CN105793793B - 开关调节器电流模式反馈电路 - Google Patents

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Abstract

本发明包含用于控制开关调节器操作的电路和方法。在一个实施例中，本发明包含一种包括具有电流控制环路的开关调节器，该电流控制环路包括被配置为在第一阶段存储第一电压，且被配置为在第二阶段将流经低侧开关装置的输出电流产生的电压提升所述第一电压。该电路比较升压电压和控制电压，其中，通过流经对应于低侧开关装置的复制装置的控制电流产生所述控制电压。

Description

开关调节器电流模式反馈电路
相关申请的交叉引用
本申请要求于2013年11月25日提交的美国临时专利申请案61/908,636的优先权，其内容在此以引用的方式全部并入本文。本申请要求于2014年6月26日提交的美国非临时专利申请案14/315,672的优先权，其内容在此以引用的方式全部并入本文。
技术领域
本发明涉及电子系统和方法，特别地，涉及用于开关调节器中电流模式反馈的电路及方法。
背景技术
开关调节器通常用于为负载提供变化的电流而维持恒定的电压。通常期望控制开关调节器的输出电流以维持输出电压。由于调节器中的电压因为开关而呈现一系列值，因此精确地控制电流是非常困难的。
发明内容
本发明包括用于开关调节器中的电流模式反馈的电路和方法。在一个实施例中，当装置导通且传导电流时，在一个阶段感测开关调节器的开关装置上的电压。该电压可以在电路的工作范围之外，诸如低于低参考电压(例如，地电位)或高于高参考电压(例如，Vin)。在该范围内电平移位(例如，升压)该电压并将该电压与通过控制电流产生的另一个电压比较。该控制电路是基于参考电压和反馈电压之间的差值的。
以下具体描述和附图提供了对本发明的特性和优点更好的理解。
附图说明
图1示出了根据一个实施例的开关调节器中的电流控制。
图2显示了根据一个实施例的控制电流和负载电流的电压移位比较示出的简化图。
图3示出了根据一个实施例的开关调节器中的电流控制的另一个示例。
图4示出了根据一个实施例的开关调节器中的另一个示例。
图5示出了根据一个实施例的开关调节器中的电流控制的另一个示例。
具体实施方式
本发明涉及开关调节器中的电流感测和控制。在以下描述中，出于解释的目的，阐述了大量示例和具体细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域技术人员来说，如在权利要求中所表达的本发明显然可以仅仅包括这些示例中的一些或者所有特征或者与下文所描述的其它特征相组合，并且可以进一步包括本文所描述的特征和概念的修改和等效。
本发明的实施例包括用于操作开关调节器的电路和方法。图1示出了根据一个实施例的开关调节器100的电流控制。图1中的电路是具有用于控制输出电流的电流模式反馈的开关调节器的简化图。举例而言，开关调节器可以以大致恒定的输出电压Vo产生流入负载的输出电流。通过选择性地导通和关断高侧开关101和低侧开关102以产生电感103上的电流IL来产生输出电流。举例而言，开关101和102可以由晶体管实现，诸如场效应晶体管(FETs)。将电感电流IL提供至输出电容130和负载131以产生输出电压Vo。使用通过控制电路190实现的反馈维持输出电压Vo大致恒定。举例而言，可以感测输出电压Vo并将其反馈至跨导放大器110(gm)用于在控制电路190中的比较。跨导放大器110接收反馈电压Vfb(例如，Vo)和参考电压Vref。举例而言，如果Vo减小(因为负载电流需求的增大)，电感电流应当增大，以及如果Vo增大(因为负载电流需求的减小)，电感电流应当减小。本公开的实施例提供了用于确定是否应当改变开关调节器的输出电流、感测输出电流和控制开关调节器中的开关使得输出电流满足表征所期望的输出电流的控制电流的机制。
更具体地，如果开关调节器100的负载131的电流增大，输出电压Vo可以开始下降。跨导放大器110基于参考电压Vref和反馈电压Vfb之间的差值产生控制电流Id。在一个实施例中，Vfb耦合至Vo(例如，通过电阻分压器)。举例而言，跨导放大器110可以包括积分器。因此，Vo相对Vref的下降引起跨导放大器110的控制电流Id的增大。gm级的控制电流Id也称为“期望的”电流。在这个示例中，Id对应于驱动负载的期望输出电流。Id被称为控制电流是因为Id是与测得的输出电流比较并用于控制输出电流的，如下所述。举例而言，如果输出电流IL太小，可以导通高侧FET 101(例如，在每个周期导通更长的时间期间)以增大IL。或者，如果输出电流IL太大，可以导通低侧FET 102(例如，在每个周期导通更长的时间期间)以减小IL。
在这个示例中，如果Vo下降，电流Id增大。Id可以与电感电流IL比较并用于使电感电流增大以维持期望的输出电压。本发明的特征和优点包括感测流经低侧FET 102的输出电流IL。举例而言，当低侧FET 102导通且高侧FET 101关断时，电感电流IL从地流过FET102。因此，通过检测当FET导通时因为FET的导通电阻(Rdson)而引起的FET 102上的电压降可以感测对应于电感电流的电压。由电感电流引起的低侧FET 102上的电压降由下式给出：V＝-IL*Rdson。然而，电感电流IL可以为正或负。当电感电流是正的(例如，电流从地经过FET 102、电感L 103流入负载)，节点SW上的电压因为FET 102上的电压降变为负(低于地电位)。感测导致电压低于地电位的电感电流对于电路的其它部分是一个问题。因此，对于正电流和负电流都很难检测流经低侧开关装置的电感电流IL。
本发明的特征和优点包括围绕开关输出级的调节环路，其包含可以感测正电流和负电流的电流模式电路，即使当电流引起电压超出开关调节器的工作范围时——例如，当电压下降低于最低电压参考电压(例如，地电位)或者增大大于最高电路参考电压(例如，Vin)。在一个实施例中，电平移位电容140用于移位(或者升压)低侧FET的负电压使其高于地电位用于处理。图1示出了使用电平移位(或者升压)电容C1的一个示例性实施例。在操作的第一阶段，当高侧FET 101导通且低侧FET 102关断时，开关S1 141和S2 142导通且开关S3 143关断。在这个状态下，在电容C1 140上存储地和Vin之间的共模电压Vcm。在操作的第二阶段，当低侧FET 102导通且高侧FET 101关断时，开关S3 143导通且开关S1和S2关断。因此，在这个示例中，通过共模电压电平移位(或电压升压)由正电感电流产生的低侧FET 102(例如，-IL*Rdson)上的负电压。换言之，当开关S3导通时，通过负电压-IL*Rdson将耦合至环路比较器120的一个输入端C1的一端上的共模电压向下移位，但是对于这个示例，只要IL*Rdson的绝对电压小于共模电压Vcm，在比较器的输入端的电压保持为正。举例而言，只要保持以下条件，比较器120的输出端处的电压保持为正：abs|IL|*Rdson<Vcm。更明确而言，升压电压(例如，低侧FET上的电压降和Vcm的和)针对最大负电感电流可以小于正供电电压且针对最大正电感电流可以大于地电位。此外，升压电压可以在比较器120的工作范围之内。如下面所进一步描述的，低侧FET上的电平移位(升压)电压可以与由相同的共模电压偏置的流经复制负载的控制电流比较，以控制电感电流。这允许保持电路轨道之间的比较器的两个输入端上的电压，而不管流经晶体管102的输出电流值。
图2示出了根据一个实施例示出的电平移位的简化电路。在这个简化示例中，来自跨导gm级110的控制电流耦合至对应于低侧FET 102的复制FET 144。举例而言，复制装置144可以是与开关FET 102相同类型的FET(例如，N型或P型)，具有与开关FET 102相同的朝向且有时与开关FET 102以共同的重心布置但具有更小的尺寸。因为复制FET远远小于开关FET，复制FET的Rdson更高并且仅仅通过提供流经gm级的电感电流的一小部分，可以在复制FET上产生与开关FET相同的电压降。由于电平移位电容C1的动作，比较器120的第一输入端处的电压是-IL*Rdson+Vcm。因此，电容提供了用于通过一个电压将对应于流经低侧开关晶体管的电流的感测电压升压以在比较器120的输入端产生升压电压Vboost的机制。同样地，比较器120的另一个输入端处的电压是-Id*N*Rdson+Vcm，其中N是对应于低侧FET 102和复制FET 144之间的装置尺寸差值的比例因数。如图2所示，跨导级和复制晶体管144提供了用于基于流经复制晶体管144的控制电流ID在比较器120的输入端产生控制电压Vc，其中控制电流对应于反馈电压Vfb和参考电压Vref之间的差值。举例而言，比较器120提供了用于比较控制电压和升压电压的机制。在一些示例性实现方式中，FET 144可以显著小于FET 102，使得复制FET 144的导通电阻是低侧FET 102的Rdson的100k倍(N＝100K)，举例而言。如图2所示出的，当导通时，低侧FET 102具有Vin的栅极电压和地电位的源极电压。因此，复制FET144的源极可以耦合至共模电压Vcm并且栅极可以接收电压Vin+Vcm。因此，通过用于与将FET 102上的电压升压的相同电压偏置复制FET 144。环路的反馈动作驱动输出电流IL，使得下式得到满足：
(Id*N*Rdson+Vcm)＝IL*Rdson+Vcm；其中Id＝gm(Vref-Vout)，
其化简为：
Id*N＝IL。
因此，Id可以用于控制输出电流IL。
在一个实施例中，举例而言，Idesired的复制(例如，通过电流镜的复制)可以耦合至电阻至接地，以检测开关调节器的输出电流。这种情形对于电感电流的监测是有利的。在一个实施例中，举例而言，Idesired的复制可以耦合至封装引脚，使得用户可以连接电阻至地并从外部感测输出电流。下面描述了使用ADC感测输出电流的其它技术。
再次参考图1中的示例性电路，gm电路110的输出端耦合至比较器120的输入端和复制晶体管144的一端。充电泵(CP)145产生Vin+Vcm的栅极电压。缓冲电路111接收共模电压Vcm并维持NMOS复制晶体管144的源极端处的Vcm，并且当开关S1和S2导通时，设置电容C1上的Vcm。当S1和S2关断时，S3导通，并且FET 102导通，将电压降-IL*Rdson电平移位至比较器120的另一个输入端。在这个示例中，举例而言，控制电流Id还接收来自电流比较电路160用于环路稳定性的斜坡信号。因此，Id调整斜坡偏置并在每个周期中设置比较器120触发的点。比较器的输出端耦合至设置-重置(SR)触发器(FF)121的设置输入端(S)。时钟电路122在每个时钟周期重置该触发器。SRFF的Q输出端通过驱动器电路123耦合至高侧FET 101的栅极，并且Q的反相(Q*)也通过驱动器电路123耦合至低侧FET 102的栅极。
因此，将Id与低侧FET中的感测电流IL比较。比较器基于IL和Id的比较导通或关断HS和LS，使得IL根据控制电流Id增大或减小，其因此对应于Vo。特别地，比较器比较Id和IL并在IL太小时导通HS，或者在IL太大时保持LS导通。CLK可以在每个周期使HS关断。因此，如果IL太小，Id(缩小的)可以小于IL，并且该比较在该周期内增大HS的导通时间，并且在每个周期内减小LS的导通时间以增大IL。同样地，如果IL太大时，Id(缩小的)可以小于IL，并且该比较在该周期内减小HS的导通时间，并且在该周期内增大LS的导通时间以减小IL。如上所述，将来自电流补偿电路160的斜坡(或者其它三角)波形加到Id的顶部上用于稳定环路。斜坡波形在HS和LS栅极控制信号上产生脉冲宽度调制(PWM)信号。因此，由于复制装置144中的Id产生的电压可以移位斜坡电平，使得PWM信号的占空比改变以基于控制电流和感测的输出电流调整电感电流，举例而言。
图3示出了根据一个实施例的开关调节器中的电流控制的另一个示例。在这个示例中，斜坡比较器360产生在具有导通电阻Rdson*N的另一个复制FET 361的端点(例如，源极和漏极)上的电流信号+Iramp_comp和-Iramp_comp。还可以通过充电泵将复制FET的栅极偏置在Vin+Vcm。则比较器的参考输入端的电压为：
Iramp_comp*Rdson*N+Id*Rdson*N+Vcm，
其中，举例而言，斜坡产生PWM信号以控制高侧和低侧FET开关。
此外，在图3所示的示例中，跨导级gm 310分别产生对应于最大允许输出电流和最小允许输出电流的参考电流Imax和Imin。Imax和Imin耦合至额外的复制装置344和346以产生gm级所使用的电压，以设置最大和最小电流限制以将Idesired箝位在这些限制之间。举例而言，将Imax提供给复制阻抗FET 344，使得所得到的限制电压VLIM_MAX对应于流经低侧FET的最大输出电感电流(相对负载为正)。同样地，将Imin提供给另一个复制阻抗FET 346，使得所得到的限制电压VLIM_MIN对应于流经低侧FET的最小输出电感电流(或者流入地的最大负电流)。控制电流Id可以高于Imin且低于Imax变化，使得输出也在对应的最大和最小值之间变化。根据一个示例性实施例，级310内部的一些特殊电路可以感测Idesire节点、VLIM_MAX节点和VLIM_MIN节点，以限制Idesired电流，如下所示：
IDesire＝MAX(IMIN,MIN(IMAX,GM X(VREF-Vout)))。
跨导级10输出最终全部流入VBUFF的输出节点的三个电流IMIN、Idesire和IMAX。为了简化VBUFF的设计并减小其带宽需求，通过GM级310产生的三个电流的总和(称为ICANCEL)且从VBUFF的输出节点汲取这三个电流的总和，使得流入共模节点的净电流在VBUFF的输出端大致为零。这样，当这三个电流改变时，VBUFF的输出电流不改变。类似的电流消除用于图3所示的斜坡补偿模块。
图4示出了根据一个实施例的开关调节器的另一个示例。在这个示例中，模拟-数字变换器410耦合至复制装置。在这个示例中，将基于复制装置中的Id产生的电压发送至ADC。举例而言，然后ADC的输出端使得用户能够通过串行接口以有利地报告输出电流。
应当注意的是本领域技术人员可以容易地倒转(flip)该实现方式以使用确切的感测构想检测高侧开关而不是低侧开关的电流。图5示出了使用在包含低侧晶体管102和电感103的输出级中高侧开关晶体管101的电流控制。在这个示例中，在第一阶段期间，当高侧晶体管101关断且低侧晶体管102导通，开关S1 541和S2 542导通且开关S3 543关断时，在电容540上存储电压Vin-Vcm。在第二阶段期间，当高侧晶体管101导通且低侧晶体管102关断时，S1和S2断开且S3导通。对于负电感电流，开关节点电压变得比正供电轨Vin大一定量IL*Rdson。因此，比较器的输入端处的电压为：
Vin-IL*Rdson-(Vin-Vcm)＝Vcm-IL*Rdson
如上所述，环路的作用迫使比较器的输入相等。在这个情况下，下面是比较器输入端处的电压：
Vcm-IL*Rdson＝Vcm-ID*N*Rdson，或者
IL＝N*ID
其它示例性实施例
在一个实施例中，本发明包含一种开关调节器电路，其包括低侧开关晶体管和控制电路，该控制电路包括电容和对应于所述低侧开关晶体管的复制晶体管。在第一阶段期间，低侧开关晶体管关断以及控制电路被配置为在所述电容上存储第一电压。在第二阶段期间，低侧开关晶体管导通，以及控制电路被配置为将流经低侧开关装置的输出电流产生的电压提升第一电压，并比较升压电压和流经复制晶体管的控制电流产生的控制电压。
在一个实施例中，控制电路进一步包括耦合在电容的第一端和第一电压之间的第一开关，耦合在电容的第二端和参考电压之间的第二开关，以及耦合在电容的第二端和低侧开关晶体管的第二端之间的第三开关。在第一阶段期间，第一开关和第二开关导通，第三开关关断，以及在第二阶段期间，第三开关导通，第一开关和第二开关关断。
在一个实施例中，参考电压是供电电压。
在一个实施例中，复制晶体管包括耦合至充电泵的控制端，耦合至接收第一电压的第一端，以及耦合至比较器的第二输入端的第二端，以及其中，在第二阶段期间，低侧开关晶体管包括耦合至供电电压的控制端，耦合至地的第一端，以及通过电容耦合至比较器的第一输入端的第二端，其中充电泵在复制晶体管的控制端产生的充电泵电压等于供电电压和第一电压的和。
在一个实施例中，控制电路进一步包括比较器，其具有耦合至电容的第一端的第一输入端和耦合至复制晶体管的第二端的第二输入端。
在一个实施例中，控制电路进一步包括跨导电路以产生控制电流。
在一个实施例中，跨导电路包括耦合至参考电压的第一输入端和耦合至接收反馈电压的第二输入端，其中控制电流是基于参考电压和反馈电压之间的差值的。
在一个实施例中，反馈电压是开关调节器的输出电压。
在一个实施例中，控制电路进一步包括第二复制晶体管和第三复制晶体管。跨导电路产生第一电流，以产生第一限制电压，所述第一电流对应于流经所述第二复制晶体管的最大输出电流，跨导电路产生第二电流，以产生第二限制电压，所述第二电流对应于流经所述第三复制晶体管的最小输出电流，以及第一限制电压和第二限制电压将输出电流限制在预定范围内。
在一个实施例中，针对最大负电感电流，升压电压小于正供电电压，以及针对最大正电感电流，升压电压大于地电位。
在一个实施例中，开关调节器电路进一步包括电感，其具有耦合至低侧开关晶体管的一端的第二端和耦合至开关调节器电路的输出节点的第二端。
在一个实施例中，开关调节器电路进一步包括高侧开关晶体管，其具有耦合至供电电压的第一端和耦合至电感的第一端的第二端。
在一个实施例中，开关调节器电路进一步包括模拟-数字变换器，其具有耦合至复制晶体管的输入端，以确定控制电流。
在一个实施例中，本发明包含一种方法，其包括当低侧开关晶体管导通时，感测通过流经低侧开关晶体管的输出电流产生的开关调节器的低侧开关晶体管上的电压，该电压小于开关调节器的低参考电压，通过将电容上存储的第一电压电平升压以产生在比较器的第一输入端处大于低参考电压的升压电压，并产生在比较器的第二输入端处的控制电压，该控制电压是通过将控制电流耦合至对应于低侧开关晶体管的复制晶体管的第二端中产生的。
在一个实施例中，该方法进一步包括，在第一阶段期间，当低侧开关晶体管是关断的，通过第一开关将第一电压耦合至所述电容的第一端，以及通过第二开关将低参考电压耦合至电容的第二端；以及在第二阶段期间，当低侧开关晶体管是导通的，使第一开关和第二开关导通，并通过第三开关将低侧开关晶体管上的电压耦合至电容的第二端。
在一个实施例中，该方法进一步包括将等于供电电压和第一电压的充电泵电压耦合至复制晶体管的控制端，并将第一电压耦合至复制晶体管的第二端，其中复制晶体管的第一端耦合至比较器的第一输入端并在第二阶段期间将供电电压耦合至低侧开关晶体管的控制端，将低侧开关晶体管的第一端耦合至地，以及通过电容将低侧开关晶体管的第二端耦合至比较器的第一输入端。
在一个实施例中，该方法进一步包括将参考电压和开关调节器级的输出电压之间的差值变换为控制电流。
在一个实施例中，该方法进一步包括使用模拟-数字变换器确定控制电流。
在另一个实施例中，本发明包含一种开关调节器电路，其包括低侧开关晶体管、电感、用于通过第一电压将对应于流经所述低侧开关晶体管的电流的感测电压升压以产生升压电压的构件、用于基于流经复制晶体管的控制电流产生控制电压构件，该控制电流对应于反馈电压和参考电压之间的差值，以及用于比较控制电压和升压电压的构件，以改变电感中的电流，以减小反馈电压和参考电压之间的差值。
在一个实施例中，针对最大负电感电流，升压电压小于正供电电压，针对最大正电感电流，升压电压大于地电位。
在一个实施例中，本发明包含一种包括具有电流控制环路的开关调节器，该电流控制环路包括被配置为在第一阶段存储第一电压且被配置为在第二阶段通过该第一电压将流经低侧FET的输出电流产生的电压升压的电容，并且比较升压电压和通过流经对应于低侧FET的复制FET的控制电流产生的控制电压。
在一个实施例中，复制FET包括耦合至充电泵的栅极以接收等于通过第一电压升压的参考电压的电压。
在一个实施例中，在输出电流感测期间，低侧FET的栅极耦合至输入电压并且低侧FET的第一端耦合至地，以及复制FET的栅极耦合至通过共模电压升压的输入电压并且复制FET的第一端耦合至共模电压(例如，将复制FET的栅极和源极升压，因为Id*Rreplica FET在比较器的输入端升压，以匹配在比较器的另一个输入端来自低侧FET的IL*Rdson的升压。
在一个实施例中，本发明包含一种方法，其包括当低侧FET导通且高侧FET关断时，感测通过流经低侧FET的电流产生的开关调节器的低侧FET上的电压，该电压小于开关调节器的低参考电压，将感测的电压提升电容上存储的恒定电压，在比较器的输入端处产生升压电压，在比较器的另一个输入端处产生第二电压，该第二电压是通过耦合流入对应于低侧FET的复制FET的第二端的控制电流产生的，其中低侧FET的栅极耦合至第一参考电压，低侧FET的一端耦合至低参考电压，复制FET的栅极耦合至等于第一参考电压和电容上存储的恒定电压的总和的电压，并且复制FET的第一端等于恒定电压。
以上描述示出了本发明的各种实施例以及具体实施例的各方面如何实施的示例。上述示例不应被认为是唯一的实施例，并且被呈现以示出通过以下的权利要求所定义的各种实施例的灵活性和优点。基于上述公开的内容和以下的权利要求，并且可以在不脱离由权利要求所定义的实施例的精神和范围的情况下采用其它配置、实施例、实施方案和等效。

Claims (16)

1.一种开关调节器电路，包括：
高侧开关晶体管和低侧开关晶体管，所述高侧开关晶体管的第一端耦合至供电电压，所述低侧开关晶体管的第一端接地，所述高侧开关晶体管的第二端耦合至所述低侧开关晶体管的第二端，并且所述高侧开关晶体管和所述低侧开关晶体管的控制端分别接收各自的控制信号；以及
控制电路，其包括：
电容；
对应于所述低侧开关晶体管的复制晶体管，所述复制晶体管包括耦合至充电泵的控制端，耦合至接收第一电压的第一端，以及耦合至比较器的第二输入端的第二端；以及
所述比较器，其具有耦合至所述电容的第一端的第一输入端和耦合至所述复制晶体管的第二端的第二输入端，
其中，
在第一阶段期间，所述高侧开关晶体管导通且所述低侧开关晶体管关断以及所述控制电路被配置为在所述电容上存储所述第一电压；以及
其中，在第二阶段期间，所述高侧开关晶体管关断且所述低侧开关晶体管导通，以及将电容连接在所述低侧开关晶体管的第二端和所述比较器的所述第一输入端之间，所述控制电路被配置为将流经所述低侧开关晶体管的输出电流产生的电压提升所述第一电压，并且所述比较器比较升压电压和流经所述复制晶体管的控制电流产生的控制电压。
2.根据权利要求1所述的开关调节器电路，所述控制电路进一步包括：
第一开关，其耦合在所述电容的第一端和所述第一电压之间；
第二开关，其耦合在所述电容的第二端和参考电压之间；以及
第三开关，其耦合在所述电容的所述第二端和所述低侧开关晶体管的第二端之间，
其中，在所述第一阶段期间，所述第一开关和所述第二开关导通，所述第三开关关断；以及
其中，在所述第二阶段期间，所述第三开关导通，所述第一开关和所述第二开关关断。
3.根据权利要求2所述的开关调节器电路，其中所述参考电压是地电位。
4.根据权利要求1所述的开关调节器电路，其中，在所述第二阶段期间，所述低侧开关晶体管的控制端耦合至所述供电电压，第一端耦合至地，第二端通过所述电容耦合至所述比较器的第一输入端，其中所述充电泵在所述复制晶体管的所述控制端产生的充电泵电压等于所述供电电压与所述第一电压之和。
5.根据权利要求1所述的开关调节器电路，所述控制电路进一步包括跨导电路以产生所述控制电流。
6.根据权利要求5所述的开关调节器电路，所述跨导电路包括耦合至参考电压的第一输入端和耦合至接收反馈电压的第二输入端，其中所述控制电流是基于所述参考电压和所述反馈电压之间的差值的。
7.根据权利要求6所述的开关调节器电路，其中所述反馈电压是所述开关调节器的输出电压。
8.根据权利要求5所述的开关调节器电路，所述控制电路进一步包括：
第二复制晶体管；以及
第三复制晶体管，
其中所述跨导电路产生第一电流，以产生第一限制电压，所述第一电流对应于流经所述第二复制晶体管的最大输出电流，
其中所述跨导电路产生第二电流，以产生第二限制电压，所述第二电流对应于流经所述第三复制晶体管的最小输出电流，以及
其中所述第一限制电压和第二限制电压将所述输出电流限制在预定范围内。
9.根据权利要求1所述的开关调节器电路，其中针对最大负电感电流，所述升压电压小于正供电电压，以及针对最大正电感电流，所述升压电压大于地电位。
10.根据权利要求1所述的开关调节器电路，进一步包括电感，其具有耦合至所述低侧开关晶体管的第二端的第一端和耦合至所述开关调节器电路的输出节点的第二端。
11.根据权利要求1所述的开关调节器电路，进一步包括模拟-数字变换器，其输入端耦合至所述复制晶体管的第二端，以确定所述控制电流。
12.一种开关调节器的控制方法，所述开关调节器包括高侧开关晶体管和低侧开关晶体管，所述高侧开关晶体管的第一端耦合至供电电压，所述低侧开关晶体管的第一端接地，所述高侧开关晶体管的第二端耦合至所述低侧开关晶体管的第二端，并且所述高侧开关晶体管和所述低侧开关晶体管的控制端分别接收各自的控制信号，所述方法包括：
当所述高侧开关晶体管导通且所述低侧开关晶体管关断时，在电容上存储第一电压；
当所述高侧开关晶体管关断且低侧开关晶体管导通时，感测通过流经所述低侧开关晶体管的输出电流产生的所述开关调节器的所述低侧开关晶体管上的电压，所述电压在所述开关调节器的工作电压范围之外，以及将所述电容连接在低侧开关晶体管的第二端和比较器的第一输入端之间；
将感测的电压电平移位所述电容上存储的所述第一电压，从而在比较器的第一输入端产生电平移位电压，所述电平移位电压在所述工作电压范围之内；以及
在所述比较器的第二输入端产生控制电压，所述控制电压是通过将控制电流耦合至对应于所述低侧开关晶体管的复制晶体管的第二端中产生的，所述复制晶体管包括耦合至充电泵的控制端，耦合所述第一电压的第一端，以及耦合至所述比较器的第二输入端的第二端。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：
在第一阶段期间，当所述高侧开关晶体管导通且所述低侧开关晶体管关断时，通过第一开关将所述第一电压耦合至所述电容的第一端，以及通过第二开关将低参考电压耦合至所述电容的第二端；以及
在第二阶段期间，当所述高侧开关晶体管关断且所述低侧开关晶体管导通时，关断所述第一开关和所述第二开关，并通过第三开关将所述低侧开关晶体管上的所述电压耦合至所述电容的所述第二端。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
将等于供电电压与所述第一电压之和的充电泵电压耦合至所述复制晶体管的控制端，并将所述第一电压耦合至所述复制晶体管的第二端；以及
在所述第二阶段期间，将所述供电电压耦合至所述低侧开关晶体管的控制端，将所述低侧开关晶体管的第一端耦合至地，以及通过所述电容将所述低侧开关晶体管的第二端耦合至所述比较器的所述第一输入端。
15.根据权利要求12所述的方法，进一步包括将参考电压和开关调节器级的输出电压之间的差值变换为所述控制电流。
16.根据权利要求12所述的方法，进一步包括使用模拟-数字变换器确定所述控制电流。
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