CN101694961A - 低纹波升压式电荷泵 - Google Patents

Abstract

本发明公开了低纹波升压式电荷泵，包括单电容倍压电路，在单电容倍压电路的输出电压和输入电压之间设置有连续型反馈电路，连续型反馈电路包括依次连接的输出电压采样支路、运算放大器和调整管；输出电压采样支路的检测电压和基准电压分别连接至运算放大器的两个输入端，运算放大器的输出端连接至调整管的输入端，连续型反馈电路的反馈机制最终使输出电压稳定于预定值；本发明增加了输出电压采样支路、运算放大器和有源调整管组成的连续型反馈机制，当输入电压或温度等因素变化时，通过反馈维持输出电压的稳定；另一方面，由于反馈的连续性，输出电压的纹波中不再包括失调电压等非理想因素，具有较低的纹波。

Description

低纹波升压式电荷泵

技术领域

本发明涉及电荷泵领域，特别是一种低纹波升压式电荷泵。

背景技术

随着集成电路制造工艺的飞速发展，人们为了追求低成本，在IC设计中用到的器件尺寸越来越小，与之相对应的是越来越低的电源电压。但是，在很多应用中，需要比供电的电源电压更高的电压，比如：LED的集成驱动设计、电压采样开关驱动等，现行的升压技术包括：AC-DC、DC-DC以及电荷泵。在对升压幅度要求不高和负载要求不大的应用中，电荷泵是首选的升压实现方式。

传统的单电容倍压电荷泵结构如图1所示，其中Cin为倍压电容，在设计时为芯片外接电容，此电容即为“单电容”，因为充放电时的电荷转移均由它完成；CL为负载电容，当CL与Cin为适当比例时，可得到较小的纹波；S1、S2、S3、S4为电荷泵开关，在不同的时钟状态下控制电荷转移；VIN为输入电压，VOUT为输出电压。假定S1、S2、S3、S4为理想开关，当时钟为高电平时，S1和S4断开，S2和S3闭合，Cin两端电压差为VIN，即CB瞬时电压为VIN，由于S4断开，VOUT回滞通路被切断，负载电容CL释放电荷供负载使用；当时钟切换为低电平时，S1和S4闭合，S2和S3断开，CA瞬时电压升至VIN，由于Cin两端的压差不变，故CB瞬时电压值为2*VIN。由于S4闭合，CB通过S4对负载电容CL充电。当VOUT为2*VIN时，每一时钟周期的充放电达到平衡，使VOUT稳定于2*VIN。

由于VOUT对VIN有强烈的依赖性，因此当VIN变化时，VOUT变化剧烈。这样一方面，对于有干扰的输入源，我们无法得到稳定的输出电压；另一方面，对于输入电压为定值的情况，我们往往得不到预定的输出。

由于没有引入反馈机制，故输出电压随输入电压以及温度等因素的变化有很大的波动。

ATT3100是现有的具有代表性的反馈式倍压电荷泵方案，如图2所示，它的电荷转移原理与传统单电容倍压电荷泵的原理类似。不同的是，它增加的电压采样和数字控制反馈机制，rf1和rf2为采样电阻网络，输出电压VOUT的采样值VFB与基准电压VREF作比较，比较器amp输出脉冲信号控制时钟的占空比，这样通过破坏每一时钟周期内的充放电平衡来达到抑制VOUT变动的目的。

假定VIN增大，显然电荷泵最初的响应会让VOUT有增大的趋势，这种趋势下，比较器输出改变，使时钟占空比减小，导致每一时钟周期下负载电容CL放电量高于充电量，这样VOUT就有降低的趋势，最终的结果是使VOUT趋于稳定。这种反馈方式属于离散型。在计算输出电压的纹波时，不能简单的依照公式：

Vripple＝Iload*(T/2)/(CL)

必须加上比较器amp的失调电压等因素。这些因素的总和将使典型应用时(Cin＝1uF，CL＝10uF，Iload＝50mA，T＝1us)，电压纹波高于20mV。

ATT3100通过引入改变时钟占空比的离散型反馈方式，在输入电压和温度等因素变化时稳定输出电压。但离散型反馈的缺点是会引入较大的纹波，ATT3100在典型应用下的纹波约为几十毫伏。

传统的双电容倍压电荷泵具有更高的带载能力，但制造成本远高于单电容倍压电荷泵。

综合设计成本以及性能等因素，在倍压电荷泵设计时，一般更倾向于采用反馈式单电容倍压电荷泵。电荷泵的反馈方式包括离散型和连续型，与连续型反馈方式相比，离散型反馈方式会对电荷泵引入较大的纹波。

为改善纹波，本发明提出了一种简易的连续型反馈结构，在典型应用下输出电压的纹波仅为几毫伏。

发明内容

本发明的目的是设计一种连续型反馈的低纹波升压式电荷泵，可实现高于输入电压的升压输出，并且该电压具有较小的纹波。

为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：

低纹波升压式电荷泵，包括单电容倍压电路，其特征在于：在单电容倍压电路的输出电压VOUT和输入电压VIN之间设置有一个连续型反馈电路，所述连续型反馈电路包括依次连接的输出电压采样支路、运算放大器和调整管；所述输出电压采样支路用于检测输出电压，将检测到的电压VFB输入至运算放大器的一个输入端，运算放大器另一输入端为基准电压VREF，运算放大器的输出端连接至调整管的输入端；

所述输出电压VFB的变化控制运算放大器的输出，调整管的输入端、输出端的电压损耗与输出电压VFB的变化相同；

总电压损耗与输出电压之和为两倍输入电压，连续型反馈电路的反馈机制最终使输出电压稳定于预定值，如VREF×(rf1+rf2)/rf2。

由于运放的工作是连续进行的，不同于比较器的离散的高低电平转换，因而连续型反馈电路为连续型反馈。

所述单电容倍压电路由倍压电容Cin、开关P1、开关P2、开关P3、开关P4和负载电容CL组成；

倍压电容Cin的一端同时与开关P1、开关P2的一端连接，开关P1的另一端与输入电压端连接，开关P2的另一端与地连接；

倍压电容Cin的另一端同时与开关P3、开关P4的一端连接，开关P3的另一端与输入电压端连接，开关P4的另一端与负载电容CL的一端连接；

所述开关P1、开关P4和开关P2、开关P3通过时钟的高低电平来控制断开和闭合。

所述连续型反馈电路包括调整管MP、运算放大器amp和电阻rf1、电阻rf2，所述调整管MP连接于输入电压端和开关P1之间，MP的源极连接运算放大器的输出端，运算放大器的负输入端均与电阻rf1、电阻rf2的一端同时连接，电阻rf1的另一端连接于开关P4和输出电压端之间，即开关P4和负载电容CL之间，电阻rf2的另一端连接于开关P2的接地端和负载电容CL的另一端之间。

所述低纹波升压式电荷泵的工作原理如下：

当时钟为高电平时，P1和P4断开，开关P2和P3闭合，输出电压VOUT回滞通路断开，负载电容CL处于放电状态，CL释放电荷供负载使用，此时输出电压VOUT减小，最大减小量为Iload×(T/2)/(CL)；当时钟为低电平时，P1和P4闭合，P2和P3断开，由于Cin两端压差不变，P4闭合，负载电容CL处于充电状态；当每个时钟周期的充放电达到平衡，输出电压VOUT稳定于VREF×(rf1+rf2)/rf2。

当输入电压VIN增大时，电荷泵响应为输出电压VOUT随之增加，检测的电压VFB也增大；检测电压VFB与基准电压VREF通过运算放大器比较后，运算放大器的输出值升高，即调整管MP的栅极电压增大，有源管(调整管、有源管，确定一个)MP和开关P1的导通电阻增加，其消耗电压增加，输出电压逐渐减小，因此在输入电压增大时通过反馈达到了输出电压的稳定；

当输入电压VIN减小时，电荷泵响应为输出电压VOUT随之减小，检测的电压VFB也减小；检测电压VFB与基准电压VREF通过运算放大器比较后，运算放大器的输出值降低，即调整管MP的栅极电压减小，有源管MP和开关P1的导通电阻减小，其消耗电压减小，输出电压逐渐增大，因此在输入电压减小时通过反馈达到了输出电压的稳定。

本发明所引入的反馈为连续型反馈，因为它是在输出变化的同时变化损耗电压，而不是如ATT3100一样，等待比较器翻转然后通过调节时钟占空比的方式稳定输出，用近似公式：Vripple＝Iload×(T/2)/(CL)来计算输出电压纹波。

所述输出电压采样支路将检测到的电压VFB输入至运算放大器的负输入端，运算放大器的正输入端连接基准电压VREF。

所述调整管可以是各种有源器件，所有开关器件和有源器件均有多种实现形式，例如MOS管、三极管、二极管等等，对应于多种不同的应用。

本发明的有益效果如下：

本发明在传统单电容倍压电荷泵的基础上，增加了输出电压采样支路、运算放大器和有源调整管组成的连续型反馈机制，当输入电压或温度等因素变化时，通过反馈维持输出电压的稳定；另一方面，由于反馈的连续性，输出电压的纹波中不再包括失调电压等非理想因素，与传统的ATT3100之类的离散型反馈电荷泵相比，本发明具有更低的纹波。

附图说明

图1为传统的单电容倍压电荷泵原理图

图2为ATT3100的原理图

图3为本发明的实现原理图

图4为本发明的实现方式一的电路图

图5为本发明的实现方式二的电路图

图6为本发明应用时的输出纹波仿真图

图7为本发明在负载瞬态变换下的输出仿真图

具体实施方式

低纹波升压式电荷泵，包括单电容倍压电路，在单电容倍压电路的输出电压VOUT和输入电压VIN之间设置有一个连续型反馈电路，所述连续型反馈电路包括依次连接的输出电压采样支路、运算放大器和调整管；所述输出电压采样支路用于检测输出电压，将检测到的电压VFB输入至运算放大器的一个输入端，运算放大器另一输入端为基准电压VREF，运算放大器的输出端连接至调整管的输入端；

所述输出电压VFB的变化控制运算放大器的输出，调整管的输入端、输出端的电压损耗与输出电压VFB的变化相同；

总电压损耗与输出电压之和为两倍输入电压，连续型反馈电路的反馈机制最终使输出电压稳定于预定值，如VREF×(rf1+rf2)/rf2。

由于运放的工作是连续进行的，不同于比较器的离散的高低电平转换，因而连续型反馈电路为连续型反馈。

所述单电容倍压电路由倍压电容Cin、开关P1、开关P2、开关P3、开关P4和负载电容CL组成；

倍压电容Cin的一端同时与开关P1、开关P2的一端连接，开关P1的另一端与输入电压端连接，开关P2的另一端与地连接；

倍压电容Cin的另一端同时与开关P3、开关P4的一端连接，开关P3的另一端与输入电压端连接，开关P4的另一端与负载电容CL的一端连接；

所述开关P1、开关P4和开关P2、开关P3通过时钟的高低电平来控制断开和闭合。

所述连续型反馈电路包括调整管MP、运算放大器amp和电阻rf1、电阻rf2，所述调整管MP连接于输入电压端和开关P1之间，MP的源极连接运算放大器的输出端，运算放大器的负输入端均与电阻rf1、电阻rf2的一端同时连接，电阻rf1的另一端连接于开关P4和输出电压端之间，即开关P4和负载电容CL之间，电阻rf2的另一端连接于开关P2的接地端和负载电容CL的另一端之间。

所述低纹波升压式电荷泵的工作原理如下：

如图3所示，当时钟为高电平时，P1和P4断开，P2和P3闭合，Cin两端电压差为(VIN-VP2-VP3)，VB端瞬时电压为(VIN-VP3)，由于P4断开，输出电压VOUT回滞通路断开，负载电容CL处于放电状态，CL释放电荷供负载使用，此时VOUT有减小的趋势，最大减小量为Iload×(T/2)/(CL)；当时钟为低电平时，P1和P4闭合，P2和P3断开，VA瞬时电压升至(VIN-VMP-VP1)，由于Cin两端压差不变，故VB瞬时电压值为(2×VIN-VP2-VP3-VMP-VP1)，由于P4闭合，VB通过P4对负载电容CL充电，负载电容CL处于充电状态；当VOUT为以下值时：

VOUT＝2×VIN-VP2-VP3-VMP-VP1-VP4＝VREF×(rf1+rf2)/rf2

每个时钟周期的充放电达到平衡，VOUT稳定于VREF×(rf1+rf2)/rf2。

当输入电压VIN增大时，电荷泵响应为输出电压VOUT随之增加，检测的电压VFB也增大；检测电压VFB与基准电压VREF通过运算放大器比较后，运算放大器的输出值升高，即调整管MP的栅极电压增大，有源管MP和开关P1的导通电阻增加，其消耗电压增加，输出电压逐渐减小，因此在输入电压增大时通过反馈达到了输出电压的稳定；

当输入电压VIN减小时，电荷泵响应为输出电压VOUT随之减小，检测的电压VFB也减小；检测电压VFB与基准电压VREF通过运算放大器比较后，运算放大器的输出值降低，即调整管MP的栅极电压减小，有源管MP和开关P1的导通电阻减小，其消耗电压减小，输出电压逐渐增大，因此在输入电压减小时通过反馈达到了输出电压的稳定。

本发明所引入的反馈为连续型反馈，因为它是在输出变化的同时变化反馈因子，而不是如ATT3100一样，等待比较器翻转然后通过调节时钟占空比的方式稳定输出。在计算输出电压纹波时，可以用近似公式：

Vripple＝Iload×(T/2)/(CL)

在典型应用时(Cin＝1uF，CL＝10uF，Iload＝50mA，T＝1us)，电压纹波约2.5mV。

所述输出电压采样支路将检测到的电压VFB输入至运算放大器的负输入端，运算放大器的正输入端连接基准电压VREF。

所述调整管可以是各种有源器件，所有开关器件和有源器件均有多种实现形式，例如MOS管、三极管、二极管等等，对应于多种不同的应用。

如图4所示，是本发明的一种实施方式的电路图。有源调整管由PMOS管实现，开关P1为PMOS管，开关P2为NMOS管，开关P3和P4为二极管。

如图5所示，是本发明的另一种实现方式的电路图。有源调整管由PMOS管实现，开关P2为NMOS管，开关P1、P3、P4均为PMOS管。由于MOS管的导通电压损耗一般低于二极管的导通损耗，因此可以用此结构实现较宽的输入电压范围。

图6是本发明典型应用下的输出纹波仿真图，可以看出当负载为50mA时，本发明输出电压的纹波仅为2.5mV，进一步验证了前述对于低纹波特性的推导。

图7是本发明在负载瞬态变换下的输出仿真图，从图中可以看出，当负载在0mA与50mA间瞬时变换时，输出电压变化的最大值低于典型值的2％，良好的负载特性将使本发明的广泛应用成为可能。

Claims (8)

1.低纹波升压式电荷泵，包括单电容倍压电路，其特征在于：

在单电容倍压电路的输出电压VOUT和输入电压VIN之间设置有一个连续型反馈电路，所述连续型反馈电路包括依次连接的输出电压采样支路、运算放大器和调整管；所述输出电压采样支路用于检测输出电压，将检测到的电压VFB输入至运算放大器的一个输入端，运算放大器另一输入端为基准电压VREF，运算放大器的输出端连接至调整管的输入端；

所述输出电压VFB的变化控制运算放大器的输出，调整管的输入端、输出端的电压损耗与输出电压VFB的变化相同；

总电压损耗与输出电压之和为两倍输入电压，连续型反馈电路的反馈机制最终使输出电压稳定于预定值。

2.根据权利要求1所述的低纹波升压式电荷泵，其特征在于：所述单电容倍压电路由倍压电容Cin、开关P1、开关P2、开关P3、开关P4和负载电容CL组成；

倍压电容Cin的一端同时与开关P1、开关P2的一端连接，开关P1的另一端与输入电压端连接，开关P2的另一端与地连接；

倍压电容Cin的另一端同时与开关P3、开关P4的一端连接，开关P3的另一端与输入电压端连接，开关P4的另一端与负载电容CL的一端连接；

所述开关P1、开关P4和开关P2、开关P3通过时钟的高低电平来控制断开和闭合。

3.根据权利要求2所述的低纹波升压式电荷泵，其特征在于：所述连续型反馈电路包括调整管MP、运算放大器amp和电阻rf1、电阻rf2，所述调整管MP连接于输入电压端和开关P1之间，MP的源极连接运算放大器的输出端，运算放大器的负输入端均与电阻rf1、电阻rf2的一端同时连接，电阻rf1的另一端连接于开关P4和输出电压端之间，即开关P4和负载电容CL之间，电阻rf2的另一端连接于开关P2的接地端和负载电容CL的另一端之间。

4.根据权利要求3所述的低纹波升压式电荷泵，其特征在于工作原理如下：

当时钟为高电平时，P1和P4断开，开关P2和P3闭合，输出电压VOUT回滞通路断开，负载电容CL处于放电状态，CL释放电荷供负载使用，此时输出电压VOUT减小，最大减小量为Iload×(T/2)/(CL)；当时钟为低电平时，P1和P4闭合，P2和P3断开，由于Cin两端压差不变，P4闭合，负载电容CL处于充电状态；当每个时钟周期的充放电达到平衡，输出电压VOUT稳定，VOUT的值为：VOUT＝VREF×(rf1+rf2)/rf2。

5.根据权利要求3或4所述的低纹波升压式电荷泵，其特征在于：当输入电压VIN增大时，电荷泵响应为输出电压VOUT随之增加，检测的电压VFB也增大；检测电压VFB与基准电压VREF通过运算放大器比较后，运算放大器的输出值升高，即调整管MP的栅极电压增大；有源管MP和开关P1的导通电阻增加，其消耗电压增加，输出电压逐渐减小，因此在输入电压增大时通过反馈达到了输出电压的稳定；

当输入电压VIN减小时，电荷泵响应为输出电压VOUT随之减小，检测的电压VFB也减小；检测电压VFB与基准电压VREF通过运算放大器比较后，运算放大器的输出值降低，即调整管MP的栅极电压减小，有源管MP和开关P1的导通电阻减小，其消耗电压减小，输出电压逐渐增大，因此在输入电压减小时通过反馈达到了输出电压的稳定。

6.根据权利要求1或3所述的低纹波升压式电荷泵，其特征在于：采用公式Vripple＝Iload×(T/2)/(CL)计算输出电压纹波。

7.根据权利要求1所述的低纹波升压式电荷泵，其特征在于：所述输出电压采样支路将检测到的电压VFB输入至运算放大器的负输入端，运算放大器的正输入端连接基准电压VREF。

8.根据权利要求1所述的低纹波升压式电荷泵，其特征在于：所述调整管采用有源器件。

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