CN101631410A - 一种高功率因数的ac-dc led驱动电路 - Google Patents

一种高功率因数的ac-dc led驱动电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高功率因数的AC－DC LED驱动电路。包括交流输入电压；整流电路；开关变换电路；电流取样电阻；输出调整开关管；功率因数校正控制器；电流控制电路1；电流控制电路2等电路。其特征在于通过双电流环控制，使AC－DC高功率因数校正电路能够提供LED稳态正常工作所需的恒定电流以及动态状态(起机、输入过压、输入突变，LED负载输出过流及短路、负载突变等)的快速限流保护。并且可以实现输入软启动，减小输入冲击电流。本发明的有益效果是：1.在实现高功率因数控制的同时解决了对输出负载电流的快速控制。2.可以解决升压电路的过压及短路保护。3.方便实现驱动器软启动，抑制输入冲击电流。

Description

一种高功率因数的AC－DC LED驱动电路
技术领域
本发明涉及一种高功率因数的AC-DC LED驱动器。更具体地说，本发明涉及一种适用于LED应用的AC-DC高功率因数电路(例如升压变换器(Boost))的快速电流控制技术。
背景技术
由于LED允许流过较大的纹波电流，因此为提高效率和简化电路，传统的单级功率因数校正电路可直接作为LED的驱动电源。
传统的Boost功率因数校正电路，在获得高功率因数的同时，牺牲了环路响应速度，在应用于LED驱动电源时，造成电源输出有较大的纹波电流以及在电网和负载动态时对负载电流的响应速度太慢。纹波电流较大对LED灯来说是可以接受的，但环路响应速度慢易造成LED因过流而损坏。
对于功率因数校正电路最常用的升压(Boost)电路来说，还存在难以实现短路保护以及输入电压峰值高于输出LED电压时难以实现过压保护等问题。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出一种适用于LED应用的AC-DC功率因数校正电路的双电流环控制技术，可以实现输出电流的快速控制，同时解决升压(Boost)电路的短路保护及过压保护问题。
解决上述问题采用的技术方案是：一种高功率因数的AC-DC LED驱动电路，包括整流电路K1、开关变换电路M1、电流取样电阻R1、输出调整管S1、输出电容C2、功率因数校正控制器Cp1、电流控制电路Cc1、电流控制电路Cc2和LED负载，其特征在于：
所述的整流电路K1的输入端接交流输入电压，输出端接开关变换电路M1的输入端；
所述的开关变换电路M1的输出正端接LED负载正端，开关变换电路M1的输出负端接电流取样电阻R1的一端，电流取样电阻R1的另一端接输出调整管S2的第一极，输出调整管S2的第二极接LED负载负端；
所述的功率校正控制器Cp1的输入端连接到电流控制电路Cc1的输出端，其输出端连接到开关变换电路M1的输入端，用来控制开关变换电路M1的开关管，实现电路正常工作状态下的功率因数校正控制和对输出负载电流的恒定控制；
所述的电流控制电路Cc1的输入端连接到电流取样电阻R1的另一端；
所述的电流控制电路Cc2的输入端连接到电流取样电阻R1的另一端，其输出连接到输出调整管S2的控制端；在电路动态异常时快速响应，控制输出调整管S2工作在线性导通模式，实现对LED负载的快速限流控制。
本发明的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，交流输入电压经过整流后，连接到开关变换电路M1。功率因数校正控制器Cp1输出用来控制开关变换电路M1的开关管，实现功率因数校正控制。当输入及负载LED稳定及正常状态下，输出调整管S2工作在饱和导通状态；通过采样电阻R1的负载电流取样信号，经过电流控制电路Cc1调节对功率因数校正控制器M1进行控制，可以实现对输出负载LED电流的恒定控制，此时电流控制电路Cc2开路不起作用。为满足高功率因数的要求，电流控制电路1的环路速度较慢。当负载动态(过流、短路、跳变等)或输入动态及异常(起机、过压、跳变等)，电流控制电路Cc1不能快速调节电流时，通过采样电阻R1的负载电流取样信号，经过快速电流控制电路Cc2调节后控制输出调整管S2工作在线性状态，可以实现快速的输出负载限流控制，防止LED负载或电源损坏。电流控制电路Cc2的控制速度设计成远大于电流控制电路Cc1；其限流点高于电流控制电路1。由于输出电容C2可以连接在输出调整管的输出端，在电源启动时，可实现输入软启动，有效抑制输入冲击电流。
与传统功率因数校正电路技术相比，本发明的有益效果是：
1.在实现高功率因数控制的同时解决了对输出负载电流的快速控制。
2.可以解决升压电路(Boost)电路的过压及短路保护。
3.方便实现驱动器的软启动，抑制输入冲击电流。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1本发明的电路实现框图一。
图2本发明的电路实现框图二。
图3本发明应用升压电路(Boost)作为开关变换电路以及具体控制电路的第一种实施方式。
图4本发明应用升压电路(Boost)作为开关变换电路以及具体控制电路的第二种实施方式。
图5本发明应用升压电路(Boost)作为开关变换电路以及具体控制电路的第三种实施方式。
具体实施例
图1本发明的电路实现框图一。主电路由交流输入电压Vac，整流桥K1，开关变换电路M1，电容C1，输出调整管S2，输出储能电容C2，电流取样电路以及负载LED(可以多个LED灯串并联)组成。交流输入电压(Vac)经过K1整流后，连接到开关变换电路M1，电容C1并联到开关变换电路M1输出端，电流取样电路和输出调整管S2串联在电容C1和储能电容C2之间，LED负载并联连接到储能电容C2两端。其中，电容C1是小容量电容，其容量远小于储能电容C2的容量。开关变换电路M1由功率因数控制器Cp1控制，通过功率因数控制器Cp1控制，开关变换电路M1可以实现高功率因数。
当输入电压正常或负载处于稳态时，输出调整管S2一直处于饱和导通状态。电流取样信号和电流控制电路Cc1设定的参考信号比较，经过电流控制电路Cc1调节后，连接到功率因数控制器Cp1，从而控制开关变换电路，实现接近恒定的输出负载电流控制。为了实现功率因数校正电路的高功率因数，电流控制电路Cc1的控制速度设定的较慢，带宽很低(低于电网频率)。电流控制电路Cc2开路不起作用。
当输入动态及异常(起机、突变、过压等)或者负载动态(输出短路，过流，突变等)时，电流取样信号突然增加，和电流控制电路Cc2设定的参考信号比较，经过电流控制电路Cc2快速调节之后，用来控制输出调整管S2的导通状态，输出调整管S2从饱和导通进入到线性调整模式，两端电压升高，负载电压(Vo)减小，因此负载电流减小。由于需要对输入动态或负载动态做出快速反应，要求电流控制电路Cc2的控制速度很快，其带宽远远高于电流控制电路Cc1的带宽。由于电流控制电路Cc1控制输出电流提供LED稳态正常工作的电流，而控制环Cc2只在动态时工作，因此控制环Cc2的限流点大于控制环Cc1的限流点。
如图所示的开关变换电路M1的输出端并联一小容量的电容C1，而大容量的储能电容C2连接到输出调整管S2的输出端。在电源启动时，由于电流控制电路Cc2的快速控制，可控制输出调整管S2工作在线性导通模式，抑制启动时对储能电容C2的充电电流，从而减小输入冲击电流，实现软启动功能。
图2是本发明的实现框图之二。主电路由交流输入电压Vac，整流桥K1，开关变换电路M1，输出储能电容C2(该储能电容为电解电容)，电流取样电路，输出调整管S2，以及负载LED(可以多个LED灯串并联)组成。交流输入电压(Vac)经过K1整流后，连接到开关变换电路M1，储能电容C1并联到开关变换电路M1输出端，电流取样电路和输出调整管S2串联在储能电容C1和负载LED之间。其中，输出储能电容C2是大容量电解电容。开关变换电路M1由功率因数控制器Cp1控制，通过功率因数控制器Cp1控制，开关变换电路M1可以实现高功率因数。
当输入电压正常或负载处于稳态时，输出调整管S2一直处于饱和导通状态。电流取样信号和电流控制电路Cc1设定的参考信号比较，经过电流控制电路Cc1调节后，连接到功率因数控制器Cp1，从而控制开关变换电路，实现接近恒定的输出负载电流控制。为了实现功率因数校正电路的高功率因数，电流控制电路Cc1的控制速度设定的较慢，带宽很低(低于电网频率)。电流控制电路Cc2开路不起作用。
当输入动态及异常(起机、突变、过压等)或者负载动态(输出短路，过流，突变等)时，电流取样信号突然增加，和电流控制电路Cc2设定的参考信号比较，经过电流控制电路Cc2快速调节之后，用来控制输出调整管S2的导通状态，输出调整管S2从饱和导通进入到线性调整模式，两端电压升高，负载电压(Vo)减小，因此负载电流减小。由于需要对输入动态或负载动态做出快速反应，要求电流控制电路Cc2的控制速度很快，其带宽远远高于电流控制电路Cc1的带宽。由于电流控制电路Cc1控制输出电流提供LED稳态正常工作的电流，而控制环Cc2只在动态时工作，因此控制环Cc2的限流点大于控制环Cc1的限流点。
该电路由于输出储能电容C2并联在开关变换电路的输出，因此通过采样电阻R1上的电流，基本上是负载电流，低频分量很小。因此电流控制电路Cc1和电流控制电路Cc2对负载电流的控制精度较高，电流控制电路Cc2的限流点略高于电流控制电路Cc1即可。同时由于电源输出没有大容量储能电容，因此在负载短路时，冲击电流很小。
图3以升压电路(Boost)功率因数校正电路作为开关变换电路M1为例的具体电路第一种实施方式。交流输入电压(Vac)经过整流桥K1整流后，连接到由电感L1，开关管S1，二极管D1以及电容C1组成的升压Boost电路。电感L1的一端连接整流器输出，另外一端连接到开关管S1和二极管D1的阳极，二极管的阴极输出与电容C1串联后，并联在开关管S1输出端。电流取样电阻R1和输出调整管S2串联在电容C1和输出储能电容C2之间。负载LED并联在输出储能电容C2两端。
所述的升压Boost电路与功率因数校正控制器Cp1的控制端连接，通过控制开关管S1的开关状态实现高功率因数校正功能。电流控制电路Cc1由运放1和补偿网络1等元件构成。电流控制电路Cc2由电阻R2，电阻R3，三极管Q1组成。取样电阻R1的取样信号(Vr)连接到电阻R2的一端，电阻R1另外一端连接到开关变换电路M1的输出接地端，电阻R2的另外一端连接到R3的一端和三极管Q1的基极，三极管Q1的发射极连接到电阻R3的另外一端，然后连接到取样电阻R1的另外一端(接地端)，三极管Q1的集电极连接到输出调整管S2的门极。
当输入电压正常或负载处于稳态时，输出调整管S2处于饱和导通状态，因此，采样电阻R1两端感应的电压(Vr)是输出负载电流(Io)在采样电阻R1上产生的电压，该电压(Vr)输入到电流控制电路Cc1的反向输入端，与电流控制电路Cc1正向输入端参考电压(Vref1)比较，通过补偿网络1的闭环调节，电流控制电路Cc1产生的输出信号连接到功率因数控制器Cp1，从而实现对输出电流的恒流控制。为实现高功率因数，该电流环控制速度较慢，带宽较窄(低于电网频率)。
在输入动态及异常(如起机、跳变等)及负载动态(负载过流、突变等)时，负载电流有可能突然增加，电流控制电路Cc1不能快速调节电流；在输入过压及负载短路时，Boost电路本身难以实现对输出电流的控制。当负载电流突然增加时，采样电阻取样信号(Vr)幅值增加，三极管Q1的基极电压升高，从而三极管Q1集电极电流增加，导通压降下降，导致输出调整管S2的门极电压降低，输出调整管S2的导通压降升高，输出电流减小。电流控制电路Cc2的控制速度远远高于电流控制电路Cc1，因此可以对输出负载电流的变化做出快速响应。在输入过压及负载短路时，可以控制输出调整管快速关断，以实现快速保护，防止损坏LED负载或电源。
如图所示的升压(Boost)电路M1的输出电容是一小容量的电容C1，而大容量的储能电容C2连接到输出调整管S2的输出端。在电源启动时，由于电流控制电路Cc2的快速控制，可控制输出调整管S2工作在线性导通模式，抑制启动时对储能电容C2的充电电流，从而减小输入电流，实现软启动功能。
图4以升压电路(Boost)功率因数校正电路作为开关变换电路M1为例的具体电路第二种实施方式。其中交流输入电压Vac，整流桥K1，开关变换电路M1及电容C1，输出调整管S2，取样电阻R1，储能电容C2，负载LED，功率因数校正电路Cp1，电流控制电路Cc1与图3所示的电路相同。不同之处在于电流控制电路Cc2由运放2和补偿网络2等元件构成。
当输入电压正常或负载处于稳态时，该电路工作模式和图3所示的相同。通过电流控制电路Cc1控制负载电流，实现恒流控制。
在输入动态及异常(如起机、跳变等)及负载动态(负载过流、突变等)时，负载电流有可能突然增加，采样电阻R1两端感应的电压(Vr)连接到电流控制电路Cc2的反向输入端，与电流控制电路Cc2正向端参考电压(Vref2)比较，电流控制电路Cc2的输出连接到输出调整管S2的门极，通过电流控制电路Cc2闭环快速调节，可控制输出调整管S2的工作状态，实现快速限流。同样，在电源启动时，由于电流控制电路Cc2的快速控制，可控制输出调整管S2工作在线性导通模式，抑制启动时对储能电容C2的充电电流，从而减小输入冲击电流，实现软启动功能。
图5以升压电路(Boost)功率因数校正电路作为开关变换电路M1为例的具体电路第三种实施方式。其中交流输入电压Vac，整流桥K1，开关变换电路M1及电容C1，输出调整管S2，取样电阻R1，储能电容C2，负载LED，功率因数校正电路Cp1，电流控制电路Cc1与图3所示的电路相同。不同之处在于电流控制电路Cc2由电阻R4，直流电源Vcc组成。电阻R4的一端连接到Vcc，另外一端连接到输出调整管S2的门极。
当输入电压正常或负载处于稳态时，该电路工作模式和图3所示的相同。通过电流控制电路Cc1控制负载电流，实现恒流控制。
在输入动态及异常(如起机、跳变等)及负载动态(负载过流、突变等)时，有可能造成负载电流突然增加时，电阻取样信号(Vr)增加，输出调整管S2的门极电压降低，输出调整管S2的导通压降升高，输出电流减小。电流控制电路Cc2的控制速度很快，可以实现对输出电流的快速控制。同样，在电源启动时，由于电流控制电路Cc2的快速控制，可控制输出调整管S2工作在线性导通模式，抑制启动时对储能电容C2的充电电流，从而减小输入冲击电流，实现软启动功能。
本发明详细说明以升压(Boost)电路作为功率因数校正主电路为例的实施例。但所述的开关变换电路还可以是反激电路、降压(Buck)、降压-升压电路(Buck-boost)，等单级功率因数校正电路。
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是发明的保护范围。

Claims (10)

1、一种高功率因数的AC-DC LED驱动电路，包括整流电路K1、开关变换电路M1、电流取样电阻R1、输出调整管S1、输出电容C2、功率因数校正控制器Cp1、电流控制电路Cc1、电流控制电路Cc2和LED负载，其特征在于：
所述的整流电路K1的输入端接交流输入电压，输出端接开关变换电路M1的输入端；
所述的开关变换电路M1的输出正端接LED负载正端，开关变换电路M1的输出负端接电流取样电阻R1的一端，电流取样电阻R1的另一端接输出调整管S2的第一极，输出调整管S2的第二极接LED负载负端；
所述的功率校正控制器Cp1的输入端连接到电流控制电路Cc1的输出端，其输出端连接到开关变换电路M1的输入端，用来控制开关变换电路M1的开关管，实现电路正常工作状态下的功率因数校正控制和对输出负载电流的恒定控制；
所述的电流控制电路Cc1的输入端连接到电流取样电阻R1的另一端；
所述的电流控制电路Cc2的输入端连接到电流取样电阻R1的另一端，其输出连接到输出调整管S2的控制端；在电路动态异常时快速响应，控制输出调整管S2工作在线性导通模式，实现对LED负载的快速限流控制。
2、如权利要求1所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的输出电容C2并联在LED负载两端，在所述的开关变换电路M1输出端还并联一个小容量电容C1。
3、如权利要求2所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的小容量电容C1的电容量远小于输出电容C2的电容量。
4、如权利要求1所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的输出电容C2并联在所述的开关变换电路M1输出端。
5、如权利要求1-4任何一项所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的开关变换器电路是单级功率因数校正电路。
6、如权利要求5所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的开关变换器电路是Boost升压电路、反激电路、Buck降压电路或Buck-boost降压-升压电路其中的任何一种形式。
7、如权利要求1所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的电路动态异常包括起机及输入突变、LED负载输出过流或输出突变。
8、如权利要求1所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的电流控制电路Cc1的控制环路带宽低于电网频率；所述的电流控制电路Cc2的限流点高于电流控制电路Cc1的限流点。
9、如权利要求1所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的输出调整管S2在电路正常工作状态下工作在饱和导通模式，而在电路动态异常时工作在线性模式。
10、如权利要求1所述的高功率因数的AC-DC LED驱动电路，其特征在于所述的输出调整管S2是MOSFET、双极型晶体管或IGBT，所述的LED负载是单个或多个LED灯串、并联组合连接。
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