CN101641842A - 具有带桥形网络的pcb的插头/插座系统 - Google Patents

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Abstract

提供一种具有补偿区和串扰区的插座。各区中的至少一个采用桥形网络，其耦合该区中的导体以减少插头/插座系统中的净串扰。桥形网络的频率响应斜率与一阶耦合或串联LC电路耦合的频率响应斜率不同。提供了各种桥形网络。

Description

具有带桥形网络的PCB的插头/插座系统
其它申请的交叉引用
本申请要求2008年3月18日提交的美国专利申请No.12/050,550和2007年3月20日提交的美国临时专利申请No.60/895,853的优先权，这两篇专利申请通过引用整体结合于此。本申请通过引用合并了2006年12月26日提交的题为“Electrical Plug/Jack System with Improved Crosstalk Compensation(具有改进的串扰补偿的电插头/插座系统)”的美国专利No.7,153,168的全部内容。
背景
1.技术领域
本申请涉及插头/插座系统，尤其涉及包含用于降低插头/插座系统中的串扰的桥形网络的插头/插座系统。
2.相关技术描述
在通信行业中，随着数据传输率稳定增加，由于插头和/或插座内接近隔开的并行导体之间的电容性和电感性耦合引起的串扰越来越成问题。已经设计出具有改进的串扰性能的模块化插头/插座系统以满足日益苛刻的标准。这些改进的插头/插座系统中的很多都包括美国专利No.5,997,358中披露的概念，该专利的整个内容通过引用结合于此。具体地，当前的插头/插座系统引入预定量的串扰补偿，以消除冒犯的串扰。两个或更多补偿区被用于解决补偿和串扰之间的相移。结果，冒犯串扰的量值和相位通过补偿偏移，其合计具有相等的量值但相反的相位。
最近的传输率已经超过美国专利No.5,997,358中披露的技术的能力。因此，需要改进的补偿技术。
概述
提供一种具有多个区的插头/插座系统。这些区包括接触区、补偿区和串扰区。在接触区中，在插座弹簧接触件的插头/插座接口处，插头的插头接触件与插座的插座弹簧接触件相连接。接触区提供插头/插座系统中的串扰。补偿区提供补偿插头/插座系统中的串扰的补偿信号。插座中的串扰区增加了附加的相位延迟串扰。连接到插座弹簧接触件的PCB包含串扰区。例如可在包含串扰区的PCB中、在设置在插头/插座接口和包含串扰区的PCB之间的PCB中、和/或通过整形插座弹簧接触件来提供补偿区。补偿区和串扰区中的导体连接到插座弹簧接触件。补偿区和串扰区中的至少一个包含第一对导体和第二对导体之间的耦合，可将其建模为桥形网络。桥形网络包括串扰电路组件和补偿电路组件，其每一个都具有不同的耦合速率与频率关系。在一个实施例中，桥形网络包括在第一对导体的第一导体和第二对导体的第一导体之间的串联LC电路以及在第一对导体的第二导体和第二对导体的第二导体之间的串联LC电路。桥形网络还包括在第一对导体的第一导体和第二对导体的第二导体之间的分路电容器以及在第一对导体的第二导体和第二对导体的第一导体之间的分路电容器。根据桥形网络所处的区，将桥形网络的耦合频率响应斜率设计成高于或低于一阶耦合(诸如纯电容性耦合)的耦合频率响应斜率。
附图简述
以下参考附图描述各示例性实施例。
图1A和1B是插头/插座补偿系统的简化框图。
图2示出图1A和1B的三区插头和插座系统的示意模型，仅示出导线3、4、5和6。
图3(i)、3(ii)和3(iii)示出在补偿区中分别仅具有电容性耦合、仅具有互感性耦合以及具有桥形网络的电路模型示意图。
图4(i)、4(ii)和4(iii)示出在串扰区中分别具有电容性耦合和互感性耦合、具有串联LC电路耦合以及具有桥形网络的电路模型示意图。
图5A和5B分别是在串扰区中工作的网络的量值响应和相位移位的模拟。
图6A和6B分别是在补偿区中工作的桥形网络和一阶耦合的量值响应和相位移位的模拟。
图7A和7B示出当在补偿区中分别使用一阶耦合和桥形网络时在各种频率下RJ45插头和插座三区系统的简化向量模型。
图8A和8B示出当在串扰区中分别使用一阶耦合和桥形网络时在各种频率下RJ45插头和插座三区系统的简化向量模型。
图9是将串扰区中的一阶耦合和桥形网络进行比较的插头/插座系统中的近端串扰的模拟。
图10是将补偿区中的一阶耦合和桥形网络进行比较的插头/插座系统中的近端串扰的模拟。
图11A和11B示出在串扰区中具有桥形网络的10 GbE RJ45插座的近端串扰(图11A)和远端串扰(图11B)。
图12A-12F示出导体对之间的正和负互感以及针对每种配置的耦合与频率的关系的模拟。
图13A和13B示出在桥形网络中使用正和负互感的两个实施例；图13C是针对图13A和13B中的每种配置的桥形网络耦合与频率的关系的模拟。
图14A和14B示出在桥形网络中使用正和负互感的其它实施例；图14C是针对与电容性耦合比较的图14A和14B中的每种配置的桥形网络耦合与频率的关系的模拟。
图15示出包含在补偿区中具有负互感且在串扰区具有正互感的串联LC电路的插座。
图16-19示出具有桥形网络的各种插座配置，该桥形网络在补偿区和串扰区中包含负或正互感。
图20-21示出包含并联谐振电路的插座，该并联谐振电路在补偿区和串扰区中包含负或正互感。
图22-23分别示出具有串扰向量和补偿向量的双桥形网络，其具有不同的频率特性。
实施例的详细描述
通信系统中使用的数据传输率不断增加。这种增加已经增加了插头/插座系统中的串扰。因此，已经使用各种方法来降低系统中的净串扰。这些方法之一包括在插座中提供至少一个印刷电路板(PCB)以补偿串扰，降低系统中的净近端串扰(NEXT)。根据某些实施例，降低插头/插座系统中的净NEXT还导致净远端串扰(FEXT)的降低。
在通信系统中通常使用的一种类型的电连接器是RJ45连接器。八导线RJ45插头/插座系统的标准引脚配置包含多个导电对。这些多个对包括横跨在中间对(导体4和5)上的劈分线对(导体3和6)。由于插头和插座两者中的导体的物理邻近，引入劈分线对的信号电容且电感地耦合至中间对。在插头/插座接口附近引入插座的无意耦合就是串扰。其中发生这种耦合的区域在下文中称为接触区。
为了补偿由以上耦合导致的串扰，在沿插头/插座系统的传输路径的不同区域中有意地引入不同导体对之间的电容性和电感性耦合。图1A和1B示出插头/插座系统的不同实施例的横截面图。在图1A和1B中，在区A(接触区)中的插座弹簧接触件的插头/插座接口处，插头的插头接触件与插座的插座弹簧接触件连接。插座弹簧接触件从插头/插座接口延伸以连接至包含区C(在下文中称为串扰区)的PCB。PCB上的导电迹线在插座弹簧接触件和附连至PCB的绝缘位移接触件(IDC)之间延伸。如图1A所示，区B(在下文中称为补偿区)设置在接触区和串扰区之间。可利用PCB或附连至插座弹簧接触件的各个元件和/或通过改变插座弹簧接触件的形状来实现补偿区。根据至少某些实施例的连接器中的PCB可以是刚性PCB、柔性PCB或这两者的组合。如图1B所示，还可将补偿区(区B’)设置在包含IDC的PCB中。区B’在电学上比串扰区(区C)更接近接触区。
如上所述，在接触区中无意地引入了串扰。在串扰区中有意地添加补充串扰。补偿区引入补偿，其补偿来自接触区和串扰区的组合串扰。如下文以及美国专利No.7,153,168中更全面地描述的，串扰区中增加的串扰允许插座的补偿区通过将相位延迟的串扰引入插头/插座系统来更好地补偿接触区中的串扰。尽管可使用图1A或1B中示出的任一个实施例，但补偿区处的补偿的有效性随着越来越接近接触区而增加，这是由于接触区中引入的串扰和补偿区处引入的补偿之间的相位延迟减少。
每个区中的耦合被建模为导体之间的网络。网络包含耦合的导体对之间的电路。每个电路包含一个或多个电路元件。导体可包含插座弹簧接触件或PCB上的导电迹线。补偿和串扰区的每一个中的电容性和电感性耦合可由诸如相互平行的PCB迹线或插座弹簧接触件之类的分布式元件提供，或由插座弹簧接触件或迹线之间的各个物理组件提供。如果电容性和电感性耦合由分布式元件提供，则可将特定部分中的耦合建模为包含集总元件的电路，只要该部分与要分析的最大频率的波长相比较小即可。一般而言，该部分的物理尺寸应小于使用该方法的信号的波长的约1/20。例如，如果在导体对之间存在纯分布式电容性耦合或纯分布式电感性耦合，则这种耦合可通过在导体对之间分别使用单个电容器或电感器来建模。接触区包含导体对之间的分布式互感耦合和分布式电容性耦合的组合，这导致多个一阶耦合，如图2所示。诸如纯电容性耦合之类的一阶耦合的量值具有每10个单位约20dB的频率相关性。集总元件模型适合于插头/插座系统的正常工作频率范围。因此，将使用集总元件模型描述本文所讨论的各电路的电路元件。
图2示出图1A和1B的三区插头/插座系统的示意模型，为清楚起见仅示出导线3、4、5和6。三个区中的每一个包括电容性和电感性电路元件，在补偿区和串扰区中示为包含网络的框。接触区包括来自插头导线和接触件(图1A中的112)的电容性和电感性耦合、由从插头/插座接口延伸至插座弹簧接触件远离PCB的一端的插座弹簧接触件(图1A中的114)导致的电容性耦合、以及来自从插头/插座接口向PCB延伸的插座弹簧接触件(图1A中的116)的电容性和电感性耦合。这些元件被示为导体3和4之间以及导体6和5之间的电容性和互感耦合。电容和互感的每一个的量在两个耦合对之间可以是不同的。在补偿和串扰区中的导体之间可存在类似的耦合。
图2的接触区中示出的耦合是一阶耦合。尽管在补偿和串扰区中使用类似的一阶耦合可提供减少串扰的某些能力，但这些耦合在串扰降低方面存在限制。可采用其它网络来更好地降低串扰。具体地，可在补偿和/或串扰区中使用具有多个频率相关耦合的桥形网络，以提供补偿和串扰耦合。
桥形网络的一个实施例包含在两组导体对之间的串联电感和电容(即串联LC电路)以及其它两组导电对之间的分路电容。桥形网络的该实施例被建模为串扰配置中的两个串联LC电路(一个在导体对3-4之间且另一个在导体对5-6之间)以及补偿配置中的两个分路电容器(一个在导体对3-5之间且另一个在导体对4-6之间)。可在补偿区和串扰区中的任一个或两者中使用桥形网络。
将桥形网络与一阶耦合作比较：桥形网络的频率响应斜率是可调的且可更高或更低，桥形网络的相移随着频率更大程度地变化，且可根据需要设计桥形网络的谐振频率。类似地，将桥形网络与串扰配置中单独的串联LC电路作比较：可更灵活地调节桥形网络的频率响应斜率，桥形网络的相移随着频率更大程度地变化，且桥形网络中使用的电感能够较小，这允许PCB上提供电感的迹线的物理布局能在大小上减小。桥形网络的使用允许插头/插座系统的串扰响应的频率整形改进。
图3和4分别示出补偿区和串扰区中的网络的各实施例的SPICE(以集成电路为重点的模拟程序)电路模型示意图。如上所述，在一个实施例中，图3和4中的每个网络可由PCB上的迹线提供，且迹线之间的耦合被表示为各个电路元件。更具体地，图3(i)和3(ii)示出在补偿区中在导体3和5之间以及在导体4和6之间分别使用纯电容性耦合或纯互感耦合。这些耦合中的每一个由每对的导体之间的单个元件建模，电容器(Cc1和Cc2)或互感器(Mc1和Mc2)。图4(i)示出在串扰区中耦合导体3和4以及耦合导体5和6的电容器(Cxt1和Cxt2)和互感器(Mxt1和Mxt2)的组合，而图4(ii)示出在串扰区中导体3和4之间以及导体5和6之间的串联电感器-电容器(LC)电路。
图4(ii)中的每对导体之间的串联LC电路包含在导体对3和4之间与自感Ls1串联的电容器Cs1。同样，在导体对5和6之间Cs2与Ls2串联。 在低于谐振频率的频率下，由串联LC电路提供的耦合作为频率的函数而增加。在高于谐振频率的频率下，由串联LC电路提供的耦合作为频率的函数而降低。
图3(iii)和4(iii)分别示出补偿区和串扰区中的桥形网络的实施例。如图所示，桥形网络包括与分路电容结合的一对串联LC电路。一个串联LC电路(图3(iii)中的L11和C11以及图4(iii)中的Lx1和Cx1)在串扰配置中连接在导体3和4之间，且另一个串联LC电路(图3(iii)中的L12和C12以及图4(iii)中的Lx2和Cx2)在串扰配置中连接在导体5和6之间。此外，一个分路电容器(图3(iii)中的C13以及图4(iii)中的Cx3)在补偿配置中连接在导体3和5之间，且另一个分路电容器(图3(iii)中的C14以及图4(iii)中的Cx4)在补偿配置中连接在导体4和6之间。在图3(iii)的一个实施例中，电容器C13和C14彼此相同，且其电容值比电容器C11和C12要大，电容器C11和C12也是彼此相同的。在图4(iii)的一个实施例中，电容器Cx3和Cx4彼此相同，但其电容值比电容器Cx1和Cx2要小，电容器Cx1和Cx2也是彼此相同的。例如当接触区向量和串扰区向量相对于补偿区向量不平衡时，如图8A所示，桥形网络可实现在串扰区中，如图4(iii)所示。当接触向量和串扰向量的量值不相等时和/或当补偿向量与接触向量和串扰向量之间的相位差不相等时，可能发生这种情况。
单独的串联LC电路和桥形网络的电容和电感可被设计成使得单独的串联LC电路和桥形网络在低频(例如小于约100MHz)下在耦合中不起重要作用，但由于串联电感器的存在而在较高频率(例如大于约100MHz)下起不断增加的显著作用。作为示例，图5A和5B示出在RJ45插头/插座系统的串扰区中的不同网络的响应。更具体地，图5A和5B分别比较一阶耦合(仅有电容)、串联LC电路(如图4(ii)所示)以及串扰区中的桥形网络(如图4(iii)所示)的量值和相移。在一阶耦合和串联LC电路的模拟中使用的电容是1pF。在桥形网络的模拟中使用的每个串扰电容(即桥形网络的LC串联电路中的电容)是1pF，且每个补偿电容(即，桥形网络中的分路电容)是2pF。在串联LC电路和桥形网络的模拟中使用的每个电感是20nH。给出的电容和电感值用于低频(低于约50MHz)。插头/插座系统的特征工作频率范围在图5A和5B中被表示为题为“感兴趣的区域”的虚线区，且从约200MHz延伸至约500MHz。在图5A的图中，一阶耦合响应在感兴趣的区域中的斜率是每10个单位约20dB。串联LC电路具有约1.1GHz的谐振。在谐振之下，串联LC电路的响应的斜率约为每10个单位25dB。谐振之下桥形网络的响应斜率(约为每10个单位30dB)比串联LC电路的响应斜率更大。
在图5B中示出在串扰区中作为频率的函数的一阶耦合、串联LC电路和桥形网络的相移。在感兴趣的区域中一阶耦合和串联LC电路的相移几乎相同。在感兴趣的区域中，相比于无论一阶耦合还是串联LC电路的相移，桥形网络的相移随频率更大程度地变化。当补偿插头/插座系统时，可利用桥形网络所表现出的相比于一阶耦合或串联LC电路的量值和相移差别。这点利用图7和8的向量图更详细地示出且在下文中更详细地描述。
在图6A和6B中分别示出在RJ45插头/插座系统的补偿区中工作的网络的量值响应和相移。具体地，图6A和6B分别示出桥形网络(图3(iii)中所示)和一阶(电容性)耦合(图3(i)中所示)的量值响应和相移。在图6A和6B的模拟中使用的电路元件的值与图5A和5B中使用的相同，除了桥形网络的模拟中使用的每个串扰电容是2pF且每个补偿电容是1pF。图6A中所示的一阶耦合响应的量值具有每10个单位约20dB的斜率。在感兴趣的区域中的桥形网络的量值小于一阶耦合的量值，且其斜率从在感兴趣的区域的下端处的每10个单位20dB变化到在感兴趣的区域的上端处的每10个单位约0dB。如图6B所示，在感兴趣的区域中，相比于一阶耦合的相移，桥形网络的相移随着频率更大程度地变化。能够更精确地调整桥形网络的量值和相移，从而比一阶耦合或串联LC电路更好地补偿串扰。
图7和8示出三区插头/插座系统的向量模型。来自接触区、补偿区和串扰区的补偿和串扰可被分析为一组频率相关的向量，该组向量与基准平面(标定位于补偿区的有效中心)分开有相位差。相位差取决于耦合之间的物理距离，且还取决于信号传播通过的材料。接触区包含多个串扰项，它们可组合以形成具有量值和相位的单个串扰向量。来自接触区的串扰和来自串扰区的串扰与来自补偿区的补偿均相比具有相位差。来自这三个区的向量可相加在一起以计算频率相关串扰。
图7和8的向量模型分别将在补偿区和串扰区中实现的一阶耦合与桥形网络进行比较。在不同的频率下示出向量的相对量值。注意这些图示出在感兴趣的区域上向量彼此相对的量值、向量随频率增加的绝对量值。在图7和8中，低频指的是低于约50MHz的频率，中频指的是在约50MHz和200MHz之间的频率，且高频指的是高于约200MHZ的频率。在不同的频率下示出向量的相对量值。
将图7A中的补偿区中的一阶耦合实现与图7B中的补偿区中的桥形网络实现进行比较。图7A和7B的向量图假设插头/插座系统是平衡的，即来自接触区的补偿和串扰之间的相位角差与来自串扰区的补偿和串扰之间的相位角差相同，且接触区中的串扰的量值与串扰区中的串扰的量值相同。串扰分量在图7A和7B中由指向下的向量示出(图7A中的710、711、712、720、721、722以及图7B中的750、751、752、760、761、762)。串扰向量关于0°对称(在图7和8中将补偿区作为基准平面)，如图7A中的角度
Figure G2008800091022D00091
Figure G2008800091022D00092
Figure G2008800091022D00093
和图7B中的角度
Figure G2008800091022D00094
Figure G2008800091022D00095
Figure G2008800091022D00096
所示。这些角度表示补偿区与接触和串扰区之间的相位差。在图7A中，接触区中的串扰向量720、721、722的相对量值分别是Am1、Am2、Am3，且串扰区中的串扰向量710、711、712的相对量值分别是Cm1、Cm2、Cm3。类似地，在图7B中，接触区中的串扰向量760、761、762的相对量值分别是Am4、Am5、Am6，且串扰区中的串扰向量750、751、752的相对量值分别是Cm4、Cm5、Cm6。串扰向量的相对量值和角度随着频率而增加。因此，在图7A中，且(Am1＝Cm1)＜(Am2＝Cm2)＜(Am3＝Cm3)，以及在图7B中，
Figure G2008800091022D00098
Figure G2008800091022D00099
且(Am4＝Cm4)＜(Am5＝Cm5)＜(Am6＝Cm6)。
提供补偿区中的补偿以补偿插头/插座系统中的串扰。来自补偿区的补偿向量(图7A中的730、731、732和图7B中770、771、772)的极性与串扰向量的合成的极性相反。合成向量(图7A中的740、741、742和图7B中780、781、782)是串扰和补偿向量的组合。因此，合成向量表示补偿后插头/插座系统中剩余的串扰。在图7A和7B中所示的频率范围上的特定频率上每一对串扰向量(图7A中的710和720、711和721、712和722，以及图7B中的750和760、751和761、752和762)与基准平面所成角度相同。在每个频率下来自串扰和接触区的串扰向量——即710和720、711和721、712和722、750和760、751和761、752和762——的
Figure G2008800091022D000910
分量(即图7A和7B中的水平分量)相互抵消，仅留下
Figure G2008800091022D000911
分量(即图7A和7B中的垂直分量)。因此，合成向量与补偿向量叠加在补偿向量上(即，在图7A中740叠加在730上，741叠加在731上，742叠加在732上，在图7B中780叠加在770上，781叠加在771上，782叠加在772上)。在图7A中，补偿和串扰向量的量值单独随频率以约每10个单位20dB的速率增加。这导致合成向量随频率相对较快速地增加，因为补偿向量比来自串扰和接触区的串扰向量的
Figure G2008800091022D000912
分量增加更快。因此，在不使用桥形网络的情况下，插头/插座系统中的串扰基本上随着增加的频率而增加。
图7B的向量图示出在补偿区中采用桥形网络的插头/插座系统。图7B中的向量类似于图7A中的向量。然而，在图7B所示的插头/插座系统中，补偿向量770、771、772以小于每10个单位20dB的速率随频率增加，即小于各个串扰向量750、751、760、761、752、762的速率。补偿向量770、771、772的增加与相应的串扰向量750和760、751和761、752和762的组合分量的增加更好地匹配。合成向量仍不具有相移，但与图7A的插座相比随频率增加较少。
在图8A中示出在不同频率下RJ45插头和插座三区系统的简化向量模型，其中一阶耦合实现在串扰区中，并且在图8B中示出其中桥形网络实现在串扰区中的向量模型。与图7A和7B的向量图不同，图8A和8B的向量图假设插头/插座系统不平衡。在补偿和来自接触区的串扰之间的相位角差与在补偿和来自串扰区的串扰之间的相位角差不相同。如图8A中的角度(θ)所示，串扰区串扰与补偿的相移小于接触区串扰与补偿的相移(即，θ1＞θ2，θ3＞θ4，θ5＞θ6)。在图8A中的接触区中的串扰和串扰区中的串扰也不具有相同的量值；接触区中的串扰的量值大于串扰区中的串扰的量值(即，An1＞Cn1、An2＞Cn2、An3＞Cn3)。
在图8A中，类似于图7A，各个串扰向量810、811、812、820、821、822的量值以大约每10个单位20dB的速率随频率增加(即，An3＞An2＞An1且Cn3＞Cn2＞Cn1)。补偿向量830、831、832的量值也相应地以约每10个单位约20dB的速率随频率增加。由于不平衡，合成向量840、841、842不与补偿向量830、831、832叠加。因此，由于串扰向量810和820、811和821、812和822的增加的相位失配，合成向量840、841、842的量值和相位延迟随着增加的频率而增大。
如图8B所示，在串扰区中采用桥形网络减少合成向量的相对量值。与图8A不同，图8B中插头/插座系统被有效地平衡，即，在接触区中引入的串扰向量860、861、862和在串扰区中引入的串扰向量850、851、852具有相等的相对量值(即，An4＝Cn4，An5＝Cn5，An6＝Cn6)以及相对于补偿区的相位差。随着频率增加，由于如图8B所示的桥形网络引起的串扰区中的串扰向量850、851、852的相对量值的增加速率大于由于如图8A所示的一阶耦合引起的串扰区中的串扰向量810、811、812的相对量值。在串扰区中实现桥形网络的插头/插座系统中的合成向量880、881、882的相对量值因此随频率增加的速率小于在串扰区中实现一阶耦合的插头/插座系统。
在图9中，将串扰区中实现的一阶耦合和桥形网络的SPICE模拟与NEXT极限(ANSI/TIA/EIA-568B.2-1标准)进行比较。在模拟中，在约100MHz以下，在串扰区中具有桥形网络910的插头/插座系统的NEXT和在串扰区中具有一阶耦合920的插头/插座系统的NEXT几乎相同。在约100MHz和220MHz之间，在串扰区中具有桥形网络910的插头/插座系统的NEXT略微大于在串扰区中具有一阶耦合920的插头/插座系统的NEXT。在约250MHz和1GHz之间，在串扰区中具有桥形网络910的插头/插座系统的NEXT显著小于在串扰区中具有一阶耦合920的插头/插座系统的NEXT。具体地，具有桥形网络910的插头/插座系统的NEXT和具有一阶耦合920的插头/插座系统的NEXT之间的差在约500MHz下增加到15-20dB。具有桥形网络910和一阶耦合920两者的插头/插座系统的NEXT对于低于约400MHz的频率低于NEXT极限930。在400MHz以上，具有一阶耦合920的插头/插座系统的NEXT超过NEXT极限930，而具有桥形网络910的插头/插座系统的NEXT保持低于NEXT极限930。通过在插头/插座系统的正常操作范围的串扰区中使用桥形网络，在一阶耦合上改进了RJ45插座的带宽和NEXT余量(插头/插座系统中的NEXT和NEXT极限之间的差)。
在图10中，将补偿区中实现的一阶耦合和桥形网络的SPICE模拟与NEXT极限进行比较。如同图9的模拟中，在约100MHz以下，在补偿区中具有桥形网络1010的插头/插座系统的NEXT和在补偿区中具有一阶耦合1020的插头/插座系统的NEXT几乎相同。在约100MHz和200MHz之间，在补偿区中具有桥形网络1010的插头/插座系统的NEXT略微大于在补偿区中具有一阶耦合1020的插头/插座系统的NEXT。在约200MHz和600MHz之间，在补偿区中具有桥形网络1010的插头/插座系统的NEXT显著小于在补偿区中具有一阶耦合1020的插头/插座系统的NEXT。具体地，具有桥形网络1010的插头/插座系统的NEXT和具有一阶耦合1020的插头/插座系统的NEXT之间的差在约500MHz下增加到23-24dB。具有桥形网络1010和一阶耦合1020两者的插头/插座系统的NEXT对于低于约400MHz的频率低于NEXT极限1030。在400MHz以上，具有一阶耦合1020的插头/插座系统的NEXT超过NEXT极限1030，而具有桥形网络1010的插头/插座系统的NEXT保持低于NEXT极限1030。如上所述，通过在插头/插座系统的正常操作范围的串扰区中使用桥形网络，在一阶耦合上改进了RJ45插座的带宽和NEXT余量(插头/插座系统中的NEXT和NEXT极限之间的差)。
图11A和11B分别示出在串扰区中具有一阶耦合的插头/插座系统以及在串扰区中采用桥形网络的插头/插座系统的近端串扰(NEXT)和远端串扰(FEXT)测量。在两种情形中，使用具有由TIA568b定义的“中间插头”规范的性能级别的RJ45插头。如图11A所示，在超过约300MHz的频率下，利用桥形网络1120的插座的NEXT性能比利用一阶耦合1110的插座的NEXT性能好。对于低于约400MHz的频率，具有桥形网络1120和具有一阶耦合1110的插座的NEXT性能低于10G NEXT要求1130，而对于高于约400MHz的频率，只有具有桥形网络1120的插座的NEXT性能低于10G NEXT要求1130。在图11B中，尽管对于低于约500MHz的频率具有桥形网络1150和具有一阶耦合1140的插座的FEXT性能低于10G FEXT要求1160(ANSI/TIA/EIA-568B.2-1标准)，但在高于2MHz的所有频率上具有桥形网络1150的插座的FEXT性能比具有一阶耦合1140的插座的FEXT性能好。
除以上示出的的网络配置外，还可使用其它网络配置。例如，可将诸如自感元件之类的电感器用作桥形网络中的串扰电路组件(例如在导体3和4之间以及5和6之间)。图12-21示出可使用的其它网络。
图12A和12B示出在每对导体之间的耦合中使用负互感和正互感。这些图之间的唯一差别是L2的连接是颠倒的，使得图12A具有负互感而图12B具有正互感。在这些图中，每对导体之间的耦合包括与电感器串联的电容器。电感器的互感M随着互耦合常数K而改变。K在0和1之间改变(即，0≤K≤1)。在图12A和12B中，每个电容器是1pF，且每个电感器Ls1、Ls2、Ls3、Ls4的自感Ls是20nH。在图12A中的每个电感器的电感改变，使得L1＝Ls1+M＝Ls+M且L2＝Ls2+M＝Ls+M，其中 M = - K * L s 1 * L s 2 = - K * L s , 使得L1＝L2＝(1-K)*Ls。因此，当K＝0时，M＝0且L1＝L2＝20nH。当K接近1时，M接近-Ls，且每个电感器的净电感(Ls+M)归为0。因此，当K接近1时，每对导体之间的串联LC电路的响应接近仅有理想的电容性耦合的响应。类似地，图12B中的电感器改变，使得M＝K*Ls且L3＝L4＝(1+K)*Ls。因此，当K接近1时，M接近Ls，且L3＝L4＝2Ls。
图12C-12F是利用图12A和12B中所示的电路的耦合的模拟。更具体地，图12C是图12A的配置的模拟，而图12D是在约200MHz和500MHz之间的感兴趣的区域中图12C的放大。类似地，图12E是图12B的配置的模拟，而图12F是在感兴趣的区域中图12E的放大。如图12C和12D所示，随着负互感的量增加，在感兴趣的区域内的所有频率下耦合减少。如图12E和12F所示，随着正互感的量增加，在感兴趣的区域内的所有频率下耦合增加。
图13A和13B示出在桥形网络中使用负互感和正互感。图13A的桥形网络具有负互感，且图13B的桥形网络具有正互感。如在图12A和12B的串联LC电路中，桥形网络的串联LC电路中的每个电感器的自感是20nH。每个串联LC电路中的电容是1pF，且每个分路电容器具有2pF的电容。图13C是示出利用负互感(图13A)或正互感(图13B)的桥形网络中的耦合的模拟。如图13C所示，相比于使用负互感，使用正互感将200-500MHz频率范围中的耦合量更大程度地降低。
图14A和14B分别示出具有负互感和正互感的桥形网络。如在图13A和13B的串联LC电路中，桥形网络的串联LC电路中的每个电感器的自感是20nH。然而与图13A和13B的配置不同，每个串联LC电路中的电容是2pF，且每个分路电容器具有1pF的电容。图14C是示出利用负互感(图14A)或正互感(图14B)的桥形网络中的耦合的模拟。如图14C所示，相比于使用负互感，使用正互感将200-500MHz频率范围中的耦合量更大程度地增加。图13和14之间的耦合量的差是各图之间串联LC电路电容和分路电容之间的相对差的结果。
图15-23示出利用负或正互感的各种多区配置。可在补偿和串扰区之一或两者中实现互感。如果在补偿区和串扰区两者中使用互感，则互感可在两个区中为负或正，或者在一个区中为负而在另一个区中为正。图15-19示出三区插座的实施例，其中在补偿区和串扰区中采用串联LC电路。图20和21示出三区插座的实施例，其中在补偿区和串扰区中采用并联谐振电路。每个并联谐振电路包含电感器和电容器的并联组合。如同串联LC电路配置一样，并联谐振电路可以在补偿区和串扰区之一中或在两个区中，且可单独使用自感或可包括互感。图20和21的实施例中的每个并联谐振电路中的电感器包含互感。每对导体之间的耦合包含与阻塞电容器串联的并联谐振电路。一般而言，可在插座的不同区或同一区中使用并联谐振电路和串联LC电路的组合。图22和23示出包含互感的双重桥形网络。如图7和8所示且如上所述，每个桥形网络提供一向量(补偿或串扰)，该向量取决于桥形网络的配置和桥形网络内各元件的值。双重桥形网络提供双重桥形网络向量，其相对量值在与感兴趣的区域中的桥形网络向量的相对量值相反的方向上随频率改变。因此，例如，如果特定桥形网络提供串扰向量，其相对量值在感兴趣的区域中随频率增加而增加，则双重特定桥形网络提供双重串扰向量，其相对量值随频率增加而降低。
在补偿区和/或串扰区中使用桥形网络可增强插座的串扰性能。每个桥形网络可包括一个或多个串联LC电路和/或一个或多个并联谐振电路。在桥形网络中的电感器可包括自感和/或互感。可利用PCB上的迹线、分立组件和/或通过整形插座弹簧接触件来提供桥形网络。可通过在PCB中使用高磁导率材料或具有频率相关性的材料来增强包含桥形网络的PCB的材料特性。可将每个桥形网络中的电路设置在各种串扰和补偿配置中，且可选择电路中的电路元件的值以提供期望的插座特性。

Claims (6)

1.一种在通信系统的插头-插座组合中使用的插座，所述插座包括：
插头接口接触件，用于与插头接触件形成电连接；
近端串扰区，包括提供具有第一量值的第一补偿耦合的第一补偿结构以及提供具有第二量值的第二补偿耦合的第二补偿结构，所述第一量值和所述第二量值之比随频率改变；以及
补偿区，其位于所述插座的信号路径中的所述插头接口接触件和所述近端串扰区之间。
2.如权利要求1所述的插座，其特征在于，在所述插座的任何正常工作频率下，所述第一补偿耦合和所述第二补偿耦合之一的量值大于所述第一补偿耦合和所述第二补偿耦合中的另一个的量值。
3.如权利要求1所述的插座，其特征在于，所述第一补偿结构和所述第二补偿结构中的至少一个包括电感器和电容器的组合。
4.如权利要求1所述的插座，其特征在于，所述第一补偿耦合和所述第二补偿耦合具有相反的极性，所述第二补偿耦合的极性提供串扰，所述第一补偿耦合的极性提供补偿，且所述第二量值与所述第一量值之比随着输入到所述插座的信号的频率增加而增加。
5.如权利要求2所述的插座，其特征在于，所述较大量值与所述较小量值之比随着频率增加。
6.如权利要求1所述的插座，其特征在于，所述第一补偿结构的功能与所述第二补偿结构的功能无关。
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