CN101682343A - 用于较高功率高温超导体应用的锯齿形阵列谐振器 - Google Patents

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CN101682343A CN200880015413A CN200880015413A CN101682343A CN 101682343 A CN101682343 A CN 101682343A CN 200880015413 A CN200880015413 A CN 200880015413A CN 200880015413 A CN200880015413 A CN 200880015413A CN 101682343 A CN101682343 A CN 101682343A
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乔治·L·马特伊
巴拉姆·A·威廉森
埃里克·M·普罗菲特
格尼希·楚祖基
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Abstract

窄带滤波器包括输入端、输出端、以及耦合在输入和输出端之间的基本谐振器结构，以形成具有谐振频率的单个谐振器。谐振器阵列可布置为多列基本谐振器结构，其中，各列基本谐振器结构具有至少两个基本谐振器结构。各列中的基本谐振器结构可并联或串联耦合在输入和输出端之间。可耦合两个或更多的谐振器阵列以产生多谐振器滤波器功能。

Description

用于较高功率高温超导体应用的锯齿形阵列谐振器
技术领域
本发明总体上涉及微波滤波器，更具体地，涉及设计用于窄带应用的微波滤波器。
背景技术
滤波器已在电信号的处理方面使用了很长时间。具体地，，这种滤波器被用来从输入信号中选择所需要的电信号频率，使需要的信号频率通过，同时阻断或衰减其他不需要的电信号频率时。滤波器可按包括低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器的某些一般类别分类，其表明滤波器选择性通过的频率类型。另外，滤波器可按类型(如Butterworth、Chebyshev、Inverse Chebyshev和Elliptic)分类，其表明滤波器所提供的相对于理想频率响应带状频率响应(频率截止特性)的类型。
所用滤波器的类型往往取决于预定的用途。在通信应用中，带通滤波器通常用于蜂窝基站和其他电信设备，以滤出或阻断除一个或多个预定带以外的全部RF(射频)信号。例如，这样的滤波器一般用在接收器前端，以滤出噪音和会损坏基站或通信设备内的接收器部件的其他不想要的信号。通常，将严格定义的带通滤波器直接设置在接收器天线输入端将消除因接近所需信号频率的频率下的强干扰信号所造成的各种不良影响。由于滤波器位于接收器天线的输入(或输入端)，插入损耗必须非常低从而不降低噪声指数。大多数滤波器技术中，实现低插入损耗需要在滤波器陡度(steepness)或选择性上具有相应的妥协。
在商业电信应用中，通常理想的是用窄带滤波器滤出最小可能的通带，以使一个固定的频谱被分成最大可能数量的频带，因此增加能够适合在固定频谱中的用户的实际数量。随着无线通信的急剧增长，这种滤波应在愈加不利的频谱中提供高程度的选择性(分辨小频率差异的信号的能力)和敏感性(接收弱信号的能力)。最重要的是从大约800至2200MHz的频率范围。在美国，800至900MHz范围用于模拟蜂窝通信。个人通信服务(PCS)用在1800至2200MHz范围内。
微波滤波器一般使用两个电路模块(或电路单元，circuitbuilding block)构建：多个谐振器，其在一频率f0时存储能量非常有效；以及耦合器(couplings)，其耦合谐振器之间的电磁能以形成多级或多极。例如，一个四极滤波器可包括四个谐振器。给定耦合器的强度由其电抗(即，电感和/或电容)决定。耦合器的相对强度决定滤波整形，而耦合器的布局决定滤波器是否执行带通或带阻功能。谐振频率f0极大地取决于各谐振器的电感和电容。对一般的滤波器设计，滤波器工作时的频率取决于组成该滤波器的谐振器的谐振频率。由于上面讨论的原因，各谐振器必须有很低的内电阻以使滤波器的响应敏锐并有高选择性。这种对低电阻的要求往往冲击(drive)用于给定技术的谐振器的尺寸和成本。
在历史上，滤波器已经用普通的、即非超导导体制造。这些导体有固有的损耗，结果，由其形成的电路具有可变的损耗度。对于谐振电路，该损耗尤为严重。一个设备的质量因数(或质量指标，Q)是其功率耗散或损耗的量度。例如，一个具有较高Q的谐振器有较小的损耗。通常，在微带(或微波传输带)或带状线(stripline)配置中，由普通金属制成的谐振电路的质量因数最多约为400。
由于1986年高温超导性的发现，已经尝试用高温超导体(HTS)材料制造电子设备。由于高温超导性的发现，其微波特性已实质性地得到改善。目前，外延的超导体薄膜已常规地形成并可进行商购。
现在，有各种应用需要尽可能小的微带窄带滤波器。这对于正采用HTS技术以获得具有很高谐波器质量因数的小尺寸滤波器的无线应用尤其正确。所要求的滤波器往往十分复杂，其可能具有12个或更多谐振器以及一些交叉耦合(cross coupling)，。但可用基片的有效尺寸受到限制。例如，可用于HTS滤波器的晶片最大尺寸通常仅为两或三英寸。因此，在保留优质性能的同时，实现滤波器尽可能小的方法是很合乎需要的。对于窄带微带滤波器(例如，带宽约为百分之二，尤其是百分之一或更小)，此尺寸问题会变得十分严重。
虽然使用HTS材料的微波结构从其可以产生具有极低损耗的相对小的滤波器结构的观点看是十分诱人的，但其具有这样的缺点，即一旦电流密度达到一定限度，HTS材料发生饱和并开始丧失其低损耗特性并将引起非线性。为此，HTS滤波器很大程度上被限制在十分小的功率接收应用中。然而，在将HTS应用到更大功率的应用方面，已经进行了某些工作。这需要使用能量在其中扩散的专门结构，使得能够储存相当大的能量，同时，导体内的边缘电流也被扩散以保持电流密度相对小。当然，这意味着谐振器结构必须相对大。
据我们所知，到目前为止，大多数高功率HTS谐振器结构采用在循环对称模式中运行的圆盘形谐振器，如TM010。有些使用由顶部或底部表面设置有HTS的圆柱形电介质圆盘(dielectric puck)构成的谐振器(见Z-Y Shen，C.Wilker，P.Pang，W.L.Holstein，D.Face和D.J.Kountz，“High Tc Superconductor-SapphireMicrowave Resonator with Extremely High Q-Values up to 90K(具有达90K极高Q值的高Tc超导体蓝宝石微波谐振器)，”IEEE Trans.Microwave Theory Tech(电气和电子工程师协会翻译，微波理论技术).，第40Vol，pp2424-2432，1992年12月)，而其他设计只是在电介质基片上使用圆形(或椭圆)盘微带型式(见K.Setsune和A.Enokihara，“Elliptic-Disc Filters of High-Tc Superconductor Films forPower-Handling Capability Over 100W(功率处理能力超过100W的高Tc超导体膜的椭圆形盘状滤波器)，”IEEE Trans.MicrowaveTheory Tech，Vol.48，pp.1256-1264，2000年7月；K.S.K.Yeo，M.J.Lancaster，J.S.Hong，“5-Pole High-Temperature SuperconductingBandpass Filter at 12GHz Using High Power TM010 Mode of MicrostripCircular Patch(采用微带循环通路的高功率TM010模式的12GHz 5极高温超导体带通滤波器)，”Microwave Conference，2000Asia-Pacific(2000亚太微波会议)，pp.596-599，2000)。在这两种方法中，需要的谐振被嵌入相当复杂的模式频谱，并有其他还可在高于和低于所需谐振的频率存在的谐振，其中有些频率会十分接近所需谐振。很遗憾，最低频率模式往往有将会降低功率处理(powerhandling)和空载(unloaded)Q值的强边缘电流密度，并且其还具有强辐射性。这使其与谐振器壳(通常由普通金属制成)相互作用，这将进一步降低功率处理和空载Q值。当然，对许多需要牢固邻近阻带(solid adjacent stop band)的实际应用来说，滤波器响应中存在的大量近谐振(nearby resonance)是一个严重的问题。因此，在HTS谐振器中的功率处理严重地受电流密度饱和的限制。
因此，仍然需要提供一种滤波谐振器，其在功率处理方面比起普通的HTS谐振器表现相当大的提高，同时具有最小的不需要的模式活动(mode activity)并实现很高的空载Q值。
发明内容
根据本发明，窄带滤波器包括输入端、输出端以及耦合在输入端和输出端之间的基本谐振器结构的阵列，以形成具有谐振频率(例如，在微波范围内，如在800至2200MHz范围内)的单个谐振器(a single resonator)。在一种实施例中，滤波器可进一步包括另外的基本谐振器结构阵列，其在输入端和输出端之间并联耦合以形成另一个具有谐振频率的单个谐振器。在这种情况下，滤波器将是多谐振器滤波器。
例如，基本谐振器结构可以是平面结构，如微带结构，并可以由合适的材料构成，如高温超导体材料。各基本谐振器结构可有合适的标称长度，如在谐振频率时的半个波长。各基本结构可以例如是锯齿形结构(zig-zag structure)。单个谐振器可有合适的空载Q值，如至少100,000的空载Q。滤波器可以可选地包括耦合在至少两个基本谐振器结构之间的至少一个导电性元件。
多个基本谐振器结构可以将滤波器表现为例如带阻滤波器或带通滤波器的形式耦合在输入端和输出端之间。在一个实施例中，基本谐振器结构并联耦合在输入端和输出端之间。这样，多个基本谐振器结构可包括至少三个基本谐振器结构，并且至少其中两个基本谐振器结构串联耦合在输入端和输出端之间。
在另一实施例中，多个基本谐振器结构包括多个基本谐振器结构列，各列基本谐振器结构具有至少两个基本谐振器结构。这样，该多列基本谐振器结构可并联耦合在输入端和输出端之间。各列中的基本谐振器结构可并联或串联耦合在输入端和输出端之间。
在又一个实施例中，基本谐振器阵列以多个列和多个行布置，其中各基本谐振器结构具有与这些列对准的能量传播方向。这样，输入端和输出端可耦合至基本谐振器阵列，位于第一对紧邻的行之间，以及可选地位于第二对紧邻的行之间，或者输入端和输出端可耦合至基本谐振器阵列，位于一对紧邻的列之间。
通过阅读以下对优选实施例的详细描述，本发明的其他以及进一步的方面和特点将变得显而易见，这些优选实施例旨在说明而非限制本发明。
附图说明
附图示出了本发明的优选实施例的设计和应用，其中，类似的元件用共同的附图标号标示。为了更好地理解如何实现本发明的上述和其他优点和目的，对以上简述的本发明的更具体的说明，将参照附图中示出的具体实施例进行说明。应理解，这些附图仅描述本发明的代表性实施方式，因此不应认为是对其范围的限定，通过使用附图将更具体和详细地描述和解释本发明，在附图中：
图1a为根据本发明的并联连接以形成较大单个谐振器的传输线谐振器的电原理图；
图1b为根据本发明的串联连接以形成较大单个谐振器的传输线谐振器的电原理图；
图2a为单个谐振器、集总元件带阻滤波器的一个实施例的电路图；
图2b为可用于代替图2a的集总元件谐振器的传输线谐振器的电路图；
图3为可用于本发明的多种滤波器中的基本锯齿形谐振器结构的俯视图；
图4为根据本发明构造的单个谐振器、带阻滤波器的俯视图；
图5为根据本发明构造的另一个单个谐振器、带阻滤波器的俯视图；
图6为从根据本发明构造的四个HTS、单个谐振器、带阻滤波器测量的衰减压缩数据(attenuation compression data)的图表；
图7a为根据本发明构造的单个谐振器、带通、微带滤波器的俯视图，其详细示出了所测量的滤波器内的电流分布；
图7b为图7a的滤波器的计算频率响应的图表；
图8a为根据本发明构造的另一个单个谐振器、带通、微带滤波器的俯视图，其详细示出了所测量的滤波器内的电流分布；
图8b为图8a的滤波器的计算频率响应的图表；
图9a为根据本发明构造的又一个单个谐振器、带通、微带滤波器的俯视图，其详细示出了所测量的滤波器内的电流分布；
图9b为图9a的滤波器的计算频率响应的图表；
图10a为根据本发明构造的再一个单个谐振器、带通、微带滤波器的俯视图，其详细示出了所测量的滤波器内的电流分布；
图10b为图10a的滤波器的计算频率响应的图表；
图11a为根据本发明构造的再一个单个谐振器、带通、微带滤波器的俯视图，其详细示出了所测量的滤波器内的电流分布；
图11b为图11a的滤波器的计算频率响应的图表；
图12为根据本发明构造的四谐振器滤波器的一个实施例的截面图；
图13a为根据本发明构造的四谐振器滤波器的另一个实施例的俯视图；以及
图13b为图13a的滤波器的计算频率响应的图表。
具体实施方式
以下描述的滤波器的各实施例包括连接在一起以形成整体谐振结构的“基本谐振器”阵列，使得谐振结构内存储的能量遍及该阵列的基本谐振器而扩散，并且任何一个基本谐振器中的电流密度都不会很大。因此，谐振结构内的最大电流密度被减至最小，使整个谐振结构具有比单一基本谐振器更高的功率处理能力。
尽管本文的直接焦点是较高功率的HTS应用，从而提高将谐振结构中的最大电流密度减至最小的重要性，然而如果目的是将谐振结构中的最大电场强度减至最小，这里描述的许多相同原理仍然适用。无论哪种情况，原理是通过整个谐振结构扩散储存的能量，使得任何单一的基本谐振器中不论是电流密度还是电场强度都不会相对大。
重要的是，基本谐振器之间并联和串联连接的使用增强了与所使用的基本谐振器数量成比例的功率处理。由于基本谐振器之间的并联和串联连接对于引入副振荡模(spurious mode)具有不同的特性，在谐振结构内使用两种类型的连接可能是合乎需要的。
虽然其他形式的基本谐振器也可能是有吸引力的，但本文所描述和分析的所有实施例中均采用相对紧凑且趋向于将能量限制在靠近基片(谐振器设置于其上)表面的区域的“锯齿形”谐振器。本文描述的基本锯齿形谐振器结构的功能非常类似于普通的半波长谐振器。因此，对于给定的入射功率(incident power)，简单的半波长谐振器可用于研究期望在多个此类基本谐振器的阵列中发现的最大电流。
图1a示出了具有并联连接的半波长、传输线谐振器12(在这种情况下，n＝3个谐振器)的阵列的电路10a，而图1b示出了具有串联连接的半波长、传输线谐振器12(在这种情况下，n＝3个谐振器)的阵列的电路10b。电路10a、10b都包括输入电阻端14、输出电阻端16、以及发生器18。为了简易，电阻端14、16的电导系数G可假定为与谐振器线路12的特性导纳Y0相比很小，尽管实际上电阻端14和16的小电导系数G通常会被连接至50-0hm电阻端的电容耦合代替。应当注意，对于并联电路10a，如果需要高精确度，则给定谐振器12的特性导纳Y0应视为谐振器线路12的特性导纳，如同存在具有与施加给所有谐振器的电压相同电压的其他谐振器线路12的情况下所见的。然而，为了简易，此相对小的影响可以忽略。
这两个电路10a、10b中的最大电流可在基本谐振频率f0下进行比较，对于该基本谐振频率，谐振器线路12对于给定外部Q和给定入射功率为半波长长度。在两种情况下，n个基本谐振器线路12的整体组合视为以单个并联式谐振器(shunt-type resonator)发挥作用。
图1a的并联电路10a中的谐振器电纳斜率参数(susceptanceslope parameter)b仅为单个基本谐振器线路12在频率f0时的斜率参数的n倍；即
[1]b＝n(πY0/2)
串联电路10b基本上是n半波长长度的谐振器线路，由于提高的频率灵敏性，其具有同公式[1]中在频率f0时所表现的相同的斜率参数b。因此，在此频率时，两个电路10a、10b以完全相同的方式运行并将具有相同的外部Q(其中外部Q由Qe表示)，即，
[2]Qe＝b/(2G)
因此，对于给定的外部Q，电路10a、10b都需要相同的电导系数G，并且发生器处的电流在基本谐振频率f0时将简单地为I＝Vg(G/2)。
首先，由于发生器18处的电流在n个基本谐振器线路12之间分配，可能看上去并联电路10a应具有较小的最大电流。但是这样以来就忽略了两个电路10a、10b中的相对驻波系数(或驻波比，standing-wave ratios)。对于串联电路10b，在基本谐振频率f0时的驻波系数可以表示为：
[3]Sb＝Y0/G，
而对于并联电路10a，电阻端14、16的电导系数G在n个谐振器线路12之间分配，因此谐振器线路12上的驻波系数可以表示为：
[4]Sa＝nY0/G
这样，可以看出，在并联电路10a中的电流分配(或电流分路，electrical current division)优势被谐振器线路12上的驻波系数的增加完全抵消。现在，在任何情况时，由于结构是对称的，发生器18在基本谐振频率f0时经受匹配负载，并且发生器电流将为Ig＝VgG/2。这将与流至串联电路10b中的第一谐振器线路的输入电流相同，而对于并联电路10a，流至单独的谐振器线路的输入电流将为Ig/n。
因此，由于电阻端的电导系数G显著低于基本谐振频率f0时谐振器线路12的导纳Y0，谐振器线路12与发生器18连接的点将是各谐振器线路12上的电流最小点。对于并联电路10a，电流最小点将是Imin(a)＝Ig/n，而对于串联电路10b，电流最小点将是Imin(b)＝Ig。因此，对于电路10a、10b的任何一个，利用公式[3]和[4]，得出电流最大值为：
[5]Imax(a或b)＝Imin(a或b)S(a或b)＝Vg Y0/2
由此，进一步的分析表明，如果在以给定Qe工作的n个基本半波长谐振器的阵列内可容许的最大电流Imax是已知的，则可处理的最大入射功率为：
[6]Pmax＝|Imax|2nπ/(4Y0Qe)，其中在此公式中，，Imax取作基本谐振频率f0时谐振器阵列内的最大电流的rms值。可以看出，功率处理与所使用的基本谐振器12的数量n成正比，而与外部Q成反比，因为较大的外部Q值需要谐振器12上较大的驻波系数。
根据前述可以看出，就功率处理而论，并联和串联连接之间没有相对优势。然而，并联电路10a仅在f0和其倍数时具有谐振，而串联电路10b在f0/n和其倍数时具有谐振。这样，从将不需要的谐振降至最小的观点出发，并联连接是很有吸引力的。然而，在实际情况中，为了充分利用基片空间并防止可称作“宽结构模式”侵入所关心的频率范围，可能令人满意的是采用两种连接类型。如以下将进一步详细描述的，随着并联连接的基本谐振器的数量增加，这些后面的模式(latter modes)干扰更大。因此，可并联连接的基本谐振器的数量也受乱真信号响应(spurious response)因素的限制。
虽然图1a和1b中示出的电路10a、10b具有带通连接，当使用带阻连接时，谐振器阵列可能具有相同的功率处理。例如，图2a示出了带阻连接中的串联式集总元件谐振器20，其中，在基本谐振频率f0时，传输被短路，因此提供阻带中心。可通过借助图2b中示出的J逆变器(通常由串联电容耦合组成)连接图1a和1b中的电路10a、10b中的任一个谐振器12阵列来接近图2a中的串联谐振支路，其中，所获得的谐振器电抗斜率参数为：
[7]x＝nπY0/(2J2)
用公式[7]中的结果对图2a中的结构的分析得出与公式[6]相同的公式，其中在这种情况下，外部Q被定义为阻带中心频率f0除以阻带的3-dB带宽。如果从能量角度看问题，此结果往往是人们所期待的结果。
虽然，基于同样的传输线谐振器对图1和2中示出的电路的分析不能在所有细节上都应用于采用锯齿形谐振器结构的阵列中，但这种分析恰当地揭示了涉及的基本原理。在这里所述的实施方式中，图3示出了可用作本文所描述的实施例中的基本谐振器的半波长锯齿形谐振器结构24。该锯齿形谐振器结构24包括谐振频率时的标称半波长谐振器线路26。该谐振器线路26被折叠成锯齿形构造，其具有多个平行节段(run)27，它们之间具有间隔28，每对相邻节段27通过转弯部29连在一起。本文可使用的锯齿形谐振器结构的各种设计以及其他类型的谐振器在美国专利第6026311号和美国临时专利申请序列号第61/070,634(标题为“Micro-MiniatureMonolithic Electromagnetic Resonators(微型单片电磁谐振器)”)中描述。
锯齿形谐振器结构24具有锯齿形发夹谐振器的某些有用特性(虽然不是全部)(见G.L.Matthaei，“Narrow-Band，Fixed-Tuned，and Tunable Bandpass Filters With Zig-Zag Hairpin-CombResonators(带锯齿形发夹梳齿谐振器的窄带、固定调谐和可调带通滤波器)”，IEEE Trans Microwave Theory Tech(电气和电子工程师协会翻译，微波理论技术)，第vol.51pp.1214-1219，2003年4月)。一种特性是这些类型的谐振器相对小。另一种特性是这些谐振器具有对邻近相同类型的谐振器相对少的耦合，使其特别适用于窄带滤波器。对于当前的用途，很重要的特性是对于锯齿形谐振器结构，磁场往往在谐振器上消除，结果，该磁场被限制在相对靠近谐振器结构的表面的区域。这防止了HTS谐振器上的磁场与普通金属壳相互作用，即使整个谐振器阵列与壳体上盖的高度相比可能相当大。通过比较，由于与壳的相互作用，大的微带盘谐振器更加可能具有降低的空载Q(对某些模式，谐振器可如微带贴片天线(patchantenna)工作)。迄今在氧化镁(MgO)基片上使用铜酸钡钇YBCO超导体材料在77°K约850MHz下对锯齿形阵列谐振器进行的测试中，已观察到完全超过100,000的空载Q和在较低温度时的略微较高的Q。
对锯齿形谐振器结构24的初步试验表明，如果在并联节段27之间应用较大的间隔28，可具有略微增加的功率处理。然而，这将稍微增加谐振器结构24的尺寸并可能使磁场进一步延伸到谐振器结构24上，使他们与壳壁相互作用，这可能减小谐振器结构24的空载Q。
为了进行本文所述的试验与分析，锯齿形谐振器结构24被制造或假定具有0.508mm厚MgO(εr＝9.7)的基片(substrate)，并且谐振器线路宽度和间隔均为0.201mm。锯齿形谐振器结构24的整体尺寸为4.42mm×10.25mm(0.174英寸×0.404英寸)。制造和假定的谐振器结构24的基本谐振频率f0约为0.85GHz，尽管对于本文所述的各种连接会不同于此标称值。
特别地，以下实施例的说明涉及以列和行布置的基本谐振器结构阵列。为了该详述的目的，基本谐振器结构的列被定义为沿着与谐振器内的能量传播方向平行的线路延伸的多个谐振器结构，而基本谐振器结构的行被定义为沿着与谐振器结构内的能量传播方向垂直的线路延伸的多个谐振器结构。以下实施例的说明还涉及谐振器阵列的上、下、左、右边缘。在这些情况下，谐振器阵列的上和下边缘沿着与基本谐振器结构内的能量传播方向垂直的方向定向，而谐振器阵列的左和右边缘沿着与基本谐振器结构内的能量传播方向平行的方向定向。
图4示出了单个谐振器、带阻滤波器30，其包括谐振器阵列32，该谐振器阵列包括两个(n＝2)基本锯齿形谐振器结构24，它们通过单个电容耦合38在输入端34和输出端36之间并联耦合。图5示出了单个谐振器、带阻滤波器40，其包括谐振器阵列42，该谐振器阵列42包括十二个(n＝12)基本锯齿形谐振器结构24，它们被布置为通过单个电容耦合48在输入端44和输出端46之间并联耦合的六列，每一列都包括通过单个电容耦合48在输入端44和输出端46之间串联耦合的两个谐振器结构24。具体地，输入和输出端44、46耦合至谐振器阵列42的位于两个最内列的谐振器结构24之间的下边缘处。滤波器30在功率处理方面比具有单个基本谐振器结构的滤波器将增长两倍(3dB)，而滤波器40在功率处理方面比具有单个基本谐振器结构的滤波器将增长12倍(10.7dB)。
应注意，尽管输入和输出端44、46与谐振器阵列42连接的节点(在这种情况下，位于谐振器阵列42的六列之间的底部的节点，在本文所述的其他情况下，位于端部(terminal)所耦合的阵列的顶部、底部以及/或中部的节点)分别被有限的线路节段分离(即电能必须经过锯齿形结构的单个锯齿形转角(zig)以从一个节点到下一个邻近的节点)，为了所有实际目的，由于这些线路节段的长度(与各锯齿形结构的整个线路的长度比较)显著小于在谐振频率时的波长，因此这些节点基本上一起被忽略(shorted together)。
应注意，滤波器30、40采用谐振器结构24之间的单线宽度间隔，相邻谐振器结构24之间分别具有位于各谐振器结构24的顶部、底部和中点处的连接39、49。对于滤波器40，串联连接的谐振器结构24的邻近上端和下端直接相互对接。近来的研究已指出，将串联谐振器结构24的侧面直接相互对接从而使这些谐振器结构24之间完全没有间隙也是可行的。
利用Sonnet软件对带阻滤波器30、40进行了场解法器(field-solver)研究。注意，中点处没有连接39、49，发现由于相邻谐振器结构24之间出现谐振，滤波器30、40具有附加的不需要的模式。然而，在相邻谐振器结构24的中点处增加的连接39、49消除了这些不需要的模式并产生相当于f0和其倍数的谐振。
为了通过实验验证这些技术的原理，设计并制造了分别具有n＝1、2、4和12的基本锯齿形谐振器结构24的四个单个谐振器测试滤波器，其中耦合器给出约1000(0.1％的3-dB阻带宽度)的外部Q。为了获得对于给定外部Q的各种滤波器的功率处理的灵敏测量，滤波器以带阻模式工作。因此，和滤波器30、40的情况一样，这些滤波器只使用一个耦合器。如前所述，这些测试滤波器采用在0.508mm厚的MgO基片(εr＝9.7)上的YBCO超导体材料。
图6示出了所测行波(CW)功率处理特性，具体是在77°K下测量的四个滤波器的压缩特性。在所有情况下，3-dB带宽为0.1％(外部Q等于1000)，而O-dB级涉及滤波器的峰值阻带衰减。压缩测量表明了随着输入功率的增加滤波器(约40dB)从最大衰减的偏离。其可显示如果空载Q比外部Q(和测试滤波器的情况一样)大很多，给定空载Q的峰值衰减(表示为Qu)和外部Q(表示为Qe)表示为：
[8]|S12|dB＝20log10(Qu/(2Qe)).
特别地，当电流密度开始饱和时，空载Q和峰值衰减将减少。衰减中的1-dB减小(在空载Q中大致12％的减小)被随机选择作为“饱和”的标记(即非线性起始(onset))。略微调节所测的输入功率值，以补偿所测的外部Q从所需的1000的外部Q的任何偏离。该饱和点预期在功率级3-dB更高的n每次增为两倍(如在n＝1，n＝2和n＝4的情况之间时)和在约4.8-dB更高的n每次增为三倍(如在n＝4和n＝12情况之间时)时出现。正如可从所测数据中看到的，结果正如所期望的。
如第6026311号美国专利(先前已结合在本文中作为参考)中所描述的，人们相信通过使锯齿形谐振器结构24的设计最佳化，此功率处理可得到进一步提高。还应注意的是，图6中的数据专门用于Qe＝1000的情况。例如，如果相同的谐振器结构24被用作具有1％分数(fractional)3-dB带宽的单个谐振器带通滤波器，功率处理将是图6中示出的10倍。
对于n＝1、2、4和12的测试滤波器，在77°K时测量的空载Q分别为151000、120000、130000和135000。在60°K时测量的相应空载Q分别为220000、155000、170000和240000。这些高Q证实了测试滤波器与普通金属壳没有明显相互作用。这些测量还证实空载Q不是要素数目n的强函数(strong function)，并且观察到的变化是由材料质量变化引起的而不是滤波器设计引起的。
特别地，上面引用的Setsune，et al报道了具有超过100W功率处理的2-谐振器HTS滤波器。虽然功率处理的这种非常引人注意的水平大于由测试滤波器所试验到的功率处理的数量级，但考虑(至少定性地)这种大差异的可能原因是有用的。图6的测试滤波器中的响应数据产生为假定约0.1％的3-dB带宽，而Setsune，et al.中的响应数据假定约1.4％的3-dB带宽。如果Setsune，et al.中的滤波器只有一个谐振器，其1.4％的带宽将比0.1％的宽带在功率处理方面增加14倍。Setsune，et al.的滤波器实际具有两个谐振器，而其由于带宽的优点很可能相似。
另一个不同是测量目标的定义(definition)，图6中使用的饱和的定义是带阻滤波器的阻带峰值衰减中的1-dB压缩点，其对空载Q中的衰退比在Satsune，et al.中暗示的定义显著更敏感。Satsune，et al.期待带通滤波器的通带插入损耗的显著提高。例如，对于单个带通谐振器，中频带插入损耗将可表示为：
[9]|S12|dB＝-20log10(1-Qe/(Qu))
如前所述，由于该非线性，将带阻滤波器的峰值衰减的1-dB压缩作为非线性起始的定义的定义对应于空载Q中约12％的减少。在图6的测试情况下，空载Q比外部Q大100倍以上，因此，如果滤波器已经应用于带通连接，公式[9]中相应的第二项(term)将小于0.01。因此，很容易看出试图在该很小的项中通过带通插入损耗测量检测12％的变化将是不合实际的。然而，正如从公式[8]中可看到的，采用中阻带、带阻测量，这种测量十分容易。在Satsune，et al.中，在带通滤波器的损耗上有明显的增加时，非线性起始被假定是明显的。公式[9]不完全适用于Satsune，et al.中的两个谐振器的情况，但类似的原理无疑适用。当外部Q关于空载Q的比率小时，如低损耗滤波器所需要的，为在插入损耗上获得显著的变化，空载Q需要在数值上大量减小(远超过12％)。对在Satsune，et al.中的非线性起始所表示的定义比用来获得图6中的数据所需要的低很多。当然，适合实际用途的定义将取决于应用。
另一个附加的因素是，在Satsune，et al.中测到的数据是利用脉冲功率获得的，而图6中测到的数据是利用CW功率获得的。又一个附加的因素是，在Satsune，et al.中测到的数据是在20°K时获得的，而图6中测到的数据是在77°K时获得。利用图6的功率饱和定义进行的最近的测试显示，当滤波器的工作温度从77°K降到60°K时，7.3dB的功率处理的增加。该测试还没进行在20°K时的测试，但如果下降到该温度时，毫无疑问会进一步增加功率处理。应特别指出，Satsune，et al.中的实验的缺点在于其实验频率约为图6的测量中使用的频率的两倍。然而，根据以上情况可以断定，虽然相信在Satsune，et al.中讨论的滤波器可能具有比结合图6的滤波器更高的功率处理能力(例如，图4和图5中示出的滤波器30、40)，但相信任何差异都远小于第一次可能看到的差异。
为进一步了解锯齿形阵列滤波器的可行性，进行了各种可能的阵列设计的多方面的计算机研究。这些研究包括通常超过(over)许多倍频程的计算频率响应，以评定阵列滤波器的乱真信号响应能力。由于考虑到电流分布可能是很不均匀(希望各基本谐振器将电流均等地提供给阵列滤波器)，这可实质上降低此处公开的技术的效能，还获得大量关于在基本谐振频率f0时滤波器中的电流分布的数据。令人惊讶地，由于整个阵列滤波器的锯齿形谐振器结构相应区域内的电流结果是明显一致的，这种担心结果是完全没有根据的。例如，在所研究的最大阵列滤波器中(其具有n＝64个基本谐振器)，对于基本锯齿形谐振器结构，所计算的峰值电流密度的变化小于整个阵列滤波器的3％，并且大多数变化是在阵列滤波器每侧上最外部的锯齿形谐振器结构处。这在所有实施例中都是确切的，其可归因于这样的事实，即，在阵列滤波器边缘的锯齿形谐振器结构不能同样多地获益于来自邻近锯齿形谐振器结构的互感磁通(mutual magnetic flux)，因此，需要一个稍大的电流以形成所需量的时变磁通(time varying magnetic flux)和反向电压(backvoltage)。
不同阵列滤波器的电流密度和宽范围响应利用全波平面程序(full-wave planar program)Sonnet来计算，其孔眼(cell)尺寸等于传输线及其之间的间隔的宽度。由于计算机存储限制和一些被分析的阵列滤波器的很大的尺寸，这些大尺寸孔眼往往是需要的。
然而，在计算和显示阵列滤波器的各区域内的相对电流密度时，使用这些大孔眼具有另外的优势。这是由于微带线路内的电流密度在线路的边缘和中心之间广泛地变化，而且如果要获得很具体的电流密度数据，比较阵列滤波器的不同区域内广泛改变的电流密度会变得困难。然而，如果孔眼跨过线路，所得到的电流密度值大约为关于线路宽度的平均值。
这使得阵列滤波器的不同区域内的电流密度的比较更容易，尤其是在由不同颜色表示阵列滤波器各区域中电流密度的强度的图表中。Sonnet将红色用于最强电流密度，而随着电流的变弱，颜色由彩色降到用于最弱电流密度的蓝色。如灰度级中所看到的，相应电流密度将从用于最强电流密度的相对暗灰降到用于中等电流密度的浅灰或白色，到用于很低电流密度的几乎黑色。对下列所述的所有阵列滤波器，图表将以灰度等级标示，以指示在基本谐振频率f0时整个阵列滤波器的相对电流密度。
特别地，使用大孔眼尺寸相比较小孔眼尺寸似乎对宽带计算响应的形状没有本质上的影响，但是确实对频率等级有适当的影响。使用大孔眼使基本的谐振频率f0减少约2.5％。使用大孔眼也对计算的带宽有小的影响，这对于实验的目的似乎可忽略。
应注意，尽管如下所述的阵列滤波器中的基本谐振器的数量n变化大，但是用于所有这些阵列滤波器的最大电流密度值大约为30A/m。考虑为什么会这样是有益的。阵列滤波器总是用提供1000外部Q(或在该值的几个百分点内)的终端操作，而发生器电压总是设置在1伏。如果用于单个基本谐振器的电纳斜率参数为b，则当使用n个该基本谐振器的阵列时，总斜率参数bn将增加n倍。之后，由于Qe＝bn/(2G)，其中G为终端的电导系数，将有必要使G增加n倍，以便保持同样的外部Q。现在，可得到的发生器的功率通过Pavail＝|Vg|2G/4给出，因此，由于Vg恒定，所以入射功率也将增加n倍。如果可以假定，功率总是在基本谐振器中均等分配，则不管n值如何，各基本谐振器所见的功率将总是相同的，并且基本谐振器中的电流将总是相同。在很大程度上，这就是针对以下滤波器阵列计算的结果所示出的。
图7a示出了单个谐振器、带通滤波器50，其包括谐振器阵列52，该谐振器阵列52具有12个(n＝12)基本锯齿形谐振器结构24，这些基本锯齿形谐振器结构布置为并联耦合的6列，每列包括串联耦合在输入端54和输出端56之间的两个谐振器结构24。如可看到的，滤波器50与图5示出的滤波器40相似，不同之处在于输入和输出端54、56(此时其每个具有8427欧姆的电阻)耦合到谐振器阵列52的相对位置以使滤波器50具有带通特性，具体地，耦合到谐振器阵列52的位于最内列的两个谐振器结构24之间的顶部和底部边缘处。滤波器40和滤波器50的另一个区别是，邻近基本谐振器结构24之间的连接现在不只连接在各谐振器结构24的顶部、底部及中点。具体地，在滤波器50中建立尽可能使各邻近谐振器结构24直接挨着其邻近的结构的连接，从而进一步确保消除不想要的模式。如滤波器40一样，滤波器50应在功率处理方面提供超过具有单个基本谐振器结构的滤波器12(10.7dB)倍的增加。
由于输入和输出端54、56耦合到谐振器阵列52的顶部和底部边缘，所以每列中的两个谐振器结构24串联连接。因此，滤波器50具有等于f0/2和其倍数的谐振。图7b示出了计算出的滤波器50的频率响应。
带通滤波器50的电流密度起伏(或型式，pattern)以基本的谐振频率f0、并用1伏的驱动电压和1000的外部Q计算。如图7a所示，强电流密度区用两条中等暗灰色带58表示，而低电流密度区用3条黑色带60表示。对滤波器50中电流密度的抽样表明，在邻近谐振器阵列52的垂直中心线的上部锯齿形谐振器结构24中的最大电流密度为32.0A/m，并且滤波器50的最外面的左和右锯齿形谐振器结构24中的最大电流密度为32.7A/m。如前所述，在最外面的锯齿形谐振器结构24中的峰值密度的这种增加在所有滤波器中都观察到。同样发现为代表性的是，在各外边缘的一列左和右锯齿形谐振器结构24具有与邻近垂直中心线62的锯齿形谐振器结构24的一列相同(或非常相似的)最大电流密度。
图8a示出了单个谐振器、带通滤波器70，其包括谐振器阵列72，该谐振器阵列具有12个(n＝12)基本锯齿形谐振器结构24，这些基本锯齿形谐振器结布置为6列谐振器结构24，每列包括耦合在输入端74和输出端76之间的两个谐振器结构24。如可看到的，滤波器70与图7a示出的滤波器50相似，因为输入和输出端74、76(此时每个具有7600欧姆的电阻)耦合到谐振器阵列72的相对边缘以使滤波器70具有带通特性。然而，滤波器70与滤波器50的不同之处在于，输入和输出端74、76并不是耦合到顶部和底部边缘，而是耦合到谐振器阵列72的位于行之间的左和右边缘。因此，每列中的两个谐振器结构24并联连接，并且因此，所有的12个谐振器结构24均并联连接。如滤波器50一样，滤波器70应在功率处理方面提供超过具有单个基本谐振器结构的滤波器12(10.7dB)倍的增加。
图8b示出了滤波器70的计算出的频率响应。滤波器70具有滤波器50所具有的所有相同的模式，因为每列中由两个谐振器结构24构成的组产生f0/2和其倍数的谐振。然而，谐振器阵列72的左和右边缘的中心点碰巧是以f0/2的模式中电压的零点。因此，如果在这些点处驱动滤波器70，该模式将不会被激活(如果每列中的谐振器结构24串联连接，则其会被激活)。因此，如图8b所示，因为与图7b示出的滤波器50的频率响应相比，较低位模式(lower-order mode)不会出现在频率响应中，所以只有以基本谐振频率f0和其倍数的带通将会出现在频率响应中。
带通滤波器70的电流密度起伏以基本的谐振频率f0、并用1伏的驱动电压和1000的外部Q计算。如图8a所示，强电流密度区用两条中等暗灰色带78表示，而低电流密度区用3条黑色带80表示。这时，在内部锯齿形谐振器结构24中的最大电流密度为31.6A/m，并且在谐振器阵列72的外边缘处的锯齿形谐振器结构24中的最大电流密度为32.7A/m。
图9a示出了单个谐振器、带通滤波器90，其包括谐振器阵列92，该谐振器阵列具有32个(n＝32)基本锯齿形谐振器结构24，这些基本锯齿形谐振器结构布置为8列谐振器结构24，每列包括耦合在输入端94和输出端96之间的4个谐振器结构24。如可看到的，滤波器90与图8a示出的滤波器70的相似之处在于，输入和输出端94、96(此时其为4117欧姆)耦合到谐振器阵列92的左和右边缘，以使滤波器90具有带通特性。然而，滤波器90与滤波器70的不同之处在于，滤波器阵列92包括另外两行谐振器结构24，并且输入和输出端94、96各自通过双对称性抽头(taps)98耦合到谐振器阵列92的相应侧，其中一个抽头连接到阵列92的位于第一和第二行谐振器结构24之间的位置处上，另一个抽头连接至第三和第四行谐振器结构24之间的位置处。因此，每列中的四个谐振器结构24并联连接，并且因此，所有的32个谐振器结构24均并联连接。滤波器90应在功率处理方面提供超出具有单个基本谐振器结构的滤波器32(15dB)倍的增加。
图9b示出了滤波器90的计算频率响应。每列中4个谐振器结构24构成的组产生f0/4和其倍数的谐振。现在，在f0/4谐振时，垂直方向的电压起伏像半个余弦波，正最大值在谐振器阵列92的顶部边缘，并且负最大值在谐振器阵列92的底部边缘。因为电压起伏为奇对称，而在抽头98处的电压驱动为偶对称，所以没有该模式的激活出现。在f0/2谐振时，抽头点为零电压点，因此该模式将不耦合，而对于3f0/4模式，模式电压再次为奇对称，因此具有偶对称电压的抽头将不耦合。以此方式，象频处的3个最低位模式和相应的模式从频率响应上消除。因此，由于如图9b示出的，3个较低位模式不会出现在频率响应中，所以只有以响应频率f0和其倍数的带通将在频率响应中存在。
如图9b进一步示出的，2f0响应被分开(split)，并且在1.365GHz时存在额外的谐振。相信这些效应都归因于所谓的“宽结构模式”，当更多的谐振器列并联连接时(即，当滤波器的宽度增加时)，其使频率下降。这些模式也出现在前面已经讨论过的较小的滤波器中，但是处于所关注范围之外的较高频率。如果更多列的谐振器结构24附加到图9a示出的滤波器90，则1.365GHz处的谐振将使频率下降。因此，宽结构模式的存在成为关于在滤波器内可并联连接多少列谐振器的限制性因素。然而，如将从接下来的实施例中看到，通过放弃双侧耦合和在谐振器阵列的顶部和底部中心处耦合(即，不使所有的谐振器结构24都并联耦合)的优势，可显著地减轻这种宽结构模式限制。
带通滤波器90的电流密度起伏以基本谐振频率f0、并用1伏的驱动电压和1000的外部Qe计算。如图9a所示，强电流密度区用4条中等暗灰色带100表示，而低电流密度区用5条黑色带102表示。这时，在邻近垂直中心线的谐振器阵列92的顶部和底部行的内部锯齿形谐振器结构24中的最大密度电流分别为27.0A/m和27.3A/m，而在谐振器阵列92的外边缘处的锯齿形谐振器结构24中的最大电流密度分别为27.8A/m和28.2A/m。这些电流密度值稍稍小于前述滤波器中的最大电流密度值。相信这一定是由于用在滤波器的输入和输出的耦合线路的非零长度。
图10a示出了单个谐振器、带通滤波器110，其包括谐振器阵列112，该谐振器阵列112具有40个(n＝40)基本锯齿形谐振器结构24，这些基本锯齿形谐振器结构布置为并联耦合在输入端114和输出端116之间的12列谐振器结构24。如可看出的，滤波器110与图7a示出的滤波器50的相似之处在于，输入和输出端114、116耦合至谐振器阵列112的顶部和底部边缘的位于最内列谐振器结构24之间的位置处，以使滤波器110具有带通特性。然而，滤波器110与滤波器50的不同之处在于，滤波器110包括并联耦合在输入和输出端114、116之间的8个内列(每列包括串联耦合在输入和输出端114、116之间的4个谐振器结构24)，以及并联耦合在输入和输出端114、116之间的4个外列(每列包括串联耦合在输入和输出端114、116之间的2个谐振器结构24)。即，滤波器110包括并联耦合在输入和输出端114、116之间的12个列，除了其中2个谐振器结构24从谐振器阵列112的每个角上移除外，4个谐振器结构24串联耦合在输入和输出端114、116之间。以该方式，滤波器110更容易安装在圆形基片上，并且这时处于直径56.9mm(2.24英寸)的圆中。滤波器110应在功率处理方面提供超出具有单个基本谐振器结构的滤波器40(16dB)倍的增加。
图10b示出了滤波器110的计算频率响应。如果谐振器阵列112已经在其左和右边缘处激活，则会具有相当接近基本谐振频率f0的谐振的12列宽的宽结构模式将有效地被激活。然而，由于谐振器阵列112相反在其底部和顶部边缘中心处激活，因此有效地将谐振器阵列112分为并联连接的两半部分，每半部分只具有至多6个并联的列，宽结构模式将完全处于所关注的频率范围之外。注意，如图10b所示，没有宽结构模式明显处于滤波器110的频率响应内。然而，如图10b所示，谐振器阵列112包括具有多至4个串联连接的谐振器结构24的列，这将导致频率响应中的谐振为f0/4的倍数。如果该接近基本频率f0的谐振对于给定的应用可以接受，则滤波器110可为可接受的选择。
图11a示出了单个谐振器、带通滤波器130，其包括谐振器阵列132，该谐振器阵列具有64个(n＝64)基本锯齿形谐振器结构24，这些基本锯齿形谐振器结构布置为16列并联耦合的谐振器结构24，每列包括串联耦合在输入端134和输出端136之间的4个谐振器结构24。谐振器阵列132为70.8mm×41.0mm(2.79英寸×1.61英寸)。
如可看出的，滤波器130与图7a示出的滤波器50的相似之处在于，输入和输出端134、136(此时，其分别具有1673欧姆的电阻)耦合到谐振器阵列132的顶部和底部边缘的处于最内列的谐振器结构24之间的位置处，以使滤波器130具有带通特性。然而，滤波器130与滤波器150的不同之处在于，其包括更多列和行的谐振器结构24，具体为16个谐振器结构24。滤波器130应在功率处理方面提供超过具有单个基本谐振器结构的滤波器64(18dB)倍的增加。
图11b示出了滤波器130的计算频率响应。因为谐振器阵列132在其底部和顶部边缘的中心处激活，因此有效地将谐振器阵列132分为并联连接的两半部分，每半部分只具有至多8个并联的列，宽结构模式将完全处于所关注的频率范围之外。注意，如图11b所示，没有宽结构模式明显处于滤波器130的频率响应内。然而，如图11b所示，谐振器阵列132包括具有串联连接的4个谐振器结构24的列，这将导致频率响应中的谐振为f0/4的倍数。此外，如果接近基本频率f0的谐振对于给定的应用可以接受，则滤波器130可为可接受的选择。可能的是，多出达两列的谐振器结构24可附加在谐振器阵列132的每侧上，而不会使宽结构模式低达5f0/4(大约为在图11b中的频率响应的右侧上的谐振)。这时，滤波器130的功率处理将会提高到具有单个基本谐振器结构的滤波器的80倍(19dB以上)。
带通滤波器130的电流密度起伏以基本谐振频率f0、并用1伏的驱动电压和1000的外部Q计算。如图11a所示，强电流密度区用4条中等暗灰色带140表示，而低电流密度区用5条黑色带142表示。这时，在邻近垂直中心线98的谐振器阵列92的顶部和底部行的内部锯齿形结构24中的最大密度电流在两行中分别为31.0A/m，而在谐振器阵列92的外部左和右边缘处的锯齿形谐振器结构24中的最大电流密度分别为31.7A/m和31.9A/m。
显然，如同在前述的某些实施例中，使用大谐振器阵列的多谐振器滤波器将需要将谐振器阵列置于分开的基片上。我们之前已经论证了用于低频HTS滤波器的类似方法，其在Mossman et.al.“Anarrow-band HTS bandpass filter at 18.5MHz”Proc.IEEE MicrowaveTheories and Techniques Symposium，653-656(2000)描述过。例如，图12示出了滤波器150，该滤波器包括：常规的壳体152，其具有相对厚的、并联的、用作支承件和散热片的一对上下金属板154、156；以及层叠构形的4个谐振器158-164，其中，谐振器158、160分别布置在上部金属板154的上和下表面上，并且谐振器162、164分别布置在下部板156的上和下表面上，每个谐振器158可采用前述任一谐振器的形式。电容耦合(未示出)可在基片上实现，或用片形电容器提供。
滤波器150还包括耦合在2个谐振器158、160之间的导电耦合器166、耦合在2个谐振器160、162之间的导电耦合器168、以及耦合在2个谐振器162、164之间的导电耦合器170，使得所有谐振器158-164串联耦合。滤波器150还包括安装到壳体152上与谐振器158关联的输入连接器172、以及安装到壳体152上与谐振器164关联的输出连接器174。
可选地，滤波器150可包括用于谐振器158之间的隔离的相对薄的板(未示出)，尽管如果用在谐振器158中的基本谐振器结构为锯齿形结构，这可能是不必要的，其趋向于使磁场相对接近于基片
有利的是注意到，在典型的、多谐振器、带通滤波器设计中，最大电压和电流出现在内谐振器中，而在外谐振器中的电压和电流可能相当小。因此，可能使用在滤波器的端部具有不同的乱真信号响应特性的较小谐振器阵列是可行的，并且因此，抑制某些乱真信号响应。在该方面，如果在两个外谐振器用作等同的耦合切断时，在内谐振器内存在具有π或其倍数的传输相长度的谐振，为了避免乱真带通的可能，外谐振器具有不同的特性可能是最适宜的。
在一些情况下，可能只需要功率处理能力的适度增加，使得谐振器不必非常大。然后，将整个滤波器设置在一个基片上也许是可行的。例如，图13a示出了包括四个谐振器182-188的滤波器180，每个谐振器包括4个基本锯齿形谐振器结构24，这些基本锯齿形谐振器结构布置为并联耦合的两列，每列包括串联耦合的两个谐振器结构24。这应在功率处理方面为每个谐振器提供超出单个基本谐振器结构4倍(6dB)的增加。滤波器180的整体尺寸为36.6mm×20.7mm(1.44英寸×0.81英寸)。
滤波器180具有1600欧姆电阻的终端。滤波器180还包括耦合在第一谐振器182底部与第四谐振器188中部之间的耦合电容器C14。为了使第一和第四谐振器182、188进行适当调谐，滤波器180也包括耦合在第一谐振器182顶部与地面之间的电容器C1、和耦合在第四谐振器188与地面之间的电容器C4。每个耦合电容器C14都具有0.10pf的值，并且每个电容器C1、C4都具有0.046的值(将通过调整谐振器实现)。值得注意到，通过简单地使与第四谐振器188的连接在其底部而不是在其中部，可使第一和第四谐振器182、188之间的电容耦合的信号(sign)相反。可理解的是，只需使谐振器182-188彼此接近就能达到它们之间的耦合。图13b中示出了滤波器180的计算频率响应。通带的等波纹(equal-ripple)部分带宽约为0.81％。
如前面所论证的，通过计算和试验探索并成功地确认了通过使传输线谐振器成形于较小的传输线谐振器阵列来增加传输线谐振器的功率处理的原理。结果相当鼓舞人心，具体在于，在基本谐振频率时，计算出的在相当大的阵列中的电流密度看来是非常均匀地循环的。可见，就功率处理而言，使用一组连接关于另一组连接(即并联相对于串联)并无特别的优势。不管使用何种连接，功率处理增加倍数等于所使用的基本谐振器结构的数量。
通常，将是有利的是，使用两种类型的连接以使不想要的模式的影响最小化。不想要的模式的基本来源为：基本谐振器结构的谐波响应，当基本谐振器结构串联连接时出现的额外的谐波响应，以及当并联连接相当大数量的基本谐振器使得宽结构驻波可存在于阵列的整个宽度时可能下降至所关注频率范围内的宽结构模式。并联连接的基本谐振器结构越多，这些宽结构模式的第一谐振将会越低。
当使用用在本研究中的锯齿形谐振器结构时，如果副振荡模要求不是过于严格，则可以使用多至9个(或可能10个)并联的基本谐振器结构。但是，通过使用借助在阵列的顶部和底部中心的抽头并联驱动的两组9个或10个基本谐振器结构，可以将其增加18或20倍。如果要使用针对给定乱真信号响应要求实用的最大阵列，则应分析谐波模式和宽结构模式以便决定在阵列的每列中可串联的基本谐振器结构的最大允许数量，以及在每列中可并联的最大允许数量。
可容易地看到，在用于关于基本谐振频率f0可调谐的各种模式的谐振方面，在垂直方向上的电压变化是周期性的(如图所示)，正和负最大数值交替，零值在中间，并且正或负最大值在阵列的顶部和底部。另外，可以看到，当模式顺序增加时，这些电压起伏在奇对称和偶对称之间交替。在图9a和9b的滤波器中，其每列中具有4个串联的基本锯齿形谐振器结构，已论证了可以通过在用于f0/2模式的零电压点处的阵列的各侧上使用成对的抽头来利用这些特性。因此，该模式不耦合，因为其在零电压点被驱动，同时f0/4和3f0/4模式不耦合，因为电压激活为偶对称，而所需要的模式电压为奇对称，。因此，这被看作是消除三个最低位谐振及他们的谐波的方法。遗憾的是，如果使用用于减少谐波模式数量的该技术，则不能使用驱动并联的谐振器阵列的左和右半部分的技术来使宽结构模式频率上升。这是因为，前者需要在其一侧驱动谐振器阵列，而后者需要在其顶部和底部驱动该结构。
可以看到，将锯齿形结构用作基本的谐振器是确保滤波器高空载Q的重要特性。这是因为，即使整个结构在宽度上变得相当大，但是锯齿形谐振器结构使得滤波器将被限制为相对接近于基片。因此，即使在一些情况下谐振器阵列相当大，但是不存在被壳体尺寸严重影响的模式的激活的迹象。而且，当在77°K操作时，用于测试滤波器的测量空载Q高至151000，并且当在60°K操作时高至240000的事实表明，磁场在壳体的正常金属壁上碰撞不明显，否则，其会急剧减小空载Q。
可以理解，本文描述的技术也应提供用于获得具有适度增加的功率处理而无需被迫采用可能相当大的圆盘谐振器(disk resonator)的紧凑滤波器的方法。这些锯齿形谐振器结构的非常高的Q及它们对乱真信号响应的合理良好的控制可产生可满足一些迫切需求的具有非常锐截止(sharp cutoff)的相对大功率的滤波器。
尽管已经示出且描述了本发明的具体实施例，但是应理解，以上讨论的目的不是将本发明限制于这些实施例。对本领域中的技术人员显而易见的是，在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种变更和修改。例如，本发明具有适当超过具有单输入和输出的滤波器的应用，并且，本发明的具体实施例可用于形成其中可使用低损耗选择性电路的双工机(duplexer)、多路器、信道器(channelizer)、反作用开关(reactive switch)等。因此，本发明旨在覆盖可落在由各权利要求所限定的本发明的精神和范围内的各种替换、修改以及等同方式。

Claims (23)

1.一种窄带滤波器，包括：
输入端；
输出端；以及
基本谐振器结构阵列，耦合在所述输入端和所述输出端之间以形成具有谐振频率的单个谐振器。
2.根据权利要求1所述的滤波器，其中，所述基本谐振器结构为平面结构。
3.根据权利要求1所述的滤波器，其中，所述基本谐振器结构为微带结构。
4.根据权利要求1所述的滤波器，其中，所述基本谐振器结构由高温超导体(HTS)材料制成。
5.根据权利要求1所述的滤波器，其中，每个所述基本谐振器结构在所述谐振频率下具有半波长的标称线性电长度。
6.根据权利要求1所述的滤波器，其中，所述谐振频率在微波范围内。
7.根据权利要求6所述的滤波器，其中，所述谐振频率在800-2200MHz的范围内。
8.根据权利要求1所述的滤波器，其中，所述单个谐振器具有至少100,000的空载Q。
9.根据权利要求1所述的滤波器，其中，每个所述基本谐振器结构为锯齿形结构。
10.根据权利要求1所述的滤波器，进一步包括耦合在至少两个所述基本谐振器结构之间的导电元件。
11.根据权利要求1所述的滤波器，其中，多个基本谐振器结构以将所述滤波器表征为带阻滤波器的形式耦合在所述输入端和所述输出端之间。
12.根据权利要求1所述的滤波器，其中，多个基本谐振器结构以将所述滤波器表征为带通滤波器的形式耦合在所述输入端和所述输出端之间。
13.根据权利要求1所述的滤波器，其中，多个基本谐振器结构并联耦合在所述输入端和所述输出端之间。
14.根据权利要求13所述的滤波器，其中，所述多个基本谐振器包括至少三个基本谐振器结构，并且至少其中的两个基本谐振器结构串联耦合在所述输入端和所述输出端之间。
15.根据权利要求1所述的滤波器，其中，多个基本谐振器结构包括多列基本谐振器结构，每列基本谐振器结构具有至少两个基本谐振器结构。
16.根据权利要求15所述的滤波器，其中，所述多列基本谐振器结构并联耦合在所述输入端和所述输出端之间。
17.根据权利要求16所述的滤波器，其中，在每列基本谐振器结构中的所述至少两个基本谐振器结构并联耦合在所述输入端和所述输出端之间。
18.根据权利要求16所述的滤波器，其中，在每列基本谐振器结构中的所述至少两个基本谐振器结构串联耦合在所述输入端和所述输出端之间。
19.根据权利要求1所述的滤波器，其中，所述基本谐振器阵列布置在多个列和多个行中，其中，每个所述基本谐振器结构具有与所述列对准的能量传播方向。
20.根据权利要求19所述的滤波器，其中，所述输入端和输出端在第一对紧邻的行之间与所述基本谐振器阵列耦合。
21.根据权利要求20所述的滤波器，其中，所述输入端和输出端在第二对紧邻的行之间与所述基本谐振器阵列耦合。
22.根据权利要求19所述的滤波器，其中，所述输入端和输出端在一对紧邻的列之间与所述基本谐振器阵列耦合。
23.根据权利要求1所述的滤波器，进一步包括并联耦合在所述输入端和所述输出端之间的另一个基本谐振器结构的阵列，以形成另一个具有所述谐振频率的单个谐振器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102931339A (zh) * 2012-11-02 2013-02-13 西南交通大学 双面ybco薄膜结构的超导开关
CN104112897A (zh) * 2013-04-22 2014-10-22 中国科学技术大学 反射式超导传输线谐振腔

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100073107A1 (en) * 2008-03-25 2010-03-25 Superconductor Technologies Inc. Micro-miniature monolithic electromagnetic resonators
US8862192B2 (en) 2010-05-17 2014-10-14 Resonant Inc. Narrow band-pass filter having resonators grouped into primary and secondary sets of different order
US20130178168A1 (en) * 2012-01-10 2013-07-11 Chunjie Duan Multi-Band Matching Network for RF Power Amplifiers
US10707905B2 (en) * 2015-06-23 2020-07-07 Skyworks Solutions, Inc. Wideband multiplexer for radio-frequency applications
CN106207330B (zh) * 2016-07-04 2019-04-30 中国电子科技集团公司第三十六研究所 一种超导滤波结构
US11211676B2 (en) 2019-10-09 2021-12-28 Com Dev Ltd. Multi-resonator filters

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6026311A (en) * 1993-05-28 2000-02-15 Superconductor Technologies, Inc. High temperature superconducting structures and methods for high Q, reduced intermodulation resonators and filters
CA2148341C (en) * 1995-05-01 1997-02-04 Shen Ye Method and structure for high power hts transmission lines using strips separated by a gap
WO1998000880A1 (en) * 1996-06-28 1998-01-08 Superconducting Core Technologies, Inc. Planar radio frequency filter
US6067461A (en) * 1996-09-13 2000-05-23 Com Dev Ltd. Stripline coupling structure for high power HTS filters of the split resonator type
JPH10215102A (ja) * 1997-01-30 1998-08-11 Nec Corp マイクロストリップ帯域阻止フィルタ
WO2001054221A1 (en) * 2000-01-19 2001-07-26 Fractus, S.A. Fractal and space-filling transmission lines, resonators, filters and passive network elements
US6924715B2 (en) * 2002-02-12 2005-08-02 Nortel Networks Limited Band reject filters
US20030222732A1 (en) * 2002-05-29 2003-12-04 Superconductor Technologies, Inc. Narrow-band filters with zig-zag hairpin resonator

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102931339A (zh) * 2012-11-02 2013-02-13 西南交通大学 双面ybco薄膜结构的超导开关
CN104112897A (zh) * 2013-04-22 2014-10-22 中国科学技术大学 反射式超导传输线谐振腔

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Publication number Publication date
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