现ntxd模式下累加数据的屏蔽功能，不妨设定窗口宽度固定为n，要兼容ntxd和txd模式，需要缓存2n+2个符号，累加时，txd模式累加n+1个符号对，ntxd模式累加2n+1个符号，有一个符号是多余的，而且多余符号的地址不确定，与窗口以及被估计符号的位置相关。

两种模式的累加方式如附图12所示，为便于表示累加，窗口左边的10个符号索引用-1，-2，...，-a表示，符号0是一帧中第一个需要加窗处理的符号。图12上方的符号对由信道估计共轭相乘单元720按时间顺序输出，RAM读写控制单元733发出的读使能信号在符号对的间隙中产生，对应不同的窗口宽度。累加操作前需要从加窗RAM单元732中读出相应个数个符号对。对txd模式，加窗处理都是以符号对的形式出现，上述的数据读出的安排容易实现奇偶性相同符号的累加；而对ntxd模式，第一次读出加窗RAM单元732内的数据后累加操作一次，以后每次读出加窗RAM单元732内的数据后需要做两次累加。由于累加的符号个数都是奇数，每次累加的数据个数比读出的数据少1，需要屏蔽掉相应地址的数据，被屏蔽数据的地址是周期出现的，不同的窗口宽度对应不同的周期，两次累加的屏蔽地址也不相同，附图16给出了被屏蔽数据对应的地址和重复周期与窗口宽度的对应关系，比如窗口宽度为5时的重复周期为6，对应RAM地址范围[0..11]。根据该附图16可以列出ntxd模式两次累加屏蔽使能信号的真值表，参见附图17，其中不累加按照屏蔽规律也给出了屏蔽使能有效，比如window_width为5(0101)时mask_cnt的6种情况，mask_cnt是计数至重复周期的计数器，用组合逻辑可实现两次累加的屏蔽使能。

为实现宽带码分多址系统的信道补偿，信道估计值根据发射分集模式按照一定的方式组织后得到数据符号的补偿因子，与导频符号流水处理一致，在多finger并串转换状态机中同时实现数据符号的整理与并串转换。对于ntxd模式，信道估计值无需组织，直接对应补偿因子，将其与数据符号对应共轭相乘即可实现信道补偿。而对于txd模式，信道补偿较为复杂，比如举个广播信道BCH例子，信道估计值组织成补偿因子需要考虑三种情况，除了考虑偶时隙和奇时隙的信道补偿以外，还要考虑一帧的最后一个符号的信道补偿，往往该符号无法配对。为此，详细说明一下，如附图5所示，

1)偶时隙符号对

以STTD0符号对为例，记附图4中的数据符号I_0a1+jQ_0a1＝P_1，0，I_0a2+jQ_0a2＝P_2，0，先进行信道估计值的平均得到补偿因子：

X₁＝(P_1，0+P_1，1)/2，X₂＝(P_2，0+P_2，1)/2；

然后，将补偿因子与数据符号共轭相乘：

$T_0=X_1^{*}\×B_0+X_2\×B_1^{*},$ $T_1=-X_2\×B_0^{*}+X_1^{*}\×B_1.$

2)奇时隙符号对

以STTD4符号对为例，无需进行信道估计值的平均，信道估计结果直接对应补偿因子，与数据符号共轭相乘：

$T_8=P_{\mathrm{1,5}}^{*}\×B_8+P_{\mathrm{2,5}}\×B_9^{*},$ $T_9=-P_{\mathrm{2,5}}\×B_8^{*}+P_{\mathrm{1,5}}^{*}\×B_9.$

3)一帧的最后一个BCH符号

该符号不能形成STTD对，直接处理：

T_L＝(P_1，L+P_2，L)^*×B_L。

由此可见，信道补偿共轭相乘单元740需要乘法器，而附图6示意了数据符号与补偿因子的组织方式与共轭相乘的实现方法，时分复用一个乘法器去实现信道补偿的共轭相乘。

信道补偿共轭相乘单元740包括，数据符号RAM缓存741、信道估计值RAM缓存742、数据符号RAM缓存接口控制单元743、补偿因子生成单元744、流水结构生成单元745和共轭相乘单元746，如附图13所示，流水结构生成单元745位于共轭相乘单元746的前端，还同时位于数据符号RAM缓存741和补偿因子生成单元744的后端，数据符号RAM缓存741和信道估计值RAM缓存742分成IQ两部分。仍以BCH信道补偿为例，信道估计加窗处理决定了单个finger数据符号RAM的地址宽度至少为12，可采用2个宽度为72的单口RAM存取数据符号，还用到2个12x16单口RAM实现txd模式下偶时隙补偿因子的平均。对数据符号RAM缓存接口控制单元743，加窗RAM写使能和窗口宽度决定RAM从何时开始写入数据符号，其他的控制流用来产生RAM的地址与读写使能信号。补偿因子生成单元744主要功能是根据BCH时隙结构、工作模式以及txd模式下的三种情况生成补偿因子使能信号，在txd模式的偶时隙平均补偿因子，输出IQ两路补偿因子。补偿因子使能信号还被送至数据符号RAM缓存接口控制单元743，在缓存数据符号的同时实现数据符号与补偿因子的同步，方便后续的共轭相乘计算。同步的补偿因子和数据符号被送至流水结构生成单元745，该单元安排数据符号的流水结构，实现补偿因子与数据符号的时分复用。输出的串行数据符号与补偿因子送至共轭相乘单元746，使用一个乘法器实现连续符号共轭相乘中的复数乘法，使用累加器实现连续符号共轭相乘中的加法，最终输出IQ两路补偿后的数据符号，送至RAKE合并单元进行合并，实现最大比合并。

以上优选实施例中设计非固定数目和边界的finger数据并串转换状态机，以及在符号累加时设计数据屏蔽的技术根据实际应用可以采用现有各种可能的方案，为本领域技术人员所熟知，在此也不再赘述。

本发明具体实施方式中所提供的一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法及其装置，由于利用了WCDMA系统符号级处理时间较为充裕的特点，对主要运算单元加法器和乘法器实现时分复用；一是设计非固定数目非固定边界的finger数据并串转换状态机，以实现流水形式的数据符号；二是符号累加时的数据屏蔽设计融合了非发射分集模式与发射分集模式的加窗处理，从而节约了大量的加法器单元和乘法器单元，大大减少了对硬件的开销。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述方案的说明加以改进或变换，例如最大finger数的变化，加窗窗口宽度数的变化，奇符号对功能代替偶符号对等，而所有这些改进和变换都本应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (10)

1.一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的方法，包括以下步骤：

A、整理导频符号和符号级数据，将并行状态下的数据符号转换成串行状态下的I路、Q路两路流水数据符号；

B、将所述I路、Q路两路流水数据符号进行信道估计共轭相乘，累加输出I路、Q路串行导频符号，在加窗处理时进行累加数据屏蔽处理，并选择输出补偿因子；

C、通过时分复用一个乘法器，组织所述补偿因子与被补偿的数据符号进行信道补偿共轭相乘，输出I路、Q路两路补偿后的数据符号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤A具体包括：

A1、将I路、Q路数据符号按照原码或补码排列形成串行I路、Q路两路数据符号；

A2、将硬件复位后的状态机置位空闲状态，在多条多径数据符号状态之间的转换使用所述空闲状态过渡；

A3、通过所述状态机，将非固定数目和非固定边界的多径数据转换成多径串行的数据流。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，对于发射分集模式，所述步骤B中的共轭相乘数据符号操作具体包括：

B1、由偶符号对指示单元根据符号计数和时隙计数确定每个符号对的奇偶性，输出偶符号对指示信号；

B2、按照符号对的奇偶性和发射分集模式数据组织单元共轭相乘的表达式安排串行I路、Q路两路数据符号，并进行一次加法运算。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤B2之后的加窗处理操作具体包括：

B3、加窗处理前生成RAM读写使能控制信号，在符号或符号对的间隔启动缓存加窗处理时的数据符号的读写使能，读写累加时被估计的符号或符号对；

B4、按照与重复周期和窗口宽度的对应关系屏蔽相应地址的数据符号，实现发射分集模式与非发射分集模式下符号或符号对的累加操作。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤C具体包括：

C1、信道补偿共轭相乘前生成补偿因子使能信号，在发射分集模式的偶时隙对补偿因子进行平均处理操作；

C2、所述补偿因子使能信号在缓存数据符号时实现数据符号与补偿因子的同步处理操作；

C3、由同步的补偿因子在流水结构生成单元安排数据符号的流水结构，实现补偿因子与数据符号的时分复用处理操作。

6.一种宽带码分多址系统中实现信道估计与补偿的装置，包括多径数据并串转换状态机单元、信道估计共轭相乘单元、信道估计加窗处理单元和信道补偿共轭相乘单元；所述多径数据并串转换状态机单元位于所述信道补偿共轭相乘单元的前端，所述信道估计共轭相乘单元和所述信道估计加窗处理单元位于所述多径数据并串转换状态机单元和所述信道补偿共轭相乘单元之间，所述信道补偿共轭相乘单元位于所述信道估计加窗处理单元的后端，其特征在于，

所述多径数据并串转换状态机单元用于将并行状态下的导频符号和符号级数据整理并转换成串行状态下的I路、Q路两路流水数据符号；

所述信道估计共轭相乘单元用于共轭相乘所述I路、Q路两路流水数据符号，输出加窗处理前的I路、Q路串行导频符号；

所述信道估计加窗处理单元用于在加窗处理时进行累加数据屏蔽处理，在完成连续符号或符号对的累加后得到补偿因子；

所述信道补偿共轭相乘单元用于时分复用所述补偿因子与被补偿的数据符号实现信道补偿，输出I路、Q路两路补偿后的数据符号。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述多径数据并串转换状态机单元具体包括IQ数据组织单元和多径数据并串转换状态机，其中：

所述IQ数据组织单元位于所述多径数据并串转换状态机的前端，用于根据信道估计共轭相乘表达式，将I路、Q路数据符号按照原码或补码排列形成转换前的串行I路、Q路两路数据符号；

所述多径数据并串转换状态机用于通过在各状态间的转换安排空闲状态过渡，实现多条多径数据符号的并串流水状态转换。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述信道估计共轭相乘单元具体包括偶符号对指示单元和发射分集模式数据组织单元，其中：

所述偶符号对指示单元位于所述发射分集模式数据组织单元的前端，用于根据符号计数和时隙计数确定每个符号对的奇偶性，输出发射分集模式下的偶符号对指示信号；

所述发射分集模式数据组织单元用于按照符号对的奇偶性和共轭相乘的表达式安排串行I路、Q路两路数据符号。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述信道估计加窗处理单元具体包括RAM读写控制单元、非发射分集模式累加数据屏蔽单元、加窗RAM单元以及累加移位单元，其中：

所述RAM读写控制单元位于所述累加移位单元的前端，用于根据所述多径并串转换状态机的状态值和数据计数器，结合工作模式和窗口宽度生成RAM读写使能控制信号；

所述非发射分集模式累加数据屏蔽单元位于所述RAM读写控制单元和所述累加移位单元之间，用于实现在非发射分集模式下累加数据时屏蔽相应地址的数据；

所述加窗RAM单元位于所述RAM读写控制单元和所述累加移位单元之间，用于缓存加窗处理时的数据符号；

所述累加移位单元位于所述非发射分集模式累加数据屏蔽单元和所述加窗RAM单元的后端，用于实现符号或符号对的累加操作。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述信道补偿共轭相乘单元具体包括补偿因子生成单元和流水结构生成单元，其中：

所述补偿因子生成单元用于生成补偿因子使能信号，在发射分集模式的偶时隙对补偿因子进行平均处理操作；

所述流水结构生成单元位于所述补偿因子生成单元的后端，用于根据所述补偿因子安排数据符号的流水结构，实现补偿因子与数据符号的时分复用处理操作。

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