CN101689883A - 用于从rake接收机输出中消除导频信道振幅依赖性的方法和设备 - Google Patents

Abstract

接收机利用从导频信道得到的导频信道传播信道估计和信号干扰度量来形成组合权重以用于从期望信道获得软符号以供进行后续解码。由此获得的软符号基本上独立于导频信道振幅。

Description

用于从RAKE接收机输出中消除导频信道振幅依赖性的方法和设备

背景技术

技术领域

本发明大体上涉及用于处理所接收的无线通信信号的方法和设备，特别地，涉及使用从导频信道传播信道估计得到的组合权重(combining weight)来从业务信道信号生成软符号，以使得所产生的软符号不随导频信道-业务信道振幅比的改变而变化。

背景技术

在无线通信系统中，基站典型地传送多个物理信道。物理信道可以以多种方式来区分，包括通过频率、时间或码，或者通过这些的某种组合。在由第三代合作伙伴计划(3GPP)定义的宽带码分多址(WCDMA)系统中，采用了众多的物理信道。例如，一些为下行链路(基站到移动终端的传输)定义的信道包括用于承载用户特定的数据业务的下行链路专用物理信道(DPCH)，和公共导频信道(CPICH)，CPICH被移动台用于得到关于基站所传送的其他信道(例如DPCH)的信息。3GPP还定义了高速物理下行链路共享信道(HS-PDSCH)，它可以承载以多个移动台为目标的数据业务。

由于穿过传播信道的信号的影响，所接收的信号在多个方面与所传送的信号不同，所述传播信道包括传输介质(例如空气)以及传送与接收装置的模拟组件。特别地，在无线系统中，对射频信号的这样的影响包括多径衰落、来自其他穿过所述介质的信号的干扰、和热噪声。因此，在接收机处所接收的信号能够被认为是包括期望分量和表示由传播信道引起的失真的一个或多个损伤(impairment)分量(例如干扰和噪声)的复合信号。

导频符号通常在物理信道上的信息符号间得以传送。这些导频符号被用在移动接收机中以用于同步目的，并用于得到有关由基站传送并由移动接收机接收的信号所经历的传播环境的信息。后一种信息可以包括传播信道估计，它对传播信道的影响进行建模。这些信道估计被接收机用来逆转(reverse)信道的影响并重构所传送的符号。一般来说，在接收机中对传播信道的建模越准确，对所传送的符号的重构和解码就越准确。

信道估计在现有技术中是公知的，例如在John G.Proakis，McGraw-Hill于2000年出版的“Digital Communications”第4版中得以讨论。总的来说，信道估计器将所接收的信号采样与“已知的”符号进行比较以产生信道响应的估计。这些已知的符号或者导频符号可以从被特别指定用来承载导频符号的物理信道中得到。例如，3GPP已经定义了公共导频信道(CPICH)，其可以被移动终端用作导频符号的源以用于信道估计。总的来说，导频符号可以在特别设计用来承载导频符号的信道上被传送，或者可以被插入(interleave)在主要意在用于承载数据业务的信道上的信息间。虽然导频符号可以被用于多种目的，在此使用的术语“导频符号”指的是用于信道估计目的的符号，并且“导频信道”指的是承载导频符号的物理信道。

在WCDMA系统中，CPICH一般被用来为解调过程提供相位参考，这是由于所接收的CPICH信号通常比其他所接收的信号更强，并且通过它可获得准确的信道估计。在一些情况下，从所接收的CPICH符号得到的传播信道估计在重构和解调其他符号中可能非常有用。例如，因为可以使用基站处几乎相同的射频设备并且从相同的天线传送DPCH和CPICH，所以这两个信道可能经历基本相同的传播响应。换句话说，这两个信道将经历类似的延迟和相位改变，并且将承受类似的多径响应。因此，应该认识到基于所接收的CPICH信号的信道估计可能对估计DPCH信号所经历的信道响应有用。

然而，CPICH的功率在许多情况下将远高于由相同基站传送的诸如DPCH之类的业务信道的功率。此外，在某些情况下业务信道和CPICH的传输功率将相差对移动台来说未知的量，并且可能相差随时间而改变的量。如果导频符号在业务信道也可获得，则业务信道响应的振幅能够通过信道估计器来估计，并与所估计的导频信道响应进行比较以确定导频信道振幅与业务信道振幅之间的比率。在这种情况下，导频信道估计可以通过该比率而得以缩放(scale)以获得业务信道响应的估计。因为考虑到(account for)振幅差，所产生的业务信道估计很大程度上独立于导频信道振幅。该方法由美国专利申请公开2007/0072552A1描述。

然而，其他信道(比如HS-PDSCH)可能不承载能够从其容易地估计出业务信道振幅的导频符号。在这种情况下，上述技术不实用。

发明内容

在此公开了用于处理所接收的通信信号的方法和设备，其中使用导频信道符号来估计传播信道系数；为导频信道形成信号干扰度量(signal-to-interferencemetric)；确定作为传播信道估计的函数的组合权重，以使得所述组合权重与信号干扰度量成反比；所述组合权重被用来缩放所接收采样的采样以产生加权采样；并且对加权采样进行组合以形成与期望业务信道相对应的软符号以用于解码。

以这种方式，来自导频信道的导频符号可以被用来估计业务信道的传播信道响应，并且用于确定组合权重以供在RAKE接收机中产生用于估计业务信道的符号的软符号。所获得的软符号基本上独立于导频信道的传送振幅。

在一个实施例中，RAKE接收机被配置为生成作为根据导频信道的导频符号所估计的传播信道系数的函数并且进一步地作为协方差矩阵的函数的组合权重，所述协方差矩阵表示在RAKE接收机的耙齿(finger)处观察到的信号损伤的相关性，其中所述组合权重与从导频符号得到的信号干扰度量的平方根成反比。所述组合权重被用来缩放所接收的信号的采样以获得经缩放的采样；对经缩放的采样进行组合以从期望信道获得软符号以用于解码。对利用以这种方式得到的组合权重而缩放的采样进行求和消除了由所接收的导频信道-业务信道振幅比的变化而引起的软符号的变化。

附图说明

图1是数字通信系统的框图。

图2是图示出被配置为获得用于解码的软符号的接收机的功能块的框图。

图3示出了用于处理所接收的信号的方法的实施例的流程图。

图4图示了用于处理所接收的信号的方法的另一个实施例的流程图。

图5是图示出另一个被配置为获得用于解码的软符号的接收机的功能块的框图。

具体实施方式

图1图示了典型无线数字通信系统的框图，该系统包括蜂窝射频(RF)通信系统的基站100，以及可以是移动终端一部分的接收机102。在所图示的系统中，基站100通过在空中接口上传送的通信信号与接收机102进行通信。当然，在大多数的通信系统中，一些或所有通信设备既是传送通信设备又是接收通信设备。为了以下描述的目的，基站100被认为包括发射机单元，所述发射机单元对信号应用必要的调制以使得它能够在空中接口上被传送到接收机102。接收机102实施与基站100所实施的调制过程相对应的解调过程，从而使接收机根据所接收的信号来恢复原始传送的信息。

特别地，根据本发明的一个或多个实施例，接收机102使用从导频信道接收的符号来估计传播信道系数；为该导频信道形成信号干扰度量；生成作为传播信道系数的函数的组合权重，以使得所述组合权重与信号干扰度量成反比；并缩放所接收信号的采样以获得加权采样。对加权采样进行组合以产生可被解码的软符号。通过上述方法生成的软符号基本上独立于导频信道响应的振幅，因此简化了后续的解码。在下文中将进一步讨论接收机的详细操作。

基站100通过传输信道104与接收机102进行通信。两个物理信道-公共导频信道或CPICH 106和高速物理下行链路共享信道或HS-PDSCH 108在传输信道104上得以传送。传输信道104表示在其上承载物理信道的物理介质。总的来说，物理信道对应于已调制的无线电信号，并且可以通过扩展码和/或时间复用来分开。然而，取决于基站的配置，可以使用相同或相似的传输频率通过相同的介质来传送多个物理信道。因此，CPICH 106和HS-PDSCH 108实际上可以通过实质上相同的传输信道来传送，并且特别地可能经历几乎相同的多径传播。

接收机102使用例如RAKE接收机的不同耙齿分别从CPICH和HS-PDSCH信道106和108同时接收信号。使用特定扩展码并且以选定的功率级在无功率控制的情况下在蜂窝电信网络的每个小区内广播CPICH，以使得即使在预定小区边界外的移动台也能接收到它。因此，所传送的CPICH信号的功率在许多情况下将远高于从相同基站传送的HS-PDSCH信号的功率。此外，在HS-PDSCH和CPICH上的传输功率在大多数情况下将相差对于移动台来说未知的量，并且可能相差随时间变化的量。

典型地使用在基站处的几乎相同的射频设备并且从相同的天线来传送HS-PDSCH 108和CPICH 106。因此，这两个信道将基本上经历相同的传播响应。因此，基于所接收的CPICH信号的信道估计对于估计HS-PDSCH信号所经历的信道响应而言是有用的。

图2图示了根据本发明一个实施例的用于处理所接收的信号的示例性接收机。接收机102包括接收机前端202，其包括射频和模拟电路。在接收机前端202的处理可以包括滤波、放大、使用同相和正交本地振荡器混频到基带、模数(A/D)转换和同步，从而产生所接收信号的数字采样流。这些采样可以被进一步地处理以重构期望信道(例如HS-PDSCH 108)的符号。

根据在基站100处应用的调制，接收机102还包括所接收的采样流的基带信号处理以恢复(或“检测”)期望物理信道的信息符号。在图2的示例接收机102中，该基带信号处理基于使用传输介质的模型，即经建模的信道响应，以生成用于对来自RAKE接收机耙齿的解扩(despread)输出进行组合的组合权重。

在图2的接收机中，RAKE相关器阵列“耙齿”204被用来获得所接收信号的时间延迟的版本。所述时间延迟可以被选择成对应于所接收的多径射线所经历的延迟。因为每个RAKE耙齿使所接收信号的延迟版本与用来创建所传送信号的扩展码相关，所以RAKE相关器204的输出是所接收信号的时间延迟的、“扩展”采样。接收器102中的基带处理还包括导频信道处理块206、组合权重生成器212、组合器214和解码器216。

在图2的接收器102中，信号y_f是来自RAKE相关器204的输出，并且对应于诸如HS-PDSCH之类的期望信道。这些信号可以被表示为 $y_f=h_f^{\mathrm{Data}}s+n_f,$ 其中h_f ^Data是与耙齿/时间延迟f的所传送的的业务信道相关的传播信道响应，s是原始传送的符号，并且n_f是在耙齿/时间延迟f处的热噪声和干扰。耙齿输出y_f在组合器电路214中被组合以产生包括噪声分量的软符号，由表示。组合权重由组合权重生成器212使用导频信道估计和由导频信道处理块206所产生的信号干扰(SIR)度量来提供。

在导频信道处理块206中，为每个耙齿/时间延迟f计算导频信道传播信道估计h_est，f ^CPICH。即，对于分配给期望信号的RAKE相关器204中的每个RAKE耙齿，由信道估计器208使用导频符号为导频信道信号计算相应的信道估计。即使这些估计是针对导频信道，而非业务信道的，对于生成用于重构未知业务信道符号的组合权重来说这些估计仍然有用。

导频信道传播信道估计h_est，f ^CPICH可以被用来生成组合权重 $w_f={(h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}/I_f)}^{*},$ 其中I_f是与耙齿/时间延迟f的导频频道(CPICH)相关的噪声加干扰功率的估计，()^*表示复共轭运算。在这种情况下，利用组合权重w_f缩放耙齿输出y_f并求和的组合器214的输出将会是：

$\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{w}_f\·y_f=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{y}_f{\left(\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_F}\right)}^{*}$

$=s\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{h}_f^{\mathrm{Data}}{\left(\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_f}\right)}^{*}+\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{n}_f{\left(\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_f}\right)}^{*}=\tilde{s}+\tilde{n}$ 等式(1)

在解码器216中，组合器214所产生的软符号根据在基站100处应用于业务信道的调制而被处理和解码。例如，可以通过取(take)输出的实部和虚部来生成用于QPSK调制的软比特值。这些软比特值然后被量化并且被进一步处理以用于解码。

为了最优的解码，软符号值优选地应当独立于导频信道振幅。然而，对等式(1)的检查表明如果组合权重为(h_est，f ^CPICH/I_f)^*则情况并不是这样。更确切地，

$\tilde{s}=s\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{h}_f^{\mathrm{Data}}{\left(\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_f}\right)}^{*}$ 等式(2)

因此，软符号是导频信道响应振幅和业务信道响应振幅这两者的函数。从而，软符号值将既作为导频信道传播信道损耗的函数，又作为所传送的导频信道振幅的函数而变化，其中导频信道传播信道损耗应该类似于业务信道的传播信道损耗，所传送的导频信道振幅可能不同于所传送的业务信道振幅。

假设对于业务和导频信道，传播信道响应使得在给定符号时间对于某些非负实数q为 $h_f^{\mathrm{CPICH}}=q\·h_f^{\mathrm{Data}}.$ 即，q是在给定符号时间所传送的业务和导频信道之间的振幅比，并且通常对接收机来说是未知的。因此，所估计的导频信道响应将依赖于所传送的导频信道功率而变化。

如果信道估计器208提供导频信道响应的准确估计，则 $h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}\≈h_f^{\mathrm{CPICH}},$ 并且

$h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}\≈q\·h_f^{\mathrm{Data}}$ 等式(3)

将等式(3)带入等式(2)得到：

$\tilde{s}\≈s\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{h}_f^{\mathrm{Data}}{\left(\frac{q\·h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{DATA}}}{I_f}\right)}^{*}=q\·s\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|h_f^{\mathrm{Data}}\right|}^2}{I_f}$ 等式(4)

因此，所估计的符号不仅是业务信道传播信道响应h_f ^Data的函数，也是所传送的导频信道和所传送的业务信道之间的振幅比q的函数。

在接收机102中，优选的是消除所估计符号对导频信道振幅的依赖。消除该依赖的一个益处是减小了在解码器块216中包括的符号量化器中所需的动态范围。如果组合权重生成器212提供以下形式的组合权重，则所估计的符号对导频信道振幅的依赖能够被基本上消除：

$w_f=\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_f}\·\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{filt}}^{\mathrm{CPICH}}}}$ 等式(5)

这些组合权重与在等式(1)中使用的那些的不同在于因子

在此，SIR_filt ^CPICH是经过滤的导频信道CPICH的信号干扰比(SIR)值。即，针对每个耙齿/时间延迟f为导频信道估计噪声加干扰功率I_f，并且计算信号干扰度量

这在导频信道处理块206中完成。由于单独度量可能是有噪声的，所以可以执行对若干相继确定的SIR度量的过滤。

使用导频信道传播信道估计和SIR度量，图2的组合权重生成器212生成等式(5)的组合权重。当这些权重被组合器214使用时，组合器214的输出变为：

$\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{w}_f\·y_f=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{y}_f{\left(\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_f\sqrt{{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{filt}}^{\mathrm{CPICH}}}}\right)}^{*}$

$=s\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{h}_f^{\mathrm{Data}}{\left(\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_f\sqrt{{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{filt}}^{\mathrm{CPICH}}}}\right)}^{*}+\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{n}_f{\left(\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_f\sqrt{{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{filt}}^{\mathrm{CPICH}}}}\right)}^{*}=\tilde{s}+\tilde{n}$

并且软符号估计：

$\tilde{s}=s\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{h_f^{\mathrm{Data}}\left(\frac{h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}}{I_f}\right)}^{*}}{I_f}\·\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{filt}}^{\mathrm{CPICH}}}}$ 等式(6)

假设在确定SIR_filt ^CPICH的过滤时间段(time period)期间没有实质的衰落，则由于以固定的振幅来传送CPICH，所以SIR_filt ^CPICH近似于常数。因此，SIR_filt ^CPICH近似等于

其中h_f ^CPICH是在所传送的符号s期间导频信道CPICH的实际传播信道响应。回想(recall) $h_f^{\mathrm{CPICH}}=q\·h_f^{\mathrm{Data}},$ 则：

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{filt}}^{\mathrm{CPICH}}\≈q^2\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|h_f^{\mathrm{Data}}\right|}^2}{I_f}=q^2\·{\mathrm{SIR}}^{\mathrm{Data}}$ 等式(7)

将等式(7)带入等式(6)得到：

$\tilde{s}=s\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\frac{h_f^{\mathrm{Data}}{\left(h_{\mathrm{est},f}^{\mathrm{CPICH}}\right)}^{*}}{I_f}\·\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{filt}}^{\mathrm{CPICH}}}}$

$\≈s\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|h_f^{\mathrm{Data}}\right|}^2}{I_f}\·\frac{q}{q}\·\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{SIR}}^{\mathrm{Data}}}}=s\sqrt{{\mathrm{SIR}}^{\mathrm{Data}}}$

因此，所估计的符号

不再是导频信道振幅的函数，而近似等于通过涉及业务信道的信号干扰项所缩放的原始符号。所估计符号对导频信道振幅的依赖已基本上消除；任何残留的依赖是信道估计过程中的不准确度(inaccuracy)的函数和以上讨论的近似的函数。

软符号理论上正确的缩放将使得它们与SIR^Data成比例，而在以上分析中它们与成比例。然而，仿真显示这无关紧要；消除对导频信道振幅的依赖更为重要。

图3是由示例接收机102采用的方法的流程图。块302图示了使用从导频信道接收的符号来估计传播信道系数。该估计在图2的信道估计器208中执行。如上所解释的那样，这些传播信道系数不但对应于导频信道(例如CPICH 106)所经历的信道响应，而且紧密地对应于相关联的业务信道(例如HS-PDSCH 108)所经历的信道响应。

图3的块304说明了同样使用从导频信道接收的符号来形成导频信道的信号干扰度量。SIR度量可以在如图2所示的SIR估计器210中形成，并且作为在导频信道上观察到的所估计导频信道响应和所估计噪声加干扰功率的函数而被得到。

块306图示了组合权重的确定。这些组合权重是块302的导频信道传播估计的函数，并且与块304的SIR度量的平方根成反比。这些组合权重可以由图2的组合权重生成器212根据上述等式(5)来形成。然而，本领域技术人员将意识到为了更好地将组合器214输出的范围与解码器216的动态范围相匹配，在任何给定的接收器实现中对组合权重的附加缩放可能都是有益的。

块308描述了使用组合权重来缩放所接收的信号采样。在图2的接收机102中，所接收的信号采样对应于RAKE耙齿204的输出y_f。缩放在组合器214中被执行，并且产生加权的采样。如块310所示，在缩放后，组合器214对加权的采样进行组合以从期望信道获得软符号以用于解码。如上所证实的那样，该软符号基本上独立于导频信道传送振幅。

以上讨论的方法和设备也可应用于采用干扰抵消(interference cancellation)的RAKE接收机。如果采用干扰抵消，则组合权重

被替换为其中R是干扰的协方差矩阵，并且h_est ^CPICH是具有项h_est，f ^CPICH的列向量。协方差矩阵R的估计可以使用现有技术中公知的多种方法之一来执行，并且在图4的流程图的块402中得以描述。由图4图示的流程图在其他方面与图2的流程图非常相似，除了块404图示了组合权重作为协方差矩阵R和导频信道传播估计h_est，f ^CPICH的函数而得以确定。然而，组合权重与信号干扰度量成反比，正如在上述流程图中一样。

图5描绘了根据本发明一个或多个实施例的干扰抵消接收机。干扰协方差生成器502产生协方差矩阵R，它表示由在RAKE相关器204的耙齿处观察到的干扰信号所引起的信号损伤的相关性。与分别由导频处理块206的导频估计器208和SIR估计器210所产生的导频信道传播估计和信号干扰度量一起，协方差矩阵R被提供给组合权重生成器504。组合权重生成器504产生组合权重

以供组合器214使用。

使用与上述类似的分析，如果从组合权重中省略SIR项，则组合器214的输出能够被表示为：

$y^T\·{\left(R^{-1}{h}_{\mathrm{est}}^{\mathrm{CPICH}}\right)}^{*}=s{\left(h^{\mathrm{Data}}\right)}^T\·{\left(R^{-1}{h}_{\mathrm{est}}^{\mathrm{CPICH}}\right)}^{*}+n^T\·{\left(R^{-1}{h}_{\mathrm{est}}^{\mathrm{CPICH}}\right)}^{*}=\tilde{s}+\tilde{n}$

其中上标T表示矩阵的转置，并且乘法是矢量乘法。同样地，依赖于导频信道传送振幅。

该依赖性能够通过将加权信道估计替换为

而被消除，其中SIR_filt ^CPICH通过过滤相继确定的SIR度量(h_est ^CPICH)′·(R^-1h_est ^CPICH)^*而获得。

除了所描绘的功能块之外，图2和5所示的接收机可以包括附加基带处理电路(未示出)，从而提供以下功能，如监视先前讨论的电路、管理存储器、与其他操作电路对接(interface)、执行更高级的通信功能等。正如将容易理解地那样，接收机前端电路202、RAKE相关器204、信道估计器208、SIR估计器210、干扰协方差生成器502、组合权重生成器212和504、组合器214和解码器216均可以使用数字和/或模拟硬件、微处理器运行软件或组合来实现。所述电路可以包括专用或通用处理器或数字信号处理器(DSP)或每种的一个或多个。

接收器前端202可以包括开关、滤波器、放大器和其他用于调整由一个或多个天线(未示出)接收的射频信号的模拟电路，并且可以进一步包括混频器、本地振荡器和模数(A/D)转换器以向RAKE相关器204提供下变频且数字化的信号。

接收器102可以进一步与发射机电路结合以提供完整的收发机设备。该收发机设备可以被配置为便携式的、终端用户终端，比如蜂窝无线电电话或固定通信设备。

考虑到这些和其他变换和扩展，本领域技术人员将会理解，上述说明书和附图表示在此教导的用于处理所接收信号以从来自期望业务信道的估计符号中消除对导频信道传送振幅的依赖性的方法和设备的非限制性示例。因此，本发明不限于上述说明和附图。取而代之地，本发明仅由以下权利要求和它们的法律等价物来限定。

Claims (16)

1、一种用于处理所接收的信号的方法，包括：

使用从导频信道接收的符号来估计传播信道系数；

使用所述符号为所述导频信道形成信号干扰度量；

确定作为传播信道系数和信号干扰度量的函数的组合权重，其中所述组合权重与信号干扰度量的平方根成反比；

使用所述组合权重来缩放所接收的信号的采样以获得加权采样；和

对加权采样进行组合以从期望信道获得软符号以用于解码。

2、权利要求1的方法，其中传播信道系数对应于RAKE接收机的耙齿，并且其中信号干扰度量包括所述耙齿的信号干扰比之和。

3、权利要求1的方法，其中确定组合权重包括：用传播信道系数除以在RAKE接收机的耙齿处测量的干扰功率以及除以信号干扰度量的平方根。

4、权利要求3的方法，其中形成信号干扰度量包括：形成包括所述耙齿的信号干扰比之和的相继信号干扰项，并且过滤所述相继信号干扰项以获得信号干扰度量。

5、权利要求1的方法，其中确定作为传播信道系数的函数的组合权重进一步包括：确定作为协方差矩阵的函数的组合权重，所述协方差矩阵表示在RAKE接收机的耙齿处观察到的信号损伤的相关性。

6、权利要求5的方法，其中从导频信道接收的符号是从公共导频信道接收的导频符号，并且期望信道是共享下行链路信道。

7、权利要求5的方法，其中导频信道是WCDMA系统的公共导频信道(CPICH)，并且期望信道是WCDMA系统的高速物理下行链路共享信道(HS-PDSCH)。

8、权利要求5的方法，其中形成信号干扰度量包括：形成相继信号干扰项并且过滤所述相继信号干扰项以获得所述信号干扰度量。

9、一种接收机，包括：

信道估计器，被配置为使用从导频信道接收的符号来估计传播信道系数；

SIR估计器，被配置为使用所述符号为所述导频信道生成信号干扰度量；

组合权重生成器，被配置为生成作为传播信道系数和信号干扰度量的函数的组合权重，其中所述组合权重与信号干扰度量的平方根成反比；和

组合器，被配置为使用组合权重来缩放所接收的信号的采样，并且对经缩放的采样进行组合以从期望信道获得软符号以用于解码。

10、权利要求9的接收机，其中传播信道系数对应于RAKE接收机的耙齿，并且其中信号干扰度量包括所述耙齿的信号干扰比之和。

11、权利要求9的接收机，其中组合权重生成器通过用传播信道系数除以在RAKE接收机的耙齿处测量的干扰功率以及除以信号干扰度量的平方根来生成组合权重。

12、权利要求11的接收机，其中SIR估计器被配置为形成包括所述耙齿的信号干扰比之和的相继信号干扰项，并且过滤所述相继信号干扰项以获得信号干扰度量。

13、权利要求9的接收机，其中组合权重生成器进一步被配置为生成作为协方差矩阵的函数的组合权重，所述协方差矩阵表示在RAKE接收机的耙齿处观察到的信号损伤的相关性。

14、权利要求13的接收机，其中从导频信道接收的符号是从公共导频信道接收的符号，并且期望信道是共享下行链路信道。

15、权利要求13的接收机，其中导频信道是WCDMA系统的公共导频信道(CPICH)，并且期望信道是WCDMA系统的高速物理下行链路共享信道(HS-PDSCH)。

16、权利要求13的接收机，其中SIR估计器进一步被配置为形成相继信号干扰项，并且过滤相继信号干扰项以获得信号干扰度量。

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