CN101685314A

CN101685314A - 自适应电压定位直流稳压器及其控制方法

Info

Publication number: CN101685314A
Application number: CN200810046122A
Authority: CN
Inventors: 欧阳茜
Original assignee: Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd
Current assignee: Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd
Priority date: 2008-09-23
Filing date: 2008-09-23
Publication date: 2010-03-31
Anticipated expiration: 2028-09-23
Also published as: CN101685314B; US20100072970A1; US8395368B2

Abstract

本发明提出了一种自适应电压定位直流稳压器，包括一直流变换主电路和一直流变换控制电路。其中所述直流变换控制电路包括一采样部分，一反馈部分，一比较部分，一PWM产生器部分以及一驱动电路部分。该直流稳压器实现了自适应电压定位控制，并且内部结构简单，外部所需引脚少。

Description

自适应电压定位直流稳压器及其控制方法

技术领域

本发明涉及直流稳压器电路，更具体地说，本发明涉及自适应电压定位直流稳压器电路。

背景技术

近几年来，一种叫做自适应电压定位(AVP)的控制被广泛应用于稳压器中。自适应电压定位控制的基本数学关系可参看图1。如图1所示，其纵坐标为稳压器输出电压V_O，横坐标为稳压器输出电流I_O，并且稳压器输出电压V_O与输出电流I_O呈函数关系：

V_O＝V_SET-R*I_O (1)

其中R为其变化斜率，V_SET、R均为定值。当系统负载电流急剧增大(如t₁时刻系统从相对轻载跳至相对重载，即输出电流I_O增大)，则根据等式(1)，输出电压V_O变小，如图2所示，输出电压从接近V_MAX降至接近V_MIN；当系统负载电流急剧减小(如t₂时刻系统从相对重载跳至相对轻载，即输出电流I_O减小)，根据等式(1)，输出电压V_O变大，如图2所示，输出电压从接近V_MIN升至接近V_MAX。可以看到，此时输出电压V_O的变化范围为(V_MAX-V_MIN)。而如图2中间部分所示，当系统没有自适应电压定位控制时，当系统负载在t₁时刻出现电流急剧增大，其输出电压V_O从V减小至接近V_MIN，而后又迅速回到V；当系统负载在t₂时刻出现电流急剧减小，其输出电压V_O从V增大至接近V_MAX，而后又迅速回到V。可以看到，无自适应电压定位控制的系统，其输出电压V_O的变化范围为0.5*(V_MAX-V_MIN)。其中V_MAX和V_MIN分别为系统输出电压V_O可被允许的正负波动值。可以看到，自适应电压定位控制的系统，其输出电压可波动范围比无自适应电压定位控制的系统大一倍。同时，自适应电压定位控制的系统，当系统负载电流增大时，其输出电压相应减小，相应减小了损耗。

现有自适应电压定位控制技术如图3所示。如图3所示，电路50包括由开关管S₁、S₂，电感L，电容C_O，负载R_L组成的传统buck电路，其为电路50的直流变换主电路。电路50的直流变换控制电路包括连接在电感L和电容C_O之间的电流采样电阻R_S，并联在负载R_L两端的反馈电阻R₁和R₂，比较器U₀、跨导放大器U₁、电流源A、PWM产生器以及驱动电路。其中电流采样电阻R_S两端电压被送至跨导放大器U₁的两端，并被转化成相应电流I_SENCE被送至PWM产生器的第一输入端。反馈电阻R₁和R₂构成分压器，反馈系统输出电压。反馈电压经由电阻R₃连接至比较器U₀的反相输入端，比较器U₀的同相输入端接收一参考电平V_REF。另外输出电流为I＝K*I_SENCE的电流源A的输出端连接至比较器U₀的反相输入端和电阻R₃的一端。其中K为一常系数，I_SENCE即跨导放大器U₁的输出电流。比较器U₀的输出端连接一补偿网络Z_f，补偿网络Z_f的另一端接地；比较器的输出端还连接至PWM产生器的第二输入端。PWM产生器的第三输入端接收一时钟信号CLK，其输出端连接至驱动电路的输入端。驱动电路的两个输出端分别连接至开关管S₁、S₂的门极。

电路50直流变换主电路的运行情况即为传统buck电路运行情况，这里不再阐述其原理。以下阐述其直流变换控制电路的工作情况：由于比较器U₀呈高阻状态，电流源A的输出电流I流向电阻R₃。而根据比较器U₀的“虚短”特性，其反相输入端的电压等于其正相输入端的电压V_REF，即

\frac{V_{O} * R_{2}}{R_{1} + R_{2}} + I * R_{3} = V_{REF}

可以推出：

V_{O} = \frac{(R_{1} + R_{2}) * (V_{REF} - I * R_{3})}{R_{2}} = \frac{V_{REF} * (R_{1} + R_{2})}{R_{2}} - \frac{R_{3} * (R_{1} + R_{2})}{R_{2}} * I

而I＝K*I_SENCE，

所以

V_{O} = \frac{V_{REF} * (R_{1} + R_{2})}{R_{2}} - \frac{R_{3} * (R_{1} + R_{2})}{R_{2}} * I = \frac{V_{REF} * (R_{1} + R_{2})}{R_{2}} - \frac{R_{3} * (R_{1} + R_{2})}{R_{2}} * K * I_{SENCE} - - - (2)

而I_SENCE由系统输出电流I_O决定，因此上述等式(2)即等式(1)所表现的输出电压与输出电流I_O的函数关系。

因此现有技术电路50实现了自适应电压定位控制。即，当电路50的负载电流急剧增大，即从相对轻载跳至相对重载，采样电阻R_S两端电压增大，增大的电压经过跨导放大器U₁后其电流I_SENCE增大，使得电流源A的输出电流I增大，而根据等式(2)，电路50的输出电压将减小。反之，当电路50的负载电流出现急剧减小，即从相对重载跳至相对轻载，采样电阻R_S两端电压减小，减小的电压经过跨导放大器U₁后其电流I_SENCE减小，使得电流源A的输出电流I减小，而根据等式(2)，电路50的输出电压将增大。于是，电路50实现了自适应电压定位控制技术输出电压可波动范围大，损耗小的优点。

然而，现有技术电路50通过跨导放大器U₁接收采样电阻R_S反馈的系统输出电流，这需要芯片提供两个额外的引脚接收电阻R_S两端信号差，而且电阻R_S本身将造成一定损耗，降低了效率；同时电路50需要反映输出电流的电流源A，使得内部结构比较复杂。

于是有必要提供一种内部结构简单、外接引脚不多并且可以实现自适应电压定位控制的比较简单的直流稳压器电路。

发明内容

因此本发明的目的在于提供了一种改进的自适应电压定位直流稳压器，该直流稳压器具有内部结构简单、无需芯片提供额外引脚等优点。

为实现上述目的，本发明公开了一种自适应电压定位直流稳压器，包括一直流变换主电路和一直流变换控制电路，其特征在于，所述直流变换控制电路包括一采样部分，一反馈部分，一比较部分，一PWM产生器部分，一驱动电路部分；所述采样部分的输入端采样直流变换主电路的输出电流，其输出端连接至所述反馈部分的输入端；所述反馈部分的输出端连接至所述比较部分的第一输入端；所述比较部分的第二输入端接收一参考电平，所述比较部分的输出端连接至所述PWM产生器部分的第一输入端，所述PWM产生器部分的第二输入端接收一时钟信号，所述PWM产生器的输出端连接至所述驱动电路部分的输入端；所述驱动电路部分的输出端连接至直流变换主电路各开关管的门极控制端。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述直流变换主电路为buck电路。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述直流变换主电路为隔离直流变换电路，如半桥、全桥、正激。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述反馈部分为一分压器。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述分压器由串联连接的第一电阻和第二电阻组成，其中两个电阻的串联连接点作为所述反馈部分的输出端，第一电阻的另一端作为所述反馈部分的输入端，第二电阻的另一端接地。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述比较部分包括一比较器和一补偿网络，所述比较器的输入端为所述比较部分的输入端，所述比较器的输出端为所述比较部分的输出端，所述补偿网络的一端连接于所述比较器的输出端，所述补偿网络的另一端接地。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述PWM产生器部分还包括第三输入端，所述第三输入端接收直流变换主电路一开关管电流或电感电流。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述采样部分包括一电阻和一电容，所述电阻和电容串联连接，两者的共同连接点作为所述采样部分的输出端。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述采样部分包括两个电阻与一电容，所述其中一个电阻与所述电容并联，两者并联后再与一电阻串联，三者的共同连接点作为所述采样部分的输出端。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述采样部分包括两个电阻与一电容，所述其中一个电阻与所述电容串联，所述串联连接点作为所述采样部分的输出端；所述其中另一个电阻与所述直流变换主电路的电感串联，两者串联后再与所述串联连接的电阻与电容相并联。

如本发明所述的一种自适应电压定位直流稳压器，其中所述采样部分为一电阻，所述电阻与直流变换主电路的电感串联。

为实现上述目的，本发明还公开了一种自适应电压定位的控制方法，包括在采样部分采样直流变换主电路的输出电流，并转化为相应电压信号；在反馈部分反馈所述电压信号得到反馈信号；在比较部分将所述反馈信号与一预定值进行比较得到比较信号；将所述比较信号输入PWM产生器部分得到PWM信号；将所述PWM信号输入驱动电路部分得到驱动信号；将所述驱动信号输入所述直流变换主电路，用以控制所述直流变换主电路各开关管的开通与关断。

如本发明所述的一种自适应电压定位的控制方法，其中所述反馈部分为一分压器。

如本发明所述的一种自适应电压定位的控制方法，其中所述分压器由串联连接的第一电阻和第二电阻组成，其中两个电阻的串联连接点作为所述反馈部分的输出端，所述第一电阻的另一端作为所述反馈部分的输入端，所述第二电阻的另一端接地。

如本发明所述的一种自适应电压定位的控制方法，其中所述比较部分包括一比较器和一补偿网络，所述比较器的输入端为所述比较部分的输入端，所述比较器的输出端为所述比较部分的输出端，所述补偿网络的一端连接于所述比较器的输出端，所述补偿网络的另一端接地；所述预定值为一参考电平。

如本发明所述的一种自适应电压定位的控制方法，其中所述采样部分包括一电阻和一电容，所述电阻和电容串联连接，两者的共同连接点作为所述采样部分的输出端。

如本发明所述的一种自适应电压定位的控制方法，其中所述采样部分包括两个电阻与一电容，所述其中一个电阻与所述电容并联，两者并联后再与一电阻串联，三者的共同连接点作为所述采样部分的输出端。

如本发明所述的一种自适应电压定位的控制方法，其中所述采样部分包括两个电阻与一电容，所述其中一个电阻与所述电容串联，所述串联连接点作为所述采样部分的输出端；所述其中另一个电阻与所述直流变换主电路的电感串联，两者串联后再与所述串联连接的电阻与电容相并联。

如本发明所述的一种自适应电压定位的控制方法，其中所述采样部分为一电阻，所述电阻与直流变换主电路的电感串联。

本发明的优点在于所提供的直流稳压器实现了自适应电压定位控制，并且其内部结构简单、外部所需引脚少。

附图说明

图1为自适应电压定位控制的基本数学关系图。

图2为当系统输出电流跳变时，具有和不具有自适应电压定位控制的电路输出电压变化的比较。

图3为现有具有自适应电压定位控制的电路50。

图4为根据本发明第一实施例的具有自适应电压定位控制的电路100。

图5为根据本发明第二实施例的具有自适应电压定位控制的电路200。

图6为根据本发明第三实施例的具有自适应电压定位控制的电路300。

图7为根据本发明第四实施例的具有自适应电压定位控制的电路400。

图8为根据本发明第五实施例的具有自适应电压定位控制的电路500。

图9为根据本发明第六实施例的具有自适应电压定位控制的电路600。

图10为根据本发明第七实施例的具有自适应电压定位控制的电路700。

图11为根据本发明第八实施例的具有自适应电压定位控制的电路800。

具体实施方式

如图4所示，为根据本发明的一种具有自适应电压定位控制的电路100，其为本发明的第一实施例。其与背景技术电路50相同的部分采用相同的附图标记。如图所示，电路100包括由开关管S₁、S₂，电感L，电容C_O，负载R_L组成的传统buck电路，其为电路100的直流变换主电路。即输入V_IN一端连接至开关管S₁的一端，开关管S₁的另一端连接至开关管S₂的一端和电感L的一端，电感L的另一端连接至输出电容C_O的一端和负载R_L的一端；输入V_IN的另一端、开关管S₂的另一端、输出电容C_O的另一端和负载R_L的另一端均接地。电阻DCR为电感L的直流电阻，其与电感L相串联，连接于电感L和输出电容C_O之间。电路100还包括一直流变换控制电路。所述直流变换控制电路包括一采样部分、一反馈部分、一比较部分、一PWM产生器部分、一驱动电路部分。其中采样部分包括电阻R_S、电容C_S，电阻R_S与电容C_S串联连接，两者的共同连接点作为采样部分的输出端连接至反馈部分的输入端。电阻R_S的另一端连接至开关管S₁、开关管S₂以及电感L的共同连接点；电容C_S的另一端连接至电感L的直流电阻DCR、输出电容C_O以及负载R_L的共同连接点，从而采样直流变换主电路的输出电流，并转化为相应电压信号。反馈部分为串联连接的第一电阻R₁和第二电阻R₂构成的分压器，第一电阻R₁和第二电阻R₂的共同连接点作为反馈部分的输出端连接至比较部分的第一输入端。第一电阻R₁的另一端作为反馈部分的输入端，连接至采样部分的输出端；第二电阻R₂的另一端接地。在本实施例中，比较部分包括比较器U₀和补偿网络Z_f，补偿网络Z_f的一端连接在比较器U₀的输出端，起补偿作用，补偿网络Z_f的另一端接地。比较器U₀的反相输入端作为比较部分的第一输入端，连接至反馈部分的输出端；比较器U₀的同相输入端作为比较部分的第二输入端，接收一预定值。在本实施例中，所述预定值为一参考电平V_REF；比较器U₀的输出端作为比较部分的输出端，连接至PWM产生器部分的第一输入端。PWM产生器部分的第二输入端接收时钟信号CLK(时钟信号产生器图中未示出)。本领域的技术人员应该认识到，当采用电流模式控制时，PWM产生器部分还包括第三输入端，所述第三输入端接收直流变换主电路开关管S₁的采样电流I_HS或电感电流，如图中虚线所示。(采样电路图中未示出)。PWM产生器部分的输出端连接至驱动电路部分的输入端。驱动电路部分的两个输出端分别连接至直流变换主电路中开关管S₁和S₂的门极控制端，进而控制开关管S₁和S₂的开通与关断。本领域技术人员应该认识到PWM产生器部分和驱动电路部分可以是本领域技术人员公知的任意可实现形式。

电路100的直流变换主电路为传统buck电路，其工作原理是本领域技术人员的公知常识，这里不再阐述，以下简要阐述电路100的怎样实现自适应电压定位：

根据比较器U₀的“虚短”特性，其同相输入端和反相输入端的电位相等，而其反相输入端电位为

其中V_O为电路100的输出电压，V_CS为电容C_S两端的电压，即

将其进行变换，得

V_{O} = \frac{(R_{1} + R_{2})}{R_{2}} * V_{REF} - V_{CS} - - - (3)

另外，根据电路并联特性，电阻R_S两端电压加上电容C_S两端电压等于电感L两端电压加上直流电阻DCR两端电压。把其放在S域中计算，则电容C_S两端电压V_CS为：

V_{CS} = \frac{\frac{1}{S * C_{S}}}{\frac{1}{S * C_{S}} + R_{S}} * (SL + DCR) * I_{L} - - - (4)

其中I_L为电感L的电流。对等式(4)进行变换，得

V_{CS} = \frac{\frac{S * L}{DCR} + 1}{S * C_{S} * R_{S} + 1} * DCR * I_{L} - - - (5)

当电容C_S和电阻R_S的取值满足一定关系：

C_{S} * R_{S} = \frac{1}{DCR} - - - (6)

则等式(5)变成V_CS＝DCR*I_L (7)

等式(7)结合等式(3)，得

V_{O} = \frac{(R_{1} + R_{2})}{R_{2}} * V_{REF} - V_{CS} = \frac{(R_{1} + R_{2})}{R_{2}} * V_{REF} - DCR * I_{L} - - - (8)

而电感电流I_L由输出电流I_O决定，当电阻R₁、R₂、参考电平V_REF、电感L的直流电阻DCR取定后，上述等式(8)即等式(1)所表现的输出电压V_O与输出电流I_O的函数关系。

进一步地，电路100的直流变换控制电路根据V_O与I_O的函数关系，通过PWM产生器部分以及驱动电路部分，用传统直流变换电路的调节方式控制直流变换主电路中两个开关管的开通与关断状态，实现整个电路的控制。

如图5所示，为根据本发明的一种具有自适应电压定位控制的电路200，其为本发明的第二实施例。其与第一实施例电路100相同的部分采用相同的附图标记。与图4的电路100不同之处在于，电路200在直流变换控制电路中添加了一个与电感L及其直流电阻DCR相串联、与电阻R_S和电容C_S相并联的电阻R_X。即本实施例中，采样部分包括两个电阻和一个电容，所述其中一个电阻R_S与所述电容C_S串联，两者的串联连接点作为采样部分的输出端连接至反馈部分的输入端；所述其中另一个电阻R_X与直流变换主电路的电感L串联，两者串联后与所述串联连接的电阻R_S和电容C_S相并联。这是因为电感L的直流电阻DCR的阻抗值有可能偏小，使得电容C_S和电阻R_S在满足等式(6)的前提下取值时不能同时满足工程要求。本领域的技术人员可以看到，电路200的工作原理与电路100的工作原理相同，这里不再另行阐述。

如图6所示，为根据本发明的一种具有自适应电压定位控制的电路300，其为本发明的第三实施例。其与第一实施例电路100相同的部分采用相同的附图标记。与图4的电路100不同之处在于，电路300在直流变换控制电路中添加了一个与电容C_S相并联的电阻R_S2。即在本实施例中，采样部分包括两个电阻R_S、R_S2与一个电容C_S，所述其中一个电阻R_S2与所述电容C_S并联，两者并联后再与其中另一个电阻R_S相串联，三者的共同连接点作为所述采样部分的输出端连接至反馈部分的输入端。这是因为电感L的直流电阻DCR的阻抗值有可能偏大，使得电容C_S和电阻R_S在满足等式(6)的前提下取值时不能同时满足工程要求。本领域的技术人员可以看到，电路300的工作原理与电路100的工作原理相同，这里不再另行阐述。

如图7所示，为根据本发明的一种具有自适应电压定位控制的电路400，其为本发明的第四实施例。其与第一实施例电路100相同的部分采用相同的附图标记。与图4的电路100不同之处在于，电路400在直流变换控制电路部分将其采样部分由串联连接的电阻R_S和电容C_S改成一个与电感L串联的电阻R_S，电感L的阻抗DCR忽略。即在本实施例中，采样部分包括一个电阻R_S，电阻R_S与直流变换主电路的电感L串联。电阻R_S在电感L端的一端作为该采样部分的输出端，连接至反馈部分的输入端。则同样由比较器U0的“虚短”特性，可得

\frac{(V_{O} + R_{S} * I_{L}) * R_{1}}{R_{1} + R_{2}} = V_{REF} - - - (9)

对等式(9)进行等式转换，得

V_{O} = \frac{(R_{1} + R_{2})}{R_{1}} * V_{REF} - \frac{R_{S}}{R_{1}} * I_{L} - - - (10)

而电感电流I_L由输出电流I_O决定，当电阻R₁、R₂以及参考电平V_REF取定后，上述等式(8)即等式(1)所表现的输出电压V_O与输出电流I_O的函数关系。即电路400实现了如电路100的自适应电压定位控制。

进一步地，电路400的直流变换控制电路部分根据V_O与I_O的函数关系，通过PWM产生器部分以及驱动电路部分，用传统直流变换电路的调节方式控制直流变换主电路两个开关管的开通与关断状态，实现整个电路的控制。

如图8所示，为根据本发明的一种具有自适应电压定位控制的电路500，其为本发明的第五实施例。其与第一实施例电路100相同的部分采用相同的附图标记。与图4的电路100不同之处在于，电路500的输入不直接接入buck电路，而是先经由带变压器T的隔离电路10，然后再连接至buck电路。本领域的技术人员可以看到，信号从隔离电路10出来后，电路500的后续部分电路工作原理与电路100的工作原理相同，这里不再另行阐述。同时本领域的技术人员应该认识到，隔离电路10的拓扑可以是半桥、全桥和正激等隔离拓扑，而且隔离电路10的工作原理为本领域技术人员的公知常识，这里不再另行阐述。

如图9所示，为根据本发明的一种具有自适应电压定位控制的电路600，其为本发明的第六实施例。其与第二实施例电路200相同的部分采用相同的附图标记。与图5的电路200不同之处在于，电路500的输入不直接接入buck电路，而是先经由带变压器T的隔离电路20，然后再连接至buck电路。本领域的技术人员可以看到，信号从隔离电路20出来后，电路600的后续部分电路工作原理与电路200的工作原理相同，这里不再另行阐述。同时本领域的技术人员应该认识到，隔离电路20的拓扑可以是半桥、全桥和正激等隔离拓扑，而且隔离电路20的工作原理为本领域技术人员的公知常识，这里不再另行阐述。

如图10所示，为根据本发明的一种具有自适应电压定位控制的电路700，其为本发明的第七实施例。其与第三实施例电路300相同的部分采用相同的附图标记。与图6的电路300不同之处在于，电路700的输入不直接接入buck电路，而是先经由带变压器T的隔离电路30，然后再连接至buck电路。本领域的技术人员可以看到，信号从隔离电路30出来后，电路700的后续部分电路工作原理与电路300的工作原理相同，这里不再另行阐述。同时本领域的技术人员应该认识到，隔离电路30的拓扑可以是半桥、全桥和正激等隔离拓扑，而且隔离电路30的工作原理为本领域技术人员的公知常识，这里不再另行阐述。

如图11所示，为根据本发明的一种具有自适应电压定位控制的电路800，其为本发明的第八实施例。其与第四实施例电路400相同的部分采用相同的附图标记。与图7的电路400不同之处在于，电路800的输入不直接接入buck电路，而是先经由带变压器T的隔离电路40，然后再连接至buck电路。本领域的技术人员可以看到，信号从隔离电路40出来后，电路800的后续部分电路工作原理与电路400的工作原理相同，这里不再另行阐述。同时本领域的技术人员应该认识到，隔离电路40的拓扑可以是半桥、全桥和正激等隔离拓扑，而且隔离电路40的工作原理为本领域技术人员的公知常识，这里不再另行阐述。

本发明还提供了一种自适应电压定位的控制方法，包括在采样部分采样直流变换主电路的输出电流，并转化为相应电压信号；在反馈部分反馈所述电压信号得到反馈信号；在比较部分将所述反馈信号与一预定值进行比较得到比较信号；将所述比较信号输入PWM产生器部分得到PWM信号；将所述PWM信号输入驱动电路部分得到驱动信号；将所述驱动信号输入所述直流变换主电路，用以控制所述直流变换主电路各开关管的开通与关断。其中一预定值为一参考电平。

因此本发明提供的电路100、200、300、400、500、600、700、800实现了自适应电压定位控制。即，当其负载电流出现急剧增大，即从相对轻载跳至相对重载，电感电流I_L增大，而参考电平V_REF保持不变，则根据等式(3)或等式(10)，其输出电压V_O减小。反之，当其负载电流出现急剧减小，即从相对重载跳至相对轻载，电感电流I_L减小，而参考电平V_REF保持不变，使得根据等式(3)或等式(10)，其输出电压增大。于是，本发明提供的电路100、200、300、300、400、500、600、700、800实现了自适应电压定位控制技术输出电压可波动范围大，损耗小的优点。同时与现有技术的电路50相比较，本发明提供的电路100、200、300、400、500、600、700、800无需采用跨导放大器接收采样电阻的采样值来反馈系统输出电流，这就不需要芯片提供两个额外的引脚；同时本发明提供的电路100、200、300、400、500、600、700、800不需要其他额外部件，如电路50中用于反映输出电流的电流源A，使得内部结构比较简单。

需要声明的是，上述发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、等同替换、或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。

Claims

1.一种自适应电压定位直流稳压器，包括一直流变换主电路和一直流变换控制电路，其特征在于，所述直流变换控制电路包括

一采样部分，一反馈部分，一比较部分，一PWM产生器部分，一驱动电路部分；

所述采样部分的输入端采样直流变换主电路的输出电流，其输出端连接至所述反馈部分的输入端；所述反馈部分的输出端连接至所述比较部分的第一输入端；所述比较部分的第二输入端接收一参考电平，所述比较部分的输出端连接至所述PWM产生器部分的第一输入端，所述PWM产生器部分的第二输入端接收一时钟信号，所述PWM产生器部分的输出端连接至所述驱动电路部分的输入端；所述驱动电路部分的输出端连接至直流变换主电路各开关管的门极控制端。

2.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述直流变换主电路为buck电路。

3.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述直流变换主电路为隔离直流变换电路，如半桥、全桥、正激。

4.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述反馈部分为一分压器。

5.如权利要求4所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述分压器由串联连接的第一电阻和第二电阻组成，其中两个电阻的串联连接点作为所述反馈部分的输出端，第一电阻的另一端作为所述反馈部分的输入端，第二电阻的另一端接地。

6.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述比较部分包括一比较器和一补偿网络，所述比较器的输入端为所述比较部分的输入端，所述比较器的输出端为所述比较部分的输出端，所述补偿网络的一端连接于所述比较器的输出端，所述补偿网络的另一端接地。

7.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述PWM产生器部分还包括第三输入端，所述第三输入端接收直流变换主电路一开关管电流或电感电流。

8.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述采样部分包括一电阻和一电容，所述电阻和电容串联连接，两者的共同连接点作为所述采样部分的输出端。

9.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述采样部分包括两个电阻与一电容，所述其中一个电阻与所述电容并联，两者并联后再与一电阻串联，三者的共同连接点作为所述采样部分的输出端。

10.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述采样部分包括两个电阻与一电容，所述其中一个电阻与所述电容串联，所述串联连接点作为所述采样部分的输出端；所述其中另一个电阻与所述直流变换主电路的电感串联，两者串联后再与所述串联连接的电阻与电容相并联。

11.如权利要求1所述的自适应电压定位直流稳压器，其特征在于，所述采样部分为一电阻，所述电阻与直流变换主电路的电感串联。

12.一种自适应电压定位的控制方法，包括

在采样部分采样直流变换主电路的输出电流，并转化为相应电压信号；

在反馈部分反馈所述电压信号得到反馈信号；

在比较部分将所述反馈信号与一预定值进行比较得到比较信号；

将所述比较信号输入PWM产生器部分得到PWM信号；

将所述PWM信号输入驱动电路部分得到驱动信号；

将所述驱动信号输入所述直流变换主电路，用以控制所述直流变换主电路各开关管的开通与关断。

13.如权利要求12所述的自适应电压定位的控制方法，其特征在于，所述反馈部分为一分压器。

14.如权利要求13所述的自适应电压定位的控制方法，其特征在于，所述分压器由串联连接的第一电阻和第二电阻组成，其中两个电阻的串联连接点作为所述反馈部分的输出端，所述第一电阻的另一端作为所述反馈部分的输入端，所述第二电阻的另一端接地。

15.如权利要求12所述的自适应电压定位的控制方法，其特征在于，所述比较部分包括一比较器和一补偿网络，所述比较器的输入端为所述比较部分的输入端，所述比较器的输出端为所述比较部分的输出端，所述补偿网络的一端连接于所述比较器的输出端，所述补偿网络的另一端接地；所述预定值为一参考电平。

16.如权利要求12所述的自适应电压定位的控制方法，其特征在于，所述采样部分包括一电阻和一电容，所述电阻和电容串联连接，两者的共同连接点作为所述采样部分的输出端。

17.如权利要求12所述的自适应电压定位的控制方法，其特征在于，所述采样部分包括两个电阻与一电容，所述其中一个电阻与所述电容并联，两者并联后再与一电阻串联，三者的共同连接点作为所述采样部分的输出端。

18.如权利要求12所述的自适应电压定位的控制方法，其特征在于，所述采样部分包括两个电阻与一电容，所述其中一个电阻与所述电容串联，所述串联连接点作为所述采样部分的输出端；所述其中另一个电阻与所述直流变换主电路的电感串联，两者串联后再与所述串联连接的电阻与电容相并联。

19.如权利要求12所述的自适应电压定位的控制方法，其特征在于，所述采样部分为一电阻，所述电阻与直流变换主电路的电感串联。