CN101390299A - 用于针对稀疏信道实现分路均衡器滤波器的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及直序列扩频通信系统中用于执行信道均衡的方法和装置。本发明的方法和装置尤其可应用于通信发生在经历与具有显著不同长度的路径相关联的多径干扰的信道上的情况中。此类信道的冲击响应－延迟谱通常是稀疏的，即由相对少以及宽间隔抽头或密间隔抽头组决定。一方面，基于共同具有如由冲击响应－延迟谱所表现出的最大能量百分比的单个密间隔信道抽头组导出的信道估计来计算均衡滤波器系数。另一方面，针对两个密间隔信道抽头组中的每个计算均衡滤波器系数，其中该两个密间隔信道抽头组被表现出稀疏信道的时延扩展分开。在针对两个密间隔信道抽头组中的每个计算信道均衡滤波器系数的其他方面中，在计算过程期间联合优化均衡系数。

Description

用于针对稀疏信道实现分路均衡器滤波器的装置和方法

技术领域

本发明一般地涉及用于在直序列扩频通信系统中执行信道均衡的方法和装置，并且尤其涉及用于执行直序列扩频通信信号的码片级信道均衡的方法和装置，其中信道具有稀疏冲击响应谱。

背景技术

诸如WCDMA和CDMA2000的基于CDMA空中接口的很多当前系统使用线性均衡器，从而改进了链路和系统性能并且在分组和电路交换连接中获得了非常高的数据速率。将线性均衡器应用于语音信道也处于考虑中。当前，瑞克接收机用于语音信道。对于语音和高速数据连接，使用线性均衡器将显著降低接收机的复杂性并且因此是高度期望的。

典型的线性均衡器是码片-采样-级别有限冲击响应(“FIR”)滤波器，针对足够性能，其长度至少是信道时延扩展的两倍(优选为2.5-3倍)。无论哪里预计到显著的延迟，针对足够性能的长度要求尤其会造成问题。在传统线性均衡器实现中，时延扩展越大，则线性均衡器复杂性越大。

例如，在HSDPA情况中，3GPP技术规范要求使用均衡器(或某些其他先进的接收机)，其应该能够处理PedB信道。除了HSDPA或其他分组交换数据连接之外，可以针对语音信道使用线性均衡器(在WCDMA或CDMA2000中)。如果是语音信道，则性能要求甚至更严格(从均衡观点来看)因为将要支持的最大时延扩展可能非常高。在WCDMA中，要求是77个码片(“情况2信道”)，这在实际中导致不切实际的均衡器复杂性。

通常，如果语音信道将被均衡，则为了不同环境下的稳健性能，均衡器必须比当前HSPDA均衡器更长。当信道具有非常长的时延扩展时，信道可能也稀疏到某种程度，即最高有效信道抽头没有平均扩展在整个延迟窗口上，而是集中在分布于时域中的几个子窗口的内部。传统线性均衡器不能利用该稀疏结构，而总是假设信道具有连续的冲击响应。这可以导致不可接受的均衡器复杂性。

稀疏信道的示例是3GPP TS25.101规范中的77个码片长的“情况2”参考信道。注意，呈现的功率延迟谱经常平均在某些测量周期上，并且因此跟随某些期望的指数衰减曲线。然而，较短的平均周期显示出偶尔大部分能量通过具有非常大的传播延迟的路径。

因而，本领域技术人员期望执行具有非常长的时延扩展的信道线性均衡的方法和装置，其显著低于传统线性均衡器实现的复杂性。

本领域技术人员还期望利用具有相对稀疏的冲击响应-时延谱的相对简单性来显著降低用于执行稀疏信道均衡的线性均衡器的复杂性的方法和装置。

此外，本领域技术人员期望相比于忽略与大时延相关联的信号分量的传统线性均衡方法更有效率的执行线性均衡的方法和装置。

而且，本领域技术人员期望支持经常特定于语音信道的大时延扩展的线性均衡器，并且因此其可以用于高速数据信道和语音信道两者。

发明内容

根据本发明的以下实施方式，克服前述和其他问题并且实现其他优势。

本发明的第一实施方式包括一种信号处理组件，其在可操作于无线通信系统中的移动终端中使用，所述信号处理组件用于执行信道均衡操作，所述信道均衡操作包括：使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则来选择第一信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组与其他信道冲击响应组分开；将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐；针对所述第一滤波器窗口计算信道均衡系数；以及使用所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

本发明的第二实施方式包括一种在无线通信系统中使用的移动终端，所述移动终端包括：无线部分，其包括数字信号处理器；信号处理组件，用于执行信道均衡操作；无线收发器以及天线，其中所述信号处理组件执行以下信道均衡操作：使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则选择至少第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组分开；将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐，并且将第二滤波器窗口与所述第二信道冲击响应组对齐；针对所述第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数；以及使用针对所述第一和第二滤波器窗口计算的所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

本发明的第三实施方式包括一种在移动终端中用于执行信道均衡操作的方法，所述方法包括：使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则选择至少第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组分开；将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐，并且将第二滤波器窗口与所述第二信道冲击响应组对齐；针对所述第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数；以及使用针对所述第一和第二滤波器窗口计算的所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

本发明的第四实施方式包括一种在无线通信系统中使用的移动终端，所述移动终端包括：存储器装置，用于存储控制所述移动终端的操作程序，其中所述操作程序进一步包括用于控制所述移动终端的操作的计算机程序组件；无线部分装置，其包括数字信号处理装置；信号处理组件装置；无线收发器装置以及天线装置，用于执行无线通信操作；耦合至所述存储器装置和无线部分装置的处理装置，用于执行所述操作程序，其中所述信号处理组件执行以下信道均衡操作：使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则选择至少第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组分开；将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐，并且将第二滤波器窗口与所述第二信道冲击响应组对齐；针对所述第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数；以及使用针对所述第一和第二滤波器窗口计算的所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

因此，看到本发明的实施方式克服了现有技术的限制。传统线性均衡方法不考虑经常与遭受大时延扩展的信道关联的稀疏冲击响应-延迟谱。结果，特定的线性均衡器实现不适当地复杂并且具有不适当的计算强度(尤其在繁重的乘法操作方面)。此外，由于缺少有效以及低复杂度的方法，线性均衡器经常不被用于特定的应用(诸如，语音信道均衡)。

相反，本发明的前述实施方式克服了现有技术的限制。特别地，本发明的方法和装置考虑了具有稀疏冲击响应-延迟谱的信道的相对简单的性质。本发明的方法和装置仅计算用于具有显著能量的信道抽头的均衡系数。不计算用于具有微弱或零能量的信道抽头的均衡系数。

此外，根据本发明操作的方法和装置的相对简单性和低复杂性意味着线性均衡器可以在诸如语音信道的均衡之类的较广的应用范围中使用。

总之，本发明实施方式的前面的概述是示例性以及非限制性的。例如，本领域技术人员将理解来自于一个实施方式的一个或多个方面或步骤可以与来自于另一个实施方式的一个或多个方面或步骤合并，从而在本发明的范围内产生新的实施方式。

附图说明

当结合附图阅读时，这些教导的前述和其他方面将在对优选实施方式的以下详细描述中变得更加明显，附图中：

图1示出了可以实现本发明方法的无线通信系统；

图2示出了具有稀疏冲击响应-延迟谱的信道的典型情况；

图3示出了与图2示出的情况关联的信道的信道冲击响应-延迟谱，以及根据本发明的滤波器窗口的定位；

图4示出了根据本发明操作的接收机的一方面的框图；

图5示出了根据本发明的一个实施方式操作的线性均衡器滤波器的框图；

图6示出了根据本发明另一实施方式操作的线性均衡器滤波器的框图；

图7是示出了根据本发明操作的方法的流程图；以及

图8是示出了根据本发明操作的另一方法的流程图。

具体实施方式

本发明的方法和装置可以在诸如可操作于无线通信系统中的无线蜂窝电话的便携式通信设备中实现。与无线蜂窝电话和无线通信系统相关联的细节将作为背景首先描述，之后是对现有技术以及本发明的各种实施方式的描述。

图1以简化形式示出了移动终端150在其中操作的无线通信系统110的框图。这里使用的“移动终端”通常包括具有语音和/或数据通信功能的任何无线设备。还示出了例如具有用于连接至诸如公共分组数据网络或PDN的电信网络的网络节点120的示例性网络运营商115；至少一个基站控制器(BSC)125或等同装置；以及多个基站收发台(BTS)130，也称作基站(BS)，其根据预定的空中接口标准在物理和逻辑信道的前向或下行链路方向上向移动终端150进行传输。从移动终端150到网络运营商115的反向或上行链路通信路径也存在，其传递移动终端发起的接入请求和业务。小区103与每个BTS130相关联，其中一个小区将在任何给定的时间被认为是服务小区，而邻近小区将被认为是相邻小区。较小的小区(例如，微微小区)也可以是可用的。

空中接口标准可以遵守任何合适的标准或协议，并且可以支持语音和数据业务，诸如支持数据业务的因特网135接入和web页面下载。在图1中的实施方式中，空中接口标准与诸如CDMA2000的码分多址(CDMA)空中接口标准兼容，尽管无线通信系统使用的特定空中接口标准在实现本发明时不是一种限制。

移动终端150通常包括控制单元或控制逻辑，诸如具有耦合至显示器156的输入的输出以及耦合至信息输入系统158的输出的输入的微控制单元(MCU)152(数据处理器)。信息输入系统可以包括语音激活的信息输入系统；触摸启动的信息输入系统，诸如键盘、小键盘或触摸屏；以及其组合。例如，在各种实施方式中，触摸启动的信息输入系统可以与语音激活的信息输入系统合并。通常提供麦克风160和扬声器162以支持用户以传统方式执行语音呼叫。

移动终端150也可以包含在使用期间连接到另一个设备的卡或模块内。例如，移动台10可以包含在PCMCIA或相似类型的卡或模块内，该PCMCIA或相似类型的卡或模块在使用期间安装在诸如膝上式电脑或笔记本计算机或甚至用户穿戴式计算机的便携式数据处理器内。

假设MCU 152包括或耦合至某些类型的存储器154，该存储器包括用于存储操作程序和其他信息的非易失性存储器，以及用于临时存储需要的数据、中间结果暂存器、接收的分组数据、将要传输的分组数据等的易失性存储器。该临时性数据的至少某些可以存储在数据缓冲器155中。出于本发明的目的，假设操作系统使MCU 152能够执行实现根据本发明的方法所需的软件例程、层和协议。

移动终端150还包含无线部分，该无线部分包括数字信号处理器(DSP)164，或等同高速处理器或逻辑，以及包括发射机168和接收机170的无线收发器166，发射机168和接收机170两者都耦合至用于与网络运营商通信的天线172。提供诸如频率合成器(SYNTH)174的至少一个本地振荡器用于调节收发器。诸如数字化语音和分组数据的数据通过天线172发射和接收。

前面的描述涉及一个可能的环境，在该环境中，能够执行根据本发明的信道均衡操作的便携式通信设备可以操作。现在，将介绍本发明的更详细的方面。

图2示出了其中可以经历多径干扰的典型通信情况。在此类情况中，在各种信号版本正在穿越的路径的长度方面存在显著不同。在此类情况中，经常产生稀疏信道冲击响应-延迟谱。

图3是示出了与图2中示出的环境类似的操作环境相关联的稀疏信道的信道冲击响应-延迟谱的图示。如可以在图3中看到的，存在密间隔信道抽头的两个组310、320。组310、320本身是宽间隔的。其是与具有导致复杂性和无效率的微小或零能量的介入抽头的存在组合的宽时延扩展。在包括有限冲击滤波器的均衡器实现中，将针对覆盖非零信道组的所选择延迟窗口内的每个采样计算均衡器系数并且将该均衡器系数用在乘法操作中。乘法操作是复杂且耗时的，并且当与从组310、320之间的介入信道抽头导出的零或非零均衡器系数相关联时，尤其无效率。

在本发明的各种方法中，应用滤波器窗口330、340和350，并且仅针对与滤波器窗口相关联的信道抽头计算信道均衡系数。在根据本发明的一个方法中，识别共同具有与已知信号相关联的最大能量百分比的信道抽头的至少两个组。如果组310、320由时延扩展相差较大的间隔开，这表现出稀疏信道。那么，针对具有与已知信号相关联的最大能量百分比的组310选择滤波器窗口并且与之对齐。接下来，使用与滤波器窗口330相关联的信道抽头计算信道均衡系数，并且继而将作为结果的信道均衡系数用于执行信道均衡操作。

在根据本发明操作的另一个方法中，除了第一滤波器窗口之外，使用第二滤波器窗口。第二滤波器窗口340与信道抽头320的第二组对齐。与第二滤波器窗口320相关联的信道抽头用于计算均衡系数。与第一和第二滤波器窗口相关联的均衡系数继而用于执行信道均衡操作。

在根据本发明操作的另外方法中，第三滤波器窗口350与第一和第二滤波器窗口330、340组合使用。如图3所示，滤波器窗口350并不包括与已知信号相关联的能量。取代的是，在多径干扰成为问题的情况中，将预计与抽头组310、320相关联的能量部分实际与已经由移动终端接收的早期信号的延迟版本相关联。使用第三滤波器窗口350修正对于该干扰的均衡过程。

现在，将介绍现有技术和根据本发明的方法的更为详细的数学表示。更为详细描述的方法涉及前面讨论的第一和第二情况，其中信道抽头的一个或两个组用于估计信道均衡系数。在第一方法中，截短的LMMSE滤波器、第二组中的信道抽头作为噪声的一部分，并且仅将短滤波器用于均衡信道抽头的第一组。该思想是性能相关的，其足以捕捉第一组中大部分信道能量。在第二方法中，所谓软合并LMMSE滤波器，针对共同具有由信道冲击响应-延迟谱表现出的最大能量百分比计算信道均衡系数。第三方法，所谓的主从LMMSE滤波器，类似于软合并LMMSE滤波器，其中还包括两个短滤波器和后续的软合并结构。然而，在主从结构中，联合优化与两个信道组相关联的均衡系数。

在基站处，考虑其中给J个活跃用户的每个分配多个码字K_j，其中j＝1，...，J。令K＝∑_jK_j是活跃扩频码的总数量。注意在本讨论中，使用扩频码索引，而不是用户索引以简化符号。在发射器处，码片级表示由以下等式给出：

$d\left(i\right)=c\left(i\right)\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{a}_k{b}_k\left(m\right)s_k(i-\mathrm{mG})---\left(1\right)$

其中，i、m和k是码片、符号和扩频码索引。基站扰码由c_i表示。同时，a_k表示分配给扩频码k的信号振幅，b_k是用于扩频码k的信息符号序列并且s_k(i)是扩频码k。

信道的两个组表示为 $h^a=[h_0^a,...,h_{L_a}^a]$ 和 $h^b=[h_0^b,...,h_{L_b}^b],$ 其中L_a和L_b分别表示第一和第二组的长度。接收的码片序列是由加性高斯白噪声恶化的两个卷积的和：

$r\left(i\right)=\underset{l=0}{\overset{L_a}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{a}d(i-l)+\underset{l=0}{\overset{L_b}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{b}d(i-l-L_a-L_g-1)+n\left(i\right)---\left(2\right)$

其中L_g是第一和第二组之间的间隔(在码片中)，并且n(i)～N(⁰，σ²)是一致的独立的噪声序列。在矩阵矢量形式中存在表示信号的两种方式。首先，按照通常的处理，并且令 $\tilde{h}=[h_{1\×L_a}^a,0_{1\×L_g,h_{1\×L_b}^b}]\stackrel{\·}{=}[h_0,...,h_L]$ 是大小为L＝L_a+1+L_g+L_b+1，的总码片级信道冲击矢量。接下来，令r(i)＝[r(i+F₁)，...，r(i-F₂)]是大小为F₁+F₂+1的接收信号矢量，其中F₁和F₂是两个自由变量，使得F₁，F₂>L。很容易地表示为

r(i)＝Hd(i)+n(i)，(3)

其中

$d\left(i\right)={[d(i+L+F_1),...,d(i-F_2-L)]}_{(L+F_1+F_2+1)\×1}^T---\left(5\right)$

包括在(3)中的矩阵的大小相当大，因为L很大(在该情况中超过95)。可替换地，可以写出信号模型的压缩版本，其中接收的信号矢量更短并且定义为r_c(i)＝[r(i+f₁)，...，r(i-f₂)]，其中自由变量f₁，f₂<<L。因而，信号模型变为

r_c(i)＝H^ad^a(i)+H^bd^b(i)+n(i)，(6)

并且H^b是大小为(f₁+f₂+1)×(L_b+f₁+f₂+1)的相似Teoplitz矩阵。同时，发射码片矢量d^a(i)和d^b(i)由以下式给出

$d^a\left(i\right)={[d(i+f_1),...,d(i-f_2-L_a)]}_{(f_1+f_2+L_a+1)\&times;1},$

$d^b\left(i\right)={[d(i+f_1-L_a-L_g),...,d(i-f_2-L)]}_{(f_1+f_2+L_b+1)\&times;1}.$

如接下来的部分所示，在截短和软合并LMMSE滤波结构的讨论中，可替换信号模型是有用的。

在图4中示出了具有码片级均衡器的接收机的总框图。在块410处估计信道的冲击响应。通常，识别共同具有最大能量百分比的信道抽头的一个或两个组，并且计算信道均衡滤波器系数。然后，将信道均衡系数输入到码片级均衡器420中。在码片级均衡器420之后，部分地重置Walsh码的正交性，并且利用相关到期望的扩频码的简单码相关器430检测期望的符号。注意，解扰过程也包括在码相关器中。然后，码相关器430的输出输入到解交织解码器440中。通常，这些动作可以在图1示出的移动终端150的数字信号处理器块164中实现，尽管根据本发明的其他配置是可能的。

现在将描述根据现有技术的传统码片均衡。目标是在给定(3)中定义的接收的矢量r(i)的情况下获取码片d(i)的最佳MMSE估计，即

$\hat{d}\left(i\right)=E\left[d\left(i\right)\right|r\left(i\right)]---\left(8\right)$

线性的额外限制导致了滤波器结构 $\hat{d}\left(i\right)=w^{H}r\left(i\right),$ 并且滤波器w是LMMSE问题的解决方案：

$w^{\mathrm{opt}}=\arg \underset{w}{\min }{|d\left(i\right)-w^{H}r\left(i\right)|}^2,---\left(9\right)$

其容易地由下式给出

$w^{\mathrm{opt}}=E{\left[r\left(i\right)r{\left(i\right)}^H\right]}^{-1}E[r\left(i\right)d*\left(i\right)]={\mathrm{\&sigma;}}_d^2{R}^{-1}h---\left(10\right)$

注意，R＝E[r(i)r(i)^H]是信号相关矩阵，并且h是与矩阵H中的d(i)相关联的列。在稀疏多径信道中应用上述传统码片均衡方法的缺点有两层：第一，由于大小为(F₁+F₂+1)×(F₁+F₂+1)的矩阵必须转置，以及同时具有长度为F₁+F₂+1的滤波器，计算复杂度非常高；第二，如果使用自适应类型的滤波器，收敛将非常慢，因为太多的参数(滤波器权重)需要同时适配。

为了克服现有技术的限制，本发明使用采用感兴趣的稀疏信道的唯一结构的三个不同滤波器策略。第一种方法，截短的LMMSE滤波器将第二组中的信道抽头看作噪声的一部分，并且仅使用短滤波器来均衡信道抽头的第一组。该思想是性能相关的，其足以捕捉第一组的大部分信道能量(百分之85)。第二种方法，软合并LMMSE滤波器，包括每个用于均衡信道抽头的一个组的两个短滤波器以及其后的软最大比合并器(MRC)。该方法的思想是将瑞克估计器中的软合并思想和LMMSE估计器中的均衡思想合并。最后但并非最不重要，主从LMMSE滤波器类似于软合并LMMSE滤波器，其也包括两个短滤波器以及后续的软合并结构。然而，在主从结构中，假设联合优化两个滤波器，并且合并器是简单等增益合并器(EGC)。在仿真中示出的是，在所有比较的方法中，主从方法获得最好的性能。

现在将描述截短的LMMSE滤波器。通过将等式(6)中的第二项合并到噪声中，以下等式结果为：

r_c(i)＝H^ad^a(i)+n′(i)，(11)

其中n′(i)＝H^bd^b(i)+n(i)。

的最好MMSE估计变为

$\hat{d}\left(i\right)=E\left[d\left(i\right)\right|r_c\left(i\right)]---\left(12\right)$

而且，d(i)的LMMSE估计由下式给出

$\hat{d}\left(i\right)=w^H{r}_c\left(i\right)={\mathrm{\&sigma;}}_d^2{h}^{a,H}{R}_c^{-1}{r}_c\left(i\right),---\left(13\right)$

其中， $w={\mathrm{\&sigma;}}_d^2{R}_c^{-1}{h}^a,$ $R_c=E\left[r_c\left(i\right)r_c^H\left(i\right)\right]$ 和h^a是与d(i)相关联的H^a中的列。注意与传统LMMSE方法比较，截短的LMMSE滤波器的复杂性更低，因为其仅需要对大小为(f₁+f₂+1)×(f₁+f₂+1)的矩阵进行转置，并且同时具有长度为f₁+f₂+1的滤波器。

可以将软合并滤波器看作前节中讨论的截短滤波方法的扩展。然而，在该方法中，生成d(i)的两个估计，即

和

并且之后利用MRC将它们合并。虽然严格如前节描述的那样生成第一估计

但是第二估计

的生成包括更多的工作。等式(6)中码片索引的简单增加导致

r_c(i+L_a+L_g)＝H^ad^a(i+L_a+L_g)+H^bd^b(i+L_a+L_g)+n(i+L_a+L_g)，(14)

其中，容易地看出d(i)∈d^b(i+L_a+L_g)。因此，如果将上面等式的第一项合并进噪声，类似与前面部分采取的方式，则得到如下等式：

r_c(i+L_a+L_g)＝H^bd^b(i+L_a+L_g)+n′(i+L_a+L_g)，(15)

其中，在该情况中，n′(i+L_a+L_g)＝n(i+L_a+L_g)+H^ad^a(i+L_a+L_g)。因此，第二MMSE估计

由下式给出

${\hat{d}}^b\left(i\right)=E\left[d\left(i\right)\right|r_c(i+L_a+L_g)],---\left(16\right)$

如果添加线性限制，则上式由以下等式给出：

${\hat{d}}^b\left(i\right)=w^{b,H}{r}_c(i+L_a+L_g)={\mathrm{\&sigma;}}_d^2{h}^{b,H}{R}_c^{-1}{r}_c(i+\mathrm{La}+\mathrm{Lg}),---\left(17\right)$

其中 $w^b={\mathrm{\&sigma;}}_d^2{R}_c^{-1}{h}^b$ 并且h^b是与d(i)相关联的H^b中的列。为了完整，第一估计

在下式中写出

${\hat{d}}^a\left(i\right)=w^{a,H}{r}_c\left(i\right)={\mathrm{\&sigma;}}_d^2{h}^{a,H}{R}_c^{-1}{r}_c\left(i\right)---\left(18\right)$

一旦获得两个估计

和

则合并的软码片输出由下式给出

$\hat{d}\left(i\right)={\mathrm{\&gamma;}}^a{\hat{d}}^a\left(i\right)+{\mathrm{\&gamma;}}^b{\hat{d}}^b\left(i\right)---\left(19\right)$

其中，γ^a、γ^b是两个估计的SNR。一旦信道抽头和相关矩阵已知，则这些SNR可以容易地计算。例如，第一SNR γ^a是

${\mathrm{\&gamma;}}^a=\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_d^2{h}^{a,H}{R}_T^{-1}{h}^a}{1-{\mathrm{\&sigma;}}_d^2{h}^{a,H}{R}_H^{-1}{h}^a}---\left(20\right)$

在图5中示出了软合并LMMSE滤波器结构的框图。从接收的码片序列生成信号矢量的两个序列；这两个矢量由两个LMMSE滤波器滤波并且输出使用MRC合并器进行软合并。在510处输入已知信号r(i)。如图3所示，将密间隔信道抽头的抽头或组识别为具有与来自于已知信号的码片相关联的最大百分比能量。在第一和第二滤波器窗口应用之后，与两个滤波器窗口相关联的信道抽头的抽头值分别在520和550处收集。计算均衡系数值，并且然后在530和560处应用。继而将与两个码片估计相关联的SNR应用到滤波器530和560的输出(码片估计)。然后，两个码片估计在580处合并。

在软合并LMMSE滤波器中，做出努力以充分利用具有两个滤波器MRC方法的稀疏信道结构。在此部分中，示出了通过联合优化这些滤波器权重，可以进一步改进该两个滤波器方法。为了便于该部分中的讨论，(6)和(14)的信号模型从d^a(i)和d^b(i+L_a+L_g)重叠，并且很难将它们合并为矩阵矢量形式。取代的是，将从等式(3)的更一般的信号模型来开发解决方案。

接收的矢量r(i)的两个子矢量定义为r^m(i)和r^s(i)，其中上标m和s分别表示主从。出于清楚的目的，假设两个矢量的长度都是2g+1，并且都集中在它们各自信道组的第一抽头附近：

r^m(i)＝[r(i+g)，…，r(i-g)]^T，(21)

r^s(i)＝[r(i+L_a+L_g)，…，r(i+L_a+L_g-g)]^T

注意选择g使得g<<min(F₁，F₂)并且使得r^m(i)和r^s(i)严格地为r(i)的子矢量。现在，令 $\tilde{r}\left(i\right)\stackrel{\&CenterDot;}{=}[r^m\left(i\right);r^s\left(i\right)]$ 并且下面得到：

$\tilde{r}\left(i\right)\stackrel{\&CenterDot;}{=}\left[\begin{array}{c}{r}^m\left(i\right)\\ r^s\left(i\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}^m\\ H^s\end{array}\right]d\left(i\right)+\tilde{n}\left(i\right),---\left(22\right)$

其中H^m和H^s是H的相应子矩阵。

的MMSE估计因此由下式给出

$\hat{d}\left(i\right)=E\left[d\left(i\right)\right|\tilde{r}\left(i\right)],---\left(23\right)$

如果添加线性限制，则上式由以下等式给出：

$\hat{d}\left(i\right)=w^{m,H}{r}^m\left(i\right)+w^{s,H}{r}^s\left(i\right),$

其中，

$\stackrel{\&CenterDot;}{w=}\left[\begin{array}{c}{w}^m\\ w^s\end{array}\right]={\mathrm{\&sigma;}}_d^2{\left[\begin{array}{cc}{R}^{\mathrm{mm}}& R^{\mathrm{ms}}\\ R^{\mathrm{sm}}& R^{\mathrm{ss}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{h}^m\\ h^s\end{array}\right]---\left(24\right)$

是大小为2(2g+1).的级联的滤波器权重矢量。注意在上述等式中，R^m＝E[r^m(i)r^m，H(i)]和h^m、h^s是与d(i)相关联的H^m和H^s中的列。类似于图5，在图6中示出了主从滤波结构的框图。注意在该情况中，软合并MRC减少到等增益合并器(EGC)。

类似于图5的框图，在图6中，从接收的码片的序列中生成信号矢量的两个序列。然后，这两个矢量由两个LMMSE滤波器滤波，并且使用减少到EGC合并器的MRC合并器对输出进行软合并。在610处输入已知信号r(i)。如图3所示，密间隔信道抽头的抽头或组被识别为具有与来自于已知信号的码片相关联的最大百分比能量。在第一和第二滤波器窗口应用之后，与两个滤波器窗口相关联的信道抽头的抽头值分别在620和650处收集。计算均衡系数值，并且然后在630和660处应用。对比于图5中示出的方法，在图6中示出的框图的方法中，联合优化针对两个滤波器窗口的均衡系数。然后，在640、670和680处将码片估计(滤波器630和660的输出)合并到等增益合并中。

在图7和图8中总结 了根据本发明操作的方法。在图7的方法中，在步骤710，使用已知信号估计直序列扩频通信信道的冲击响应。该已知信号可以是CDMA系统中通常合并在Walsh编码信号中的导频信号。然后，在步骤720，确定该信道的冲击响应是否表现出稀疏信道。接下来，在步骤730，如果确定信道冲击响应表现出稀疏信道，则使用预定的准则选择至少第一信道冲击响应组。预定的准则可以包括仅选择具有最大能量百分比的信道冲击响应组。可以应用更复杂的标准。例如，可以确定在特定环境中，为了便于计算，仅需要计算与单个信道冲击响应组相关联的信道均衡系数。在其他环境中，准则可以是应用于第二信道冲击响应组的取舍点(cut-off)。通常，将针对第二信道冲击响应计算信道均衡系数，但是如果信道冲击响应组表示的能量百分比落在取舍点之下，那么将不再针对第二信道冲击响应组计算信道均衡系数。

然后，在步骤740，将第一滤波器窗口与第一信道冲击响应组对齐。接下来，在步骤750，针对第一滤波器窗口计算信道均衡系数。然后，在步骤760，使用信道均衡系数对移动终端接收的信号执行信道均衡

在图7示出的方法的一个变形中，使用线性最小均方误差准则来计算信道均衡系数。在图7示出的方法的另一个变形中，按照第一信道冲击响应组中反映的延迟差，第一滤波器窗口比第一信道冲击响应组宽。在图7示出的方法的另外变形中，在将第一滤波器窗口与第一信道冲击响应组对齐之前，基于与包括第一信道冲击响应组的冲击响应组件相关联的相对延迟，计算第一滤波器窗口的宽度。

在图7示出的方法的另一个变形中，当第一滤波器窗口与第一信道冲击响应组对齐时，第一滤波器窗口定位，使得第一信道冲击响应组移向第一滤波器窗口的最右部分，从而在计算与第一滤波器窗口相关联的信道均衡系数时，减少了包括第一信道冲击响应组的信道冲击响应组件之间的路径间干扰效应。

在图8中示出了本发明方法的另一个实施方式。在步骤810，移动终端的信号处理组件使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱。信道包括直序列扩频通信信道。然后，在步骤820，确定冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道。接下来，在步骤830，如果确定冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则，选择至少第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组。假设通过表现出信道稀疏性质的延迟差将第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组分开。在一个可能的变形中，预定的准则可以是选择具有最大、次大能量百分比的信道组。可以使用其他的选择准则。

然后，在步骤840，将第一滤波器窗口与第一信道冲击响应组对齐，并且将第二滤波器窗口与第二信道冲击响应组对齐。接下来，在步骤850，针对第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数。然后，在步骤860，使用针对第一和第二滤波器窗口计算的信道均衡系数对移动终端接收的信号执行信道均衡。

在图8示出的方法的一个变形中，使用线性最小均方误差准则计算与第一和第二滤波器窗口相关联的信道均衡系数。在图8示出的方法的另一个变形中，在将第一和第二滤波器窗口与它们各自的信道冲击响应组对齐之前，基于与包括第一和第二信道冲击响应组中的每个的冲击响应组件相关联的相对延迟，计算第一和第二滤波器窗口的宽度。在图8示出的方法的另外变形中，在针对第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数时，使用线性最小均方误差准则联合优化与第一和第二滤波器窗口相关联的信道均衡系数。

仍旧在图8示出的方法的另一个变形中，当第一和第二滤波器窗口与它们各自的第一和第二信道冲击响应组对齐时，它们是对齐的，从而信道冲击响应组中的每个移向其各自滤波器窗口的最右部分。这在计算与第一和第二滤波器窗口相关联的信道均衡系数时，减少了包括第一和第二信道冲击响应组的信道冲击响应组件之间的路径间干扰效应。

仍旧在图8示出的方法的另一个变形中，执行附加的步骤。其他步骤包括：关于第一和第二滤波器窗口定位第三滤波器窗口，其中第三滤波器窗口定位在第一和第二滤波器窗口最左侧的一个；针对第三滤波器窗口计算信道均衡系数；以及使用与第三滤波器窗口相关联的信道均衡系数对由移动终端接收的信号执行信道均衡操作。仍旧在图8示出的方法的另一个变形中，当计算与第一、第二和第三滤波器窗口相关联的信道均衡系数时，使用线性最小均方误差标准联合优化信道均衡系数。

因此看到，上述的描述通过示例性和非限制性示例已经提供了本发明人当前构思用于实现稀疏信道的分路均衡器的最佳方法和装置的全面以及教导性的描述。本领域技术人员将理解，可以独立实施这里描述的各种实施方式；与这里描述的一个或多个其他实施方式合并；或与不同于这里描述的均衡器合并。而且，本领域技术人员将理解本发明可以通过除描述之外的其他实施方式来实现；这些描述的实施方式是出于说明和非限制性目的而介绍的；并且本发明因此仅由以下权利要求书限定。

Claims (26)

1.一种信号处理组件，其在可操作于无线通信系统中的移动终端中使用，所述信号处理组件用于执行信道均衡操作，所述信道均衡操作包括：

使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；

确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；

如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则来选择第一信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道的稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组与其他信道冲击响应组分开；

将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐；

针对所述第一滤波器窗口计算信道均衡系数；以及

使用所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

2.根据权利要求1所述的信号处理组件，其中所述预定的准则包括根据哪个信道冲击响应组具有如所述信道冲击响应-延迟谱所表现出的与所期望的信号相关联的最大能量百分比，将信道冲击响应组选择为所述第一信道冲击响应组。

3.根据权利要求1或2所述的信号处理组件，其中使用线性最小均方误差准则计算所述信道均衡系数。

4.根据权利要求1、2或3所述的信号处理组件，其中根据反映在所述第一信道冲击响应组中的所述延迟差，所述第一滤波器窗口比所述第一信道冲击响应组宽。

5.根据前述权利要求中的任意一项所述的信号处理组件，其中所述操作进一步包括：

在将所述第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐之前，基于与包括所述第一信道冲击响应组的冲击响应组件相关联的相对延迟，计算所述第一滤波器窗口的宽度。

6.根据前述权利要求中的任意一项所述的信号处理组件，其中当所述第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐时，所述第一滤波器窗口被定位为使得所述第一信道冲击响应组移向所述第一滤波器窗口的最右部分，从而在计算与所述第一滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数时，减少包括所述第一信道冲击响应组的信道冲击响应组件之间的路径间干扰效应。

7.根据前述权利要求中的任意一项所述的信号处理组件，其中所述操作进一步包括：

使用所述预定的选择准则选择第二信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道的稀疏性质的延迟差，将所述第二信道冲击响应组与所述第一信道冲击响应组分开；

将第二滤波器窗口与所述第二信道冲击响应组对齐；

针对所述第二滤波器窗口计算信道均衡系数；以及

使用与所述第二滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

8.根据权利要求7所述的信号处理组件，其中所述预定的准则包括根据哪个信道冲击响应组具有如所述信道冲击响应-延迟谱所表现出的与已知信号相关联的次大能量百分比，将信道冲击响应组选择为所述第二信道冲击响应组。

9.根据权利要求7或8所述的信号处理组件，其中使用线性最小均方误差准则计算与所述第二滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数。

10.根据权利要求7、8或9所述的信号处理组件，其中所述操作进一步包括：

在将所述第二滤波器窗口与所述第二信道冲击响应组对齐之前，基于与包括所述第二信道冲击响应组的冲击响应组件相关联的相对延迟，计算所述第二滤波器窗口的宽度。

11.根据权利要求7、8、9或10所述的信号处理组件，其中当所述第二滤波器窗口与所述第二信道冲击响应组对齐时，所述第二滤波器窗口被定位为使得所述第二信道冲击响应组移向所述第二滤波器窗口的最右部分，从而在计算与所述第二滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数时，减少包括所述第二信道冲击响应组的信道冲击响应组件之间的路径间干扰效应。

12.根据权利要求7、8、9、10或11所述的信号处理组件，其中所述操作进一步包括：

在针对所述第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数时，联合优化与所述第一和第二滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数。

13.根据权利要求12所述的信号处理组件，其中使用线性最小均方误差准则对针对所述第一和第二滤波器窗口的所述信道均衡系数进行联合优化。

14.根据权利要求7、8、9、10、11、12或13所述的信号处理组件，其中所述操作进一步包括：

关于所述第一和第二滤波器窗口定位第三滤波器窗口，其中仅所述第一或第二滤波器窗口之一位于最左侧，并且从而所述第三滤波器窗口定位在所述第一或第二滤波器窗口的最左侧一个的左侧；

针对所述第三滤波器窗口计算信道均衡系数；以及

使用与所述第三滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数对由所述移动终端接收的信号执行信道均衡操作。

15.根据权利要求14所述的信号处理组件，其中使用线性最小均方误差准则计算与所述第三滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数。

16.根据权利要求14或15所述的信号处理组件，其中所述操作进一步包括：

在计算与所述第一、第二和第三滤波器窗口相关联的信道均衡系数时，联合优化与所述第一、第二和第三滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数。

17.根据权利要求7、8、9、10、11、12、13、14、15或16所述的信号处理组件，其中所述信道均衡系数用于执行码片级均衡，并且其中使用与所述第一滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数产生第一码片估计，并且使用与所述第二滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数产生第二码片估计，所述操作进一步包括：

使用最大比合并方法合并所述码片估计。

18.一种在无线通信网络中使用的移动终端，所述移动终端包括：

无线部分，其包括数字信号处理器；信号处理组件，用于执行信道均衡操作；无线收发器以及天线，其中所述信号处理组件执行以下信道均衡操作：

使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；

确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；

如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则选择至少第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道的稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组分开；

将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐，并且将第二滤波器窗口与所述第二信道冲击响应组对齐；

针对所述第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数；以及

使用针对所述第一和第二滤波器窗口计算的所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

19.根据权利要求18所述的移动终端，其中所述预定的选择准则包括根据哪个信道冲击响应组具有如所述信道冲击响应-延迟谱所表现出的与已知信号相关联的最大和次大能量百分比，将信道冲击响应组选择为所述第一和第二信道冲击响应组。

20.根据权利要求18或19所述的移动终端，其中所述操作进一步包括：

在计算与所述第一和第二滤波器窗口相关联的信道均衡系数时，联合优化与所述第一和第二滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数。

21.根据权利要求20所述的移动终端，其中使用线性最小均方误差准则联合优化所述信道均衡系数。

22.根据权利要求18、19、20或21所述的移动终端，其中所述信道均衡系数用于执行码片级均衡，并且其中使用与所述第一滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数产生第一码片估计，并且使用与所述第二滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数产生第二码片估计，所述操作进一步包括：

使用最大比合并方法合并所述码片估计。

23.根据权利要求18、19、20、21或22所述的移动终端，其中所述操作进一步包括：

关于所述第一和第二滤波器窗口定位第三滤波器窗口，其中仅所述第一或第二滤波器窗口之一位于最左侧，并且从而所述第三滤波器窗口定位在所述第一或第二滤波器窗口的最左侧一个的左侧；

针对所述第三滤波器窗口计算信道均衡系数；以及

使用与所述第三滤波器窗口相关联的所述信道均衡系数对由所述移动终端接收的信号执行信道均衡操作。

24.一种在移动终端中用于执行信道均衡操作的方法，所述方法包括：

使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；

确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；

如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则选择至少第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道的稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组分开；

将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐，并且将第二滤波器窗口与所述第二冲击响应组对齐；

针对所述第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数；以及

使用针对所述第一和第二滤波器窗口计算的所述信道均衡系数，对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

25.一种在无线通信网络中使用的移动终端，所述移动终端包括：

存储器装置，用于存储用于控制所述移动终端的操作程序，其中所述操作程序进一步包括用于控制所述移动终端的操作的计算机程序组件；

无线部分装置，其包括数字信号处理装置；信号处理组件装置；无线收发器装置以及天线装置，用于执行无线通信操作；

耦合至所述存储器装置和无线部分装置的处理装置，用于执行所述操作程序，其中所述信号处理组件执行以下信道均衡操作：

使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；

确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；

如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则选择至少第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道的稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组和第二信道冲击响应组分开；

将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐，并且将第二滤波器窗口与所述第二冲击响应组对齐；

针对所述第一和第二滤波器窗口计算信道均衡系数；以及

使用针对所述第一和第二滤波器窗口计算的所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

26.一种计算机程序产品，其包括有形地包含计算机可读程序的计算机可读存储器介质，所述计算机可读程序由数据处理装置执行，所述计算机可读程序在执行时，被配置为使用已知信号估计信道的冲击响应-延迟谱，所述信道是直序列扩频通信信道；确定所述冲击响应-延迟谱是否表现出稀疏信道；如果所述信道冲击响应-延迟谱表现出稀疏信道，使用预定的选择准则选择第一信道冲击响应组，其中通过表现出所述信道的稀疏性质的延迟差，将所述第一信道冲击响应组与其他信道冲击响应组分开；将第一滤波器窗口与所述第一信道冲击响应组对齐；针对所述第一滤波器窗口计算信道均衡系数；以及使用所述信道均衡系数对所述移动终端接收的信号执行信道均衡。

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