CN101702606A

CN101702606A - 一种凸极同步电机转子变极的设计方法

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Publication number: CN101702606A
Application number: CN200910272751A
Authority: CN
Inventors: 王雪帆; 朱泽堂
Original assignee: Huazhong University of Science and Technology
Current assignee: Huazhong University of Science and Technology
Priority date: 2009-11-13
Filing date: 2009-11-13
Publication date: 2010-05-05
Anticipated expiration: 2029-11-13
Also published as: CN101702606B

Abstract

一种凸极同步电机转子变极的设计方法，属于凸极同步电机转子结构设计方法，解决现有设计方法存在的磁极大小宽度不等、转子绕组接线复杂、空间或材料利用率低的问题。本发明给定变前极极对数p₁和变后极极对数p₂，选择密槽系数k，由此确定虚拟转子槽数Z，然后作槽号相位图，选取原始磁极列以及相应的移动列并划分槽号组，用移动列中相邻近的槽号替换原始磁极列槽号组的边缘槽号，得到初步变极方案并作谐波分析以确定正式变极方案。本发明将凸极转子化为多槽隐极转子来分析，通过从中排除和选择适当的槽，使得所获得的变极方案仍然保持凸极结构不变，且磁极大小宽度相同，导体利用率高，谐波含量低，无需丢弃任何磁极而实现三滑环切换变极。

Description

一种凸极同步电机转子变极的设计方法

技术领域

本发明属于凸极同步电机转子结构设计方法。

背景技术

同步电机的调速有多种方式，但变极调速最为简便易行。与异步电机不同，同步电机变极调速需要同时改变定子绕组和转子绕组的极对数。原理上，同步电机定子绕组变极问题与异步电机定子绕组变极相同，其研究也已相当深入，同步电机变极的特点或是难点主要在于转子变极。

按转子结构不同，同步电机可分为隐极式和凸极式两种，隐极机的气隙是均匀的而凸极机气隙是非均匀的。实际应用中需要调速的同步电机多为低速凸极机，因此对于凸极机转子变极问题进行研究有一定意义。

改变凸极同步电机转子极对数的方法有分组反接方式、短接部分磁极线圈再分组反接方式、以及大小磁极加分组反接方式等。其中分组反接方式最为简单，但气隙磁场中谐波分量大，电磁材料利用率低，大小磁极方式的气隙磁场谐波分量则相对较小，电磁材料利用率也有提高。

目前变极凸极同步电机转子通常采用磁极大小宽度不同，间距不等的结构形式，为确定这样一个转子变极方案，一般的做法是先将两种极数沿转子圆周表面的极性变化用长方格表示，即形成一个极区图，然后借助于这个极区图来确定磁极位置，以及不同宽度的大、小极布置方案。

不过，这种极区图实际上只是一个粗略的分析工具，仅仅用此很难准确确定磁极位置，或是各个磁极的大小及间距。目前的大小极不等距分布这种结构本身也存在空间或材料利用率低的问题，而且，这种结构常要求在一种极数下丢掉一些励磁极，这不但会使转子绕组接线复杂化并造成材料利用率进一步下降。

发明内容

本发明提供一种凸极同步电机转子变极的设计方法，解决现有设计方法存在的磁极大小宽度不等、转子绕组接线复杂、空间或材料利用率低的问题。

本发明的一种凸极同步电机转子变极的设计方法，包括以下步骤：

第一步.给定变前极极对数p₁和变后极极对数p₂，p₁和p₂为正整数，p₁＞p₂；选择密槽系数k，k为任意正整数；

第二步.确定虚拟转子槽数Z，Z＝2kp₁；根据给定的p₁、p₂以及Z，分别作变前极极对数p₁槽号相位图和变后极极对数p₂槽号相位图；

第三步.在变前极极对数p₁槽号相位图上任选1列作为原始磁极列，其所含槽号，代表变极前原有磁极的初始位置；

第四步.在变前极极对数p₁槽号相位图上选取与原始磁极列相邻的n列作为移动列，代表进行变极方案选择时磁极可能移动到的位置，所述相邻的n列处于原始磁极列一侧或者两侧，n＝1，2，…k；

第五步.将所述原始磁极列槽号和移动列槽号重新按变后极极对数p₂的槽号相位排布，分别列于变后极极对数p₂的槽号相位图下，形成分列槽号相位图，在分列槽号相位图上任意位置，用1根对称轴线将按变后极极对数p₂槽号相位排布的原始磁极列槽号和移动列槽号，平分为两个部分，这两个部分互差180°对称，原始磁极列和移动列，各自被分为互差180°对称的两个槽号组；将原始磁极列分为互差180°对称的两个槽号组，作为基本变极方案；在基本变极方案中，将任一个槽号组所包括的槽号反向，原始磁极列对应极对数即从p₁变为p₂；

第六步.先选择线圈跨距y，y＝k＝τ₁，式中τ₁为变前极p₁极距；在基本变极方案中，去掉位于两个槽号组边缘的m个槽号，m＝1，2，…p₁/2；将所述原始磁极列两个槽号组去掉的m个槽号用移动列中顺序相邻近的槽号替换；

第七步.所述原始磁极列两个槽号组去掉的槽号替换后，去掉被线圈跨距覆盖的原始磁极列槽号，得到初步变极方案；

基本变极方案对于极对数p₁而言，绕组利用系数高谐波含量低，但对于极对数p₂，对应的绕组利用系数低，谐波含量大，为提高极对数p₂的绕组系数，必须去掉位于两个槽号组边缘的一些槽号，使变后极p₂对应的相带宽度变窄；

第八步.对所述初步变极方案作绕组磁动势谐波分析以进行评价，确定方案是否可用，是则将所述初步变极方案作为正式变极方案；否则重新选择密槽系数k，转第二步，或者将所述原始磁极列两个槽号组去掉的m个槽号用移动列中顺序次邻近的槽号替换，所述移动列中顺序次邻近的槽号相对所述相邻近的槽号以步长τ₁/k移动，转第七步。

按上述步骤能找到可用的转子变极方案，所设计的凸极变极同步电机，其定子三相绕组具有p₁和p₂两种不同的极对数，其中p₁为多极对数，p₂为少极对数；转子上布置的磁极为凸极不等距结构，磁极大小宽度相同，磁极间距为τ₁+τ₁(n-1)/k(τ₁＝πD/(2p₁)，D为转子外径；n＝1，…k；k为正整数)，每个磁极上绕有直流励磁线圈，全部磁极分为两组，当两组磁极线圈通过电流方向相同时，转子呈现极对数p₁；当两组磁极线圈通过电流方向相反时，转子呈现极对数p₂，转子绕组采用串联/并联接法时，通过滑环引出线为3根；采用串联/串联接法时，通过滑环引出线为4根。

所述的设计方法，得到所述正式变极方案之后，如果磁极相互之间间隔超过τ₁+τ₁/k，则可以在转子最大磁极间隔内加装辅助导磁极，电机转子上布置的磁极数目为2p₂，辅助导磁极数目为2(p₁-p₂)，辅助导磁极上不设置励磁线圈。

所述的设计方法，得到所述正式变极方案之后，如果磁极相互之间间隔超过τ₁+τ₁/k，也可以在转子所有大于τ₁的磁极间距内均布置辅助导磁极，辅助导磁极上不设置励磁线圈。

本发明基于隐极转子分析，因此从理论上而言，磁极以步长τ₁/k移动，相互之间间隔超过τ₁+τ₁/k，也即比正常极距τ₁超过一个虚拟槽距间隔时，可考虑加装辅助导磁极，辅助导磁极上不设置励磁线圈，仅作为导磁通路，辅助导磁极宽度可为τ₁/k的整数倍。

电机转子上布置的磁极数目为2p₂，辅助导磁极数目为2(p₁-p₂)，布置在转子最大磁极间隔内，这将可能改善磁路的导磁状况；

可以看出，本发明是将凸极转子看成隐极转子，且转子齿槽沿圆周均匀分布为分析基础的，通过本发明所获得的变极方案，磁极数目通常等于两种极数中的少极数，磁极间距不等，但可以做到磁极大小相等，两种极数下都不用丢极，绕组利用率高，且出线头可为3个，换接简便，移动磁极的相对位置可获得不同的变极方案以进行选择，磁极每次沿转子圆周表面移动的步长为τ₁/k(这里τ₁也可以表示为τ₁＝πD/(2p₁)，D为转子外径)，显然，选取更大的k值可更精细地调整变极方案。

本发明从原理上来说仍然为分组反接的反向变极法，但是本发明通过引入“虚拟槽”的概念，将凸极转子看作隐极转子来进行分析，也即将凸极转子圆周表面的磁极看成是隐极转子圆周表面均匀分布的齿槽，并对每一齿槽宽度进行虚拟细分化为多槽均匀分布转子，细分的程度由变极方案所要求磁极沿转子表面可能移动的步长决定，这时的槽位置也代表了磁极可能移动到的位置，然后建立相应多槽转子的槽号相位图，按反向法一般原理，以及遵循两种极数下绕组系数最大、谐波含量最少且保持转子凸极结构不变的原则，采用观察法构建新的转子变极方案，所获得的转子变极方案采用绕组磁势谐波分析法进行选择和评价。

本发明引入“虚拟槽”的概念，将凸极转子化为多槽隐极转子来分析，通过从中排除和选择适当的槽，使得所获得的变极方案仍然保持凸极结构不变，且磁极大小宽度相同，导体利用率高，谐波含量低，两种极数下均无需丢弃任何磁极而实现三滑环切换变极。

附图说明

图1Z＝24，p₁＝12槽号相位图；

图2(a)常规反向法变极方案，Z＝24，p₂＝10槽号相位图；

图2(b)常规反向法变极方案，p₁＝12槽号按p₂＝10相位分布图；

图2(c)常规反向法变极方案，p₂＝10槽号相位分布图(180°相带)；

图2(d)常规反向法变极方案，p₂＝10槽号相位分布图(150°相带)；

图3Z＝96，p₁＝12槽号相位图；图中，自左向右第1、3列为移动列(虚线框内槽号)，第2列为磁极列(实线框内槽号)；

图4(a)Z＝96，p₂＝10槽号相位图；

图4(b)按p₂＝10相位排列的磁极列槽号(实线框内)和移动列槽号(虚线框内)；

图4(c)完成的极比24/20变极方案；

图5k＝4磁极布置示意图，图中，白色T形为励磁极，黑色T形为导磁极；

图6k＝4，24/20变极绕组励磁极线圈接线图；

图7(a)k＝5，极比24/20，p₁＝12槽号相位分布图；

图7(b)k＝5，极比24/20，p₂＝10槽号相位分布图；

图8k＝5磁极布置示意图，图中，白色T形为励磁极，黑色T形为导磁极。

具体实施方式

以下结合实施例对本发明进一步说明。

下面以极对数p₁＝12，p₂＝10，极比24/20变极转子为例，说明本发明。

现有常规反向变极法，变前极p₁＝12，即有24个磁极，将之看成沿转子圆周均匀分布的24槽，也可以认为这时的k＝1，Z＝2kp₁＝24，对应p₁槽号相位图如图1所示。由图1可看出，p₁槽号相位图中共含左右两列槽号，任取其一列作为变前极p₁对应槽号，然后画出对应变后极p₂＝10的p₂槽号相位图，如图2a所示，将上述p₁对应槽号按p₂相位画在p₂槽号相位图(图2(a))下，并按反向法变极原理将这些槽号划分为互差180°的两组，如图2(b)所示，两组分别标注为“I”，“II”，变极时可任意将其中一组槽号反向，转子绕组即呈现为极对数p₂＝10，这样就得到了常规变极方案，如图2(c)所示。

现有常规反向法变极方案，变前极p₁绕组系数高，为1.0，且谐波含量低，但对于变后极p₂，绕组系数低至0.622，且谐波分量大，这样就很难实际应用。一般而言，变后极p₂绕组系数低的直接原因是相带过宽，因此，为提高变后极p₂绕组系数，可以考虑去掉相带边缘一些槽号使带宽变窄，例如在图2(c)中去掉槽号2，14，-8，-20，相带宽从180°缩减为150°，如图2(d)所示。绕组系数也相应提高至0.721。不过，从对绕组的基本要求来看，往往希望既有高的绕组系数也希望能有低的谐波含量，这种单纯去槽的方法虽然表面上能提高变后极p₂绕组系数，但另一方面，转子实际导体利用率大大降低，而且谐波分析结果表明，其主要谐波幅值并未明显降低，由此可见，常规方法是无法得到两种极数下导体利用率高且谐波含量低的变极方案的。

本发明是由现有常规反向变极法发展而来。

一、实施例1，包括以下步骤：

第一步.给定变前极极对数p₁＝12和变后极极对数p₂＝10；选择密槽系数k＝4；

第二步.确定虚拟转子槽数Z＝2kp₁＝96；根据给定的p₁、p₂以及Z，分别作变前极极对数p₁槽号相位图(图3)和变后极极对数p₂槽号相位图(图4(a)，只画出180°范围)；

第三步.在变前极极对数p₁槽号相位图(图3)上选取第2列作为原始磁极列，其所含槽号，代表变极前原有磁极的初始位置；

第四步.在变前极极对数p₁槽号相位图(图3)上分别选取与原始磁极列(第2列)相邻的第1列和第3列作为移动列，代表进行变极方案选择时磁极可能移动到的位置；紧邻第2列选取是为使变前极p₁分布系数不至降得过多；

第五步.将所述原始磁极列槽号和移动列槽号重新按变后极极对数p₂的槽号相位排布，分别列于变后极极对数p₂的槽号相位图(图4(a))下，形成分列槽号相位图(图4(b))，在分列槽号相位图上任意位置，用1根对称轴线将按变后极极对数p₂槽号相位排布的原始磁极列槽号和移动列槽号，平分为两个部分，这两个部分互差180°对称，原始磁极列和移动列，各自被分为互差180°对称的两个槽号组；将原始磁极列分为互差180°对称的两个槽号组，分别标注为“I”，“II”，作为基本变极方案，也即上述常规变极方案；在基本变极方案中，将标注“II”槽号组所包括的槽号反向，如图4(b)所示，这时原始磁极列对应极对数即从p₁变为p₂；

第六步.先选择线圈跨距y，y＝k＝τ₁＝4；在基本变极方案中，去掉图4(b)中磁极列所属边缘槽号34，82，10，58和38，86，14，62；并以移动列中顺序相邻近槽号35，83，11，59(相对磁极列顺序移动了1槽)和41，89，17，65(相对磁极列顺序移动了3槽)替换；

第七步.所述原始磁极列两个槽号组去掉的槽号替换后，为保证转子的凸极结构，避免转子线圈交叉重叠，去掉被线圈跨距覆盖的原始磁极列槽号42，90，18，66，得到初步变极方案，该方案槽号对极对数p₂而言的分布如图4(c)所示，可以看出，这个变极方案与常规单速24极转子相比，去掉了4个磁极。若要得到极对数p₁，只要将图4(c)中标注“II”的槽号组所属槽号反向即可。

上述k＝4方案磁极布置示意图如图5所示。为符合一般习惯，图中励磁极按槽号大小次序重新进行了顺序编号，也即以数字1，2，...，20分别代表槽号94，2，6，11，17，22，26，30，35，41，46，50，54，59，65，70，74，78，83，89；每个槽号代表一个励磁线圈。

因为该变极方案线圈跨距是按24极整距选定，但由图5可以看出励磁极只有20个，励磁极之间只能为不等距，如图5中空心T形所示，按前述本发明理论可知，超过正常极距k＝τ₁的间隔可加装辅助导磁极，因此，对于较宽间距

可考虑加装宽度为的导磁极，共4个，具体位置如图5中黑色T形所示，对应励磁极线圈绕组接线如图6所示。图6中，D₁、D₂、D₃分别为直流励磁出线端，数字1，2，...，20各代表一个励磁线圈。

二、实施例2：在第一步中，令k＝5，这时Z＝2kp₁＝120，所获得的一种变极方案，其在极对数p₁＝12和p₂＝10的槽号相位分布分别如图7(a)和图7(b)所示，图8为这时的磁极布置示意图。仍为符合一般习惯，图8中励磁极按槽号大小次序重新进行了顺序编号，也即以数字1，2，...，20分别代表图中槽号111，116，1，7，15，21，26，31，37，45，51，56，61，67，75，81，86，91，97，105。图8中励磁极之间仍为不等间距，可以看出k＝5和k＝4时沿转子圆周磁极分布规律相似，只是其中间距有所不同。图8中，对大于正常极距k＝τ₁的间隔仍标出了4个宽度分别为的辅助导磁极位置，具体位置如图8中黑色T形所示，对应励磁极线圈绕组接线仍如图6所示。

从以上实施例可以看出，实际上可能作出的变极方案是很多的，一般来说，k值取得越大，得到可供选择的变极方案就越多，为尽可能提高两种极数下导体利用率，排列变极方案时需遵循两种极数下槽号分布系数最大化的原则，这就要求直观上观察到槽号分布在比较窄的相带内，至于所获得的变极方案是否适用还需对之进行谐波分析后才能最后决定。

三、谐波分析及结论

关于应用本发明获得的变极方案的评价，可以利用绕组磁势谐波分析法进行。仍以极对数p₁＝12，p₂＝10，极比24/20的变极转子为例，分别对于前述k＝1，k＝4，k＝5等三种情况下作出的变极方案进行绕组磁势谐波分析，结果同列于表1和表2以便于比较。

表1p₂＝10转子绕组磁势谐波分析

表2p₁＝12转子绕组磁势谐波分析

从表1和表2可以看出，对于k＝1，为常规变极方案，当p₁＝12时，绕组系数1.0高且谐波含量低，但p₂＝10时，180°带宽绕组系数0.622低，且有一个幅值高达71.43％的28极齿谐波磁势，而去掉四个边缘槽号150°带宽时的绕组系数0.721虽然有所提高，但28极齿谐波幅值仍为71.43％，说明简单的去掉一些线圈并不能削弱齿谐波磁势；对于k＝5的变极方案，当p₂＝10时，绕组系数0.8622显著提高，而更为重要的是28极谐波幅值降为了37.06％，虽然这时p₁＝12的绕组系数0.92，与k＝1常规变极相比较有所降低，谐波含量也增加了，但幅值较高的主要为低次谐波，影响较大的高次齿谐波还有所降低；对于k＝4的变极方案，当p₂＝10时，绕组系数0.8822进一步提高，28极高次谐波幅值则进一步降低至30.67％，同时p₁＝12的绕组系数0.88，与k＝5时的相比较更进一步降低，但就两种极数平衡来看，仍然是可以接受的。

从以上分析可以看出，本发明基于“虚拟多槽”的概念，利用槽号相位图将凸极转子化为隐极转子进行分析而形成了一种新的设计方法。按照这种“虚拟多槽”的新设计理念，当转子磁场分布情况以虚拟槽的形式从磁势分析角度表述，借助于槽号相位图，容易确定每个磁极在槽号相位图上的相位，更直观地进行变极方案设计，又因为在这种情况下，需要移动的磁极沿转子圆周移动的距离总是虚拟槽距的整倍数，选取较多的转子槽数，就能获得更精细的移动，精确确定各个磁极沿转子圆周的相对位置，为变极方案的编排提供明确、直观的依据。

传统的凸极同步电机变极转子方案，因为总需要采用大小磁极或是丢弃一部分磁极等，结果造成两种极数下总会有一种极数绕组系数低或是导体利用率不高，而本发明得到的变极方案，两种极数下绕组系数可以得到很好的平衡，磁极大小相同，数目通常可以等于少极数而无需丢弃任何磁极，导体利用率高，可以做到三滑环切换，绕组磁势谐波分析结果表明其谐波含量可以控制在容许的范围内。基于本发明也能得到一些有用的结论，例如，本发明方案磁极仍然为不等间距，由于分析以隐极转子为基础，于是可推论，对于磁极较大间隔，可考虑加装导磁极改善磁路的导磁状况等。这些充分说明，本发明提供了获得更好转子变极方案的一种可行途径。

Claims

1.一种凸极同步电机转子变极的设计方法，包括以下步骤：

2.如权利要求1所述的设计方法，其特征在于：

得到所述正式变极方案之后，如果磁极相互之间间隔超过τ₁+τ₁/k，则在转子最大磁极间隔内加装辅助导磁极，电机转子上布置的磁极数目为2p₂，辅助导磁极数目为2(p₁-p₂)，辅助导磁极上不设置励磁线圈。

3.如权利要求1所述的设计方法，其特征在于：

得到所述正式变极方案之后，如果磁极相互之间间隔超过τ₁+τ₁/k，则在转子所有大于τ₁的磁极间距内均布置辅助导磁极，辅助导磁极上不设置励磁线圈。