CN101710889A - 多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法，该方法首先利用多尺度小波变换粗略估计接收到的混合信号符号率；然后构造相同循环频率不同延时的循环自相关特征向量；根据小波变换粗略估计所得符号率选择合适的循环频率区间；最后，通过在给定的频率搜索区间内计算接收信号循环自相关特征向量模的最大值来搜索线性混合数字调制信号的符号率。该方法将小波变换和循环自相关运用到多路混合数字调制信号的符号率估计中，解决了目前多路混合信号多调制方式通信系统中符号率的估计问题，具有估计速度快、在低信噪比时仍具有高估计精度等优点。

Description

多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法。

背景技术

在现代军事通信系统中，为了有效地破坏敌方的通信系统，首先要了解其运行体制、方位等技术信息，这就需要对敌方通信信号进行搜索、截获，进而对截获到的信号进行参数测量、测向、定位以及分析识别，然后根据所侦察的信息，对敌方通信信号实施有效的干扰，在整个过程中，由于无法获取发射端的先验信息，仅能利用盲估计算法来获取通信信号中的某些技术参数，进而破译通信对抗中截获到的信号，其中符号率是最重要的参数之一，它是实施无线电通信干扰时选择干扰样式和干扰参数的重要依据。符号率的准确估计，对于军事通信中信号调制方式的识别、盲解调等有着重大的现实意义。

目前，随着军事通信中通信环境的日趋复杂化，为了保证信号传输的安全性，现有的军事通信系统已由原来多路混合信号的单调制方式通信转变为多路混合信号的多调制方式通信。而在军事对抗中截获到的敌方信号往往采用的也都是多调制方式，这就给破译截获信号提出了更高的要求。为了顺利地完成截获信号的解调，需要准确估计截获信号的符号率。而现有的符号率估计方法多针对多路混合信号单一调制方式的通信系统，当将其运用到多路混合信号多调制方式的通信系统中，方法的估计性能很难得到保证。同时现有的、适合于多路混合信号多调制方式通信系统的符号率估计方法存在计算量大、复杂度高等缺点，若将其运用到多调制方式的军事通信系统中，方法的实时性也很难得到保证，这对高实时性军事通信来说，无疑是一个致命的缺陷。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术存在的缺陷和不足，提供一种多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法，该方法能提高其在多路混合信号多调制方式通信系统中符号率的估计精度。

为了达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法，其特征在于首先利用多尺度小波变换粗略估计接收到的混合信号符号率；然后构造相同循环频率不同延时的循环自相关特征向量；根据小波变换粗略估计所得符号率选择合适的循环频率区间；最后，通过在给定的频率搜索区间内计算接收信号循环自相关特征向量模的最大值来搜索线性混合数字调制信号的符号率，其步骤如下：

(1)将n个信源数据分别调制到载波上，形成n路数字调制信号；

(2)对调制后的n路数字信号进行线性混合，经模拟射频处理通过信道发射出去；

(3)在接收终端接收上述经过无线信道传播出的线性混合数字调制信号再模拟处理并数字化，转换为中频信号；

(4)利用多尺度Haar小波变换粗略估计多路线性混合数字调制信号s_m(t)的符号率

(5)提取线性混合数字调制信号s_m(t)的包络A_m(t)；

(6)推导线性混合数字调制信号s_m(t)包络A_m(t)的自相关函数R_m(t)；

(7)推导接收信号r(t)的循环自相关函数R_r ^α(τ)与线性混合数字调制信号s_m(t)的循环自相关函数R_s ^α(τ)之间的关系；

(8)采用与步骤(7)相同的步骤构造相同循环频率不同延时的循环自相关特征向量，利用步骤

(1)中粗略估得的符号率确定一频率搜索区间估计出最终的线性混合数字调制信号的符号率。上述步骤(3)中所述的中频信号为：

r(t)＝s_m(t)+n(t)，

其中r(t)表示在接收端获取到的信号，s_m(t)为多路线性混合数字调制信号，n(t)为加性平稳高斯白噪声。

上述步骤(4)中所述的s_m(t)的Haar小波变换定义为：

$\mathrm{CWT}(a,\mathrm{\τ})=\frac{1}{\sqrt{a}}\text{\∫}{s}_m\left(t\right){\mathrm{\ψ}}^{*}\left(\frac{t-\mathrm{\τ}}{a}\right)\mathrm{dt},$

其中a为小波变换尺度因子，通常情况下，a选为2的倍数，τ为位移因子，

为母小波，其形式为：

$\mathrm{\&psi;}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& -0.5<t<0\\ -1& 0<t<0.5\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right..$

上述步骤(5)中所述的提取线性混合数字调制信号s_m(t)的包络A_m(t)：

$A_m\left(t\right)=\underset{i}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{\mathrm{ij}}g(t-{\mathrm{iT}}_i-{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ij}}),$

其中A_m(t)为线性混合信号s_m(t)的包络，Q表示混合信号中可能存在不同符号率的个数，N表示混合信号中码元的个数，a_ij表示第i个符号率对应的第j个数字调制信号的码元序列，T_i表示第i个符号率，θ_ij表示第i个符号率对应的第j个符号周期内的传输延时。

与现有技术相比，本发明提供的是一种多路线性混合数字调制信号的符号率估计方法，该方法将小波变换和循环自相关运用到多路混合数字调制信号的符号率估计中，解决了目前多路混合信号多调制方式通信系统中符号率的估计问题，具有估计速度快、在低信噪比时仍具有高估计精度等优点。

附图说明

图1为本发明多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法的流程框图。

具体实施方式

以下将对本发明的多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法作进一步的详细描述。

本发明的实施例，如图1所示，结合附图详细叙述如下：

(1)将n个信源数据分别调制到载波上，形成n路数字调制信号；

(2)对调制后的n路数字信号进行线性混合，形成n路线性混合数字调制信号，然后经模拟射频处理通过信道发射出去；

(3)在接收终端接收上述经过无线信道传播出的线性混合数字调制信号再模拟处理并数字化，转换为中频信号，中频信号为：

r(t)＝s_m(t)+n(t)，

其中r(t)表示在接收端获取到的信号，s_m(t)为多路线性混合数字调制信号，n(t)为加性平稳高斯白噪声；

(4)利用多尺度Haar小波变换粗略估计多路线性混合数字调制信号s_m(t)的符号率

并将其记为

s_m(t)的小波变换定义为：

$\mathrm{CWT}(a,\mathrm{\&tau;})=\frac{1}{\sqrt{a}}\text{\&Integral;}{s}_m\left(t\right){\mathrm{\&psi;}}^{*}\left(\frac{t-\mathrm{\&tau;}}{a}\right)\mathrm{dt},$

其中a为小波变换尺度因子，通常情况下，a选为2的倍数，τ为位移因子，

为母小波，主要选择形式比较简单的Haar小波，其形式为：

$\mathrm{\&psi;}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& -0.5<t<0\\ -1& 0<t<0.5\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.;$

(5)提取线性混合数字调制信号s_m(t)的包络：

$A_m\left(t\right)=\underset{i}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{\mathrm{ij}}g(t-{\mathrm{iT}}_i-{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ij}}),$

其中A_m(t)为线性混合信号s_m(t)的包络，Q表示混合信号中可能存在不同符号率的个数，N表示混合信号中码元的个数，a_ij表示第i个符号率对应的第j个数字调制信号的码元序列，T_i表示第i个符号率，θ_ij表示第i个符号率对应的第j个符号周期内的传输延时；

(6)推导线性混合数字调制信号s_m(t)包络A_m(t)的自相关函数R_m(t)，并由R_m(t)的相关性质证明A_m(t)满足循环平稳性；

(7)由高斯白噪声是均值为0的平稳随机过程这一条件推导接收信号r(t)的循环自相关函数R_r ^α(τ)与线性混合数字调制信号s_m(t)的循环自相关函数R_s ^α(τ)之间的关系，即

其中α为循环频率，τ为循环位移因子，K为某一固定常数；

(8)采用与步骤(7)的步骤构造相同循环频率不同延时的循环自相关特征向量{R_r ^α(τ₁)，R_r ^α(τ₂)，…，R_r ^α(τ_M-1)，R_r ^α(τ_M)}，利用步骤(1)中粗略估得的符号率确定一频率搜索区间，在该区间内通过最大化{R_r ^α(τ₁)，R_r ^α(τ₂)，…，R_r ^α(τ_M-1)，R_r ^α(τ_M)}估计出最终的线性混合数字调制信号的符号率。

Claims (4)

1.一种多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法，其特征在于首先利用多尺度小波变换粗略估计接收到的混合信号符号率；然后构造相同循环频率不同延时的循环自相关特征向量；根据小波变换粗略估计所得符号率选择合适的循环频率区间；最后，通过在给定的频率搜索区间内计算接收信号循环自相关特征向量模的最大值来搜索线性混合数字调制信号的符号率，其步骤如下：

(1)将n个信源数据分别调制到载波上，形成n路数字调制信号；

(2)对调制后的n路数字信号进行线性混合，经模拟射频处理通过信道发射出去；

(3)在接收终端接收上述经过无线信道传播出的线性混合数字调制信号再模拟处理并数字化，转换为中频信号；

(4)利用多尺度Haar小波变换粗略估计多路线性混合数字调制信号s_m(t)的符号率

(5)提取线性混合数字调制信号s_m(t)的包络A_m(t)；

(6)推导线性混合数字调制信号s_m(t)包络A_m(t)的自相关函数R_m(t)；

(7)推导接收信号r(t)的循环自相关函数R_r ^α(τ)与线性混合数字调制信号s_m(t)的循环自相关函数R_s ^α(τ)之间的关系；

(8)采用与步骤(7)相同的步骤构造相同循环频率不同延时的循环自相关特征向量，利用步骤(1)中粗略估得的符号率确定一频率搜索区间估计出最终的线性混合数字调制信号的符号率。

2.根据权利要求1所述的多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法，其特征在于，上述步骤(3)中所述的中频信号为：

r(t)＝s_m(t)+n(t)，

其中r(t)表示在接收端获取到的信号，s_m(t)为多路线性混合数字调制信号，n(t)为加性平稳高斯白噪声。

3.根据权利要求2所述的多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法，其特征在于，上述步骤(4)中所述的s_m(t)的Haar小波变换定义为：

$\mathrm{CWT}(a,\mathrm{\&tau;})=\frac{1}{\sqrt{a}}\&Integral;s_m\left(t\right){\mathrm{\&psi;}}^{*}\left(\frac{t-\mathrm{\&tau;}}{a}\right)\mathrm{dt},$

其中a为小波变换尺度因子，a选为2的倍数，τ为位移因子，为母小波，其形式为：

$\mathrm{\&psi;}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& -0.5<t<0\\ -1& 0<t<0.5\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right..$

4.根据权利要求3所述的多路线性混合数字调制信号的盲符号率估计方法，其特征在于，上述步骤(5)中所述的提取线性混合数字调制信号s_m(t)的包络A_m(t)：

$A_m\left(t\right)=\underset{i}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{\mathrm{ij}}g(t-i{T}_i-{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ij}}),$

其中A_m(t)为线性混合信号s_m(t)的包络，Q表示混合信号中可能存在不同符号率的个数，N表示混合信号中码元的个数，a_ij表示第i个符号率对应的第j个数字调制信号的码元序列，T_i表示第i个符号率，θ_ij表示第i个符号率对应的第j个符号周期内的传输延时。

Images