CN101622839A - 信号估算及调整 - Google Patents

Abstract

一种估算接收信号的方法，该接收信号是通过一实体信道而取得且包含一领航信道，该方法包含自该接收信号的过取样版本对该实体信道评估一过取样响应以及使用该过取样信号与该过取样评估信道响应量化该接收信号中的噪声。

Description

信号估算及调整

技术领域

本发明是关于一种估算接收信号的方法，尤指通过一实体信道所接收信号的特性以及根据所搜集的讯息补偿因该信道的非理想本质所产生的影响。

背景技术

数据在码分多址(CDMA)系统中是以一连串的符码(symbol)来表示，例如就大家所熟知的正交相移键控(QPSK)或是16位正交振幅调变(16QAM)的方式。对于传输方式，每一个符码在相位图中皆有各自的位置，而且为了正确地解码所述符码，接收机必须正确地辨别传输信号的同相部分(实部)与相差90度的正交相部分(虚部)，事实上，符码又与展开码(spreading code)作乘法的调制，例如每个符码又是以多重性的片码(chip)来表示。在理想的情形下，这些展开码是使得符码间相互的正交。

每个片码必须沿着在基站和移动装置之间的物理传播路径上传输。由于存在着一个或更多个的反射物，物理传输路径的特性是非常不健全且多传播路径的确存在于基站与移动设备间。如此的情况已图标于图1中。在图1中，一基站2正与一移动装置4相互通讯。在这个例子中，一第一路径P1理论上是该基站2与该移动装置4之间的直接路径。然而，发生于大型障碍物的反射，如一建筑物6会在该基站2与该移动装置4之间形成一第二路径P2。当信号从建筑物反射，由于该建筑物材质的特性，信号会有一个任意的衰减，而且其衰减可能是一个任意改变的相位。一第三传播路径P3上亦可能同样地发生这种情形，因为沿着该第三传播路径亦存在着另外一个的反射物8，该反射物也会对任意改变传输信号的振幅或相位。

因此，当移动装置接收到一片码时，事实上它可能包含了自传输第一路径P1传输来的第一时间信号成分、来自第二路径P2的第二时间信号延迟成分以及自第三路径P3传播而来的另一个信号延迟成分，其中，相较于第一时间信号成分、第二或第三时间的信号延迟成分会有不同的振幅衰减与任意的相位改变。

为了正确的运作，该移动装置需要抵销那些不需要的物理传播路径特性。上述那些特性可能被视为由传输路径P1、P2、P3以及诸如此类的各别物理传播路径的总和。

一般而言，如果该基站可以发射一个脉冲(impulse)，在理想的信道中，该移动装置应该也会收到一个单一的脉冲。然而由于多样反射物的存在，之后，在时域的传播信道中，脉冲响应将会由多重性的脉冲响应所构成，而这些多重性的脉冲响应于不同的时间接收会有不同的振幅大小。这种情况已图标于图2a中。在这里每个脉冲响应是用P1、P2或P3标示，以适当的配合图1中的传播路径。图2a显示同相的脉冲响应而且它将会被察知，原因是相位改变发生在该反射物上。然后，亦可通过脉冲响应的虚部成分画出另一个脉冲响应对时间的标绘图。

一般而言，在时域上的信号亦可通过傅利叶转换表现在频域。一个与频率相关的均匀振幅在理想信道中的频率响应将是平坦的。然而，在时域上存在的多重响应引起在频域上的一个平缓响应，其如图2b中所示。

一般而言，在频域上评估信道响应，且自该响应计算如图3b所示的反函式，使得该信道响应的积如图3a所示且图3b所示的反函式响应会引起如图3c所示的平坦频率响应。

在实际的系统中，由于噪声的存在将使得评估信道的系数变得更复杂，噪声可以起因于该接收机的自感噪声，亦可以来自于该接收机范围内其它传播信道的信道内噪声。在码分多址(CDMA)系统中，另一个噪声的来源的确是自其它码分多址(CDMA)信道解展频后的泄漏，因为该反射物的存在可以导致用于码分多址(CDMA)系统中的个别展频码之间会有正交性的损失。因此在解展频后，在一个信道的信号可以开始突显自己成为另一个信道信号的噪声。

当在计算反函式响应时，考虑噪声的来源是重要的，因为在计算反函式响应时也许会导致在接收信号中噪声能量的增加。这样的噪声能量增加会比不完美的信道更令人感到困恼。(因为在增强反函式滤波器以对抗信道的衰减同时也会增强噪声的能量，因此信号噪声比会被衰减)。因此在噪声能量以及频率响应的线性化之间也许需要一个折衷的办法.

由该基站传输的信号不仅包含数据，还有一个控制信道及领航信号。一个领航信号对于该接收机来说是已知的信号。且在该接收机使用领航信号是了便于评估信道特性，该信道特性之后可以用信道系数来表示，因为可以用一连串的滤波器系数所定义的滤波器来有效地表示该信道的非平坦频率响应。

因此，我们所看见的接收信号是由受到传输路径及外加噪声失真的传输信号所组成，其中接收信号还包含数据、控制及领航信号。在大部分的例子中，只有被传输的领航信号能量是已知的，因为在使用者的装置上就已经知道其领航序列，如移动电话。在码分多址(CDMA)系统中，借着领航序列与接收信号作相关性可以获得被传输信道所失真的领航信号能量。如果自服务信元得知领航信号对总传输信号的比例，则噪声的能量就可以评估。然而，这种信息将不会传输到使用者的装置上。因此，与总传输信号有关的领航信号相关能量评估是需要的，以用来推知其噪声能量。

发明内容

根据本发明的一样态，其是提供一种估算接收信号的方法，该接收信号是通过一实体信道而取得且包含一领航信道，该方法包含自该接收信号的过取样版本对该实体信道评估一过取样响应以及使用该过取样信号与该过取样评估信道响应量化该接收信号中的噪声(本发明延伸至对应的装置)。

在一定的具体实施例中，噪声的量化包含计算一信道品质指标(CQI)，其是描述噪声在接收信号中如何为一必需的组成。

根据本发明的另一样态，其是提供一种估算接收信号的方法，该接收信号是通过一实体信道而取得且包含一领航信道，该方法包含自该接收信号的过取样版本对该实体信道评估一过取样响应以及使用该过取样信号与该过取样信道响应对整个接收信号的能量推导该领航信道能量的关系(本发明延伸至对应的装置)。

本发明可量化接收信号中的噪声以及对该接收信号降低领航信道能量以及总能量之间的关系。关于噪声以及领航信道能量的讯息可用于决定一均衡器的滤波器系数，该均衡器是安排对该接收信号作用。

根据本发明的再一样态，其是提供一种对一均衡器推导滤波器系数的方法，其是作用于通过一实体信道而取得且包含一领航信道的接收信号，该方法包含自该接收信号的过取样版本对该实体信道评估一过取样响应以及应用该过取样信号与该过取样信道响应以推导所述滤波器系数(本发明延伸至对应的装置)。

在该接收信号中的过取样及其信道响应可为时间或空间性的。在时间的情形中，该接收讯息的数据元件可于多个瞬间取样。在空间性的情形中，其可用数个天线获取该接收信号致使各天线提供一“过取样”。在本发明的范围中，可通过结合时间及空间性技术的结合达到过取样。

该过取样是与该接收信号的数据元件有关。在一定的具体实施例中，该接收信号是于码分多址(CDMA)系统中传输，这些数据元件可为一延展且扰乱的细片。在其余具体实施例中，所述数据元件可为调制符码，例如，改进数据率GSM服务(EDGE)系统。

本发明可以具有或不具有传输分集之行是运作该接收信号。

上述所指涉的领航信道，举例来说，在全球移动通讯系统(UMTS)或高速下行链路分组接入(HSPDA)系统的情形中，公共导频信道(CPICH)形式的逻辑信道、在一时分多址(TDMA)系统中，一训练序列形式的逻辑信道或在一正交分频多任务(OFDM)系统的情形中，一领航子载波。

本发明亦延伸至程序代码以通过适当地数据处理硬件执行以实现上述处理技术。

附图说明

图1是表示如何可达到多路径失真；

图2a是表示存在多路径失真时一传输信道脉冲响应；

图2b是表示该信道的对应频率响应；

图3a是表示一范例信道响应；

图3b是表示通过一移动装置评估的反响应；

图3c是表示利用其过滤接收信号以尝试回复该频率响应，该频率响应是对应于一理想信道的频率响应。

图4是表示一方块图以形成移动端的构件，例如一移动电话；

图5是表示一传输信号的接收细片的过取样；

图6是表示根据本发明运作的移动装置的处理方块；

图7是进一步表示构成本发明的一具体实施例移动装置的处理方块；以及

图8是表示一滤波器。

具体实施方式

为充分了解本发明的目的、特征及功效，现通过下述具体的实施例，并配合附图，对本发明做一详细说明，说明如后：

就如同以前所提及的许多无线通讯系统需要接收机噪声能量的信息(如果传输信号的能量已经被正规化为1)和信号对噪声的能量比。对于适应性编码与调制方法或能量控制，噪声能量评估可使用以推知一个信道品质指标(CQI)。例如，基于第三代合作伙伴计划(3GPP)的标准，其中此计划描述于3GPP TS25.214 V5.5.0的”物理层程序(FDD)第五版本”，在被发表于Node-B的信道品质指标(CQI)与阻挡错误率为0.1的信号噪声比下，这两项的关系可以通过一个线性函数来近似(可参考论文”Usage of link-level performance indictor for HSDPA network-level simulation inE-UMTS”，F.Brouwer.et.al.ISSSTA 2004，Sydney，Australia，30Aug.-2 Sep.2004)，

$\mathrm{CQI}=\left\{\begin{array}{cc}0& \\ [\frac{\mathrm{SNR}}{1.02}+16.62]& \begin{array}{c}\mathrm{SNR}\≤-16\\ -16\≤\mathrm{SNR}\≤14\end{array}\\ 30& 14\≤\mathrm{SNR}\end{array}\right.$

一线性最小化均方根误差均衡器需要噪声能量来最佳化该均衡器系数，该系数是基于最小化均方根误差理论。

符码检测与信道解码等等的可靠度也将需要噪声能量及信号噪声比的一良好评估。

就如同以前所提及同等化是需要用来改善在多重路径信道环境中接收端的数据检测效能，以减轻符码间干扰。为了补偿多路径失真，一般而言是以使用线性最小化均方根误差均衡器(LMMSE)。这是一个相当简单的技术，其中该均衡器是一具有滤波器系数集合的线性滤波器，且使用了最小化均方根误差(MMSE)理论。这里有关传输信号的等化信号误差是通过该线性滤波器来最小化。这个技术需要信道脉冲响应和接收信号对噪声能量比(ET/No)的信息，这样的技术描述在Hooli’s理论[“Equalization in WCDMA Terminals”，Kari Hooli，Thesis，University of Oulu，Finland，2003，ISBN 9514271831(http：//herkules.oulu.fi/isbn9514271831/)](可见方程式3.15)。信道脉冲响应(CIR)及接收信号对噪声能量比(E_T/N_o)的不好的评估将会降低均衡器的效能。

对于一码分多址(CDMA)系统，该总传输信号是一数据的码分多任务，其中该数据是意欲于不同的使用者装置群，例如不同的电话或数据卡。因此与接收信号相关的总传输信号能量在使用者装置中并不是明确地被知道。取而代之的是在对于有认可的使用者装置中，只有传输信号能量可以基于使用者装置上的已知信道编码序列来推知。在评估该信号成分的总能量对接收信号的噪声能量比是没有意义的，特别是在传输信号也包含其它使用者终端和其它使用者设备的数据信号。

在一般项中，在瞬时参数k下的一接收机片码是：

$r_k=\underset{c=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{h}_k^H{s}_{c,k}{a}_{c,k}+n_k$ 方程式1

其中：

h_k是一L长度信道脉冲响应的(L×1)向量，

S_c，k对于具有单位能量的物理信道c而言，是传输片码序列的(L×1)的向量，

a_c，k对于信道c而言，是传输信号的振幅增益，以及

n_k是具有N₀能量谱密度之外加白色高斯噪声(AWGN)成分，其中该噪声成分包含从非服务信元来的干扰。

C是由服务点提供的物理信道的总数目。

在自动增益控制(AGC)之后，该接收信号是：

$\tilde{r}=g_k{r}_k$

$=\underset{c=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{h}}_k^H{S}_{c,k}{a}_{u,k}+{\tilde{n}}_k$ 方程式2

其中：

$\tilde{h}=g_k{h}_k$

${\tilde{n}}_k=g_k{n}_k$ 方程式3

该”～”表示在增益控制后所提供的值且g_k是该自动增益控制(ACG)的增益。

该近似的N个单键的线性最小化均方根误差评估均衡器的系数是：

$W_A={({\tilde{H}}_K{\tilde{H}}_k^H+{\tilde{H}}_{o,k}/E_{T,k}I)}^{-1}{\tilde{H}}_k$ 方程式4

其中：

是一Toeplitz信道矩阵，其中该矩阵是对于在第K个瞬时取样下的信道响应而言。

是

的hermitian矩阵，换言之是

的共轭转置。

是在瞬时取样k下的噪声能量。

E_T，k是在瞬时取样k下的传输能量。

I是单位矩阵。

该(L×N)的Toeplitz信道从方程式5推知：

${\tilde{H}}_k=\mathrm{toeplitz}\left({\tilde{h}}_k\right)$ 方程式5

且

$E_{T,k}=\underset{c=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{c,k}^2$ 方程式6

且

${\tilde{N}}_{o.k}=g_k{N}_o$ 方程式7

在这第三代合作伙伴计划(3GPP)标准中，一公共导频信道(CPICH)被提供，而这是一已知的位序列，其中该序列是被调制、展频且加入到下链接信号(可见3GPPTS 25.11；Technical Specification Group Radio Access Network：Physical channels andmapping of transport channels onto physical channels(FDD))。常见领航信号的信息能够让传播信道的特性可被评估。

由于评估信道延迟特性数据可自该公共导频信道(CPICH)来推知，该评估信道的能量是相关于公共导频信道(CPICH)能量a_CPICH，k ²，其中该公共导频信道(CPICH)的

(其是对物理信道而言每片码的平均传输能量与总传输能量频谱密度之比)，换言之是相关领航信号能量可被表示成：

$\frac{E_c}{I_{\mathrm{or\; CPICH}}}={a_{\mathrm{CPICH}}}^2/E_{T,k}$ 方程式8

因此，基于方程式2，使用具有评估误差的公共导频信道(CPICH)的评估信道延迟特性数据可通过方程式9给定：

${\tilde{H}}_k=a_{\mathrm{CPICH},k}{\tilde{H}}_k+E_k$ 方程式9

这里的E_k表示是自其它信道而来的互相关误差，且由于失去了正交性，该值已经泄漏至想要的信道的中，这是因为多路径失真所造成的。

因此忽略该评估错误(且当信道脉冲响应评估错误可以通过使用滤波器过滤而有效地减少，那这是一合理的假设)，该线性最小化均方根误差均衡器(LMMSE)的系数可以基于方程式4来推知：

$W_k={({\hat{H}}_k{\hat{H}}_k^H/{a_{\mathrm{CPICH},k}}^2+{\tilde{H}}_{o,k}/E_{T,k}I)}^{-1}{\hat{H}}_k/a_{\mathrm{CPICH},k}$

${=[{\hat{H}}_k{{\hat{H}}_k}^H+{\tilde{N}}_{o,k}\frac{{a_{\mathrm{CPICH},k}}^2}{E_{T,k}}I]}^{-1}{\hat{H}}_k{a}_{\mathrm{CPICH},k}$ 方程式10

用以补偿多重路径失真的均衡器合适系数的推导需要该相关公共导频信道(CPICH)能量

和噪声能量

的信息。相关公共导频信道(CPICH)能量可以被归属于在许多一般观念中视为该领航信号信道的相关能量。

图4以图表式地来描述执行在一接收机中各种不同的处理阶段，其亦构成本发明的一具体实施例。应注意的是显示在图4中这些区块图是表示执行在接收信号的处理操作，而不是需要直接地符合到物理装置上，其中该物理装置也许会出现在一实际完成的一接收机上。一无线频率区块101接收该辐射信号且通过使用一混合器103将其向下转换以混和自一区域震荡器104所推知的一接收信号。在该辐射频率处理的期间，该区域震荡器频率是被选择如此可将接收信号向下转换到基准频率上。随着这载波向下转换，该信号在滤波器102中被低通过滤且传递到该混合信号处理区块108中。该混合信号处理区块包含一模拟转数字转换器105、一取样装置106和一低通滤波器107。这被转换到一数字型式的结果信号是用以提供数字信号处理区块112，其中该信号被数字处理如此传输信息则可以被重建。

该接收信号是通过该信道评估单元109首先被处理，其中该信道脉冲响应(CIR)的一评估会被产生。这是一个已知的技术且不需要详细来描述，因其是此领域的人士所知晓。在使用评估信道脉冲响应时，该噪声能量在噪声能量评估区块110中被评估。这评估信道脉波响应和噪声能量先与接收信号组合再通过解调制区块111来处理，该解调制区块构成一信道均衡器和一信道解码器，如此数据位序列将可以被重建。

在接收机端，信号成分的能量相关于该服务信元和该使用者装置间的传播信道，反而该噪声成分与这传播信道连结无关。因此，该成分的形成评估能够让该信号与噪声成分被分辨以提供该评估的噪声能量和该相关的领航信号能量，其中该成分是相关于或独立于传播信道特性数据(该信道特性数据是通过该接收机来评估)。如果接收信号在时间上过取样，如该噪声能量和该相关的领航信号能量的未知参数可以通过解N个方程式的一集合而获得。瞬时方程式的数目可以被过分高估，如同超过该未知数的数目且因此它可以被使用来平均未知参数的评估，其中未知参数就如同该噪声能量和该相关的领航信号能量。本发明的方法牵涉到获取接收信号的接收能量和不同相位的信道特性数据，如同该过取样接收信号的不同相位和在时间上的该信道脉冲响应。因为传输信道和该外加的噪声能量也都是动态的，该接收信号的瞬时能量必须被考虑以取代该长期的平均。通过一时间窗口来平均该接收信号能量可以获取该瞬时接收能量，其中物理信道特性与该噪声统计是被考虑成常数。

在使用上，片码持续时间是已知的而且可以在片码中的选择位置上作片码的取样。该片码典型地是通过提供一上升余弦到片码中来制作。如果该片码的持续时间是t_c，然后在{0，t_c，2t_c，...}和

取样该片码，如同在一适当的情况下以2倍的过取样应该会导致平均的能量数值，其中该平均的能量数值会因自结合该脉波整形上升余弦滤波器和信道的(该2倍过取样的)能量特性数据而产生。

在该取样能量的特性数据中的差异可归因于噪声的瞬时贡献。其它的取样瞬时组合可以被使用，例如对于3倍的过取样{0，t_c，2t_c，...}、{tc/3，4tc/3，7tc/3，....}和{2tc/3，5tc/3，7tc/3，.....}而言。对于3倍过取样的例子已显示于图5中。这里我们显示在一传输信号中一3片码的序列。因为该信号是该领航信号，其中该领航信号是我们所知道的预期中接收的片码序列。在图5中，我们已经简单地假设片码的数值是-1、1、-1，分别对应到片码C1、C2和C3。我们也知道该片码们是以一上升余弦提供以便限制在一不同数值的邻近片码间的传输率。

采用该预期片码数值的这信息，我们可以过取样一片码。在一3倍的过取样方式中，该片码可以在ntc，ntc+tc/3和ntc+2tc/3上取样，其中n＝0，1，2，....。该ntc相位的过取样应该提供因受到信道而衰减的平均片码能量，其中该ntc相位的过取样通过圆形标志150、156和162来表示。二选一地取样也许会发生在ntc+tc/3和ntc+2tc/3每一片码的过取样相位上，就如同个别的取样点{152、158、164}和{154、160、166}，这里该取样点的平均能量是再度被知道，所以自所预期的相关数值的差异是归因于噪声。

该过取样可以超过2倍例如3、4、5等等。

图6是显示一对于执行信号处理的处理配置。为了简化，我们将假设该信号被以2倍的过取样以致每个片码将以取样r₁与r₂来表示。该取样皆包含一实部(同相)和一虚部(正交相)成分。对于每一取样而言，一乘法器通过该取样的共轭复数与的相乘以便评估在取样瞬间的该取样信号能量。发生在一过滤窗口中的该数值被平均于一数字平均器203中且被过滤于一滤波器205中以供给该接收信号能量R₁与R₂的评估。

一相似处理是执行于该信道脉冲响应的评估中，其中该信道脉冲响应的评估是被使用来评估该领航信号的能量。出现在图中的h₁、h₂、h₃、h₄的这些评估方法是视传输分集模式而定的使用而被组合，这将会在以后解释。

更进一步的选用区块207可以被包含以在封闭回路传输分集的传输方式中评估该空间相关传输信号的一外积。这个选用区块包含复数乘法器202，其中该复数乘法器202是用来提供信号给加法器204，该加法器204依次提供信号给运算区块206，其中运算区块206包含被安排执行某种数学函数的复数乘法器和加法器且在图6中有描述，其也依序提供信号给滤波器205。

这R₁、R₂、X₁、X₂、Y₁和Y₂评估们是被提供给运算区块301与302(图7)来处理，其中所述运算区块使用这些评估以计算该领航信号对该总传输能量与噪声能量的比值，其中该领航信号对该总传输能量的比值将始于方程式26，领航信号对该噪声能量的比值始于方程式27。这些每一个的评估本身是有噪声的所以要通过滤波器303和304将其以低通滤波过滤。

图8是显示该滤波器的一范例实施方式，且当作具有单存储/延迟元件400的单极点无限脉冲响应(IIR)滤波器，其中该滤波器参数a₁、b₀、b₁决定该滤波器的频率响应且该滤波器参数是视该信道动态(图6的装置206)、相关信号能量(图7的滤波器303)和噪声能量(图7的滤波器304)而定去调整。然而它应该被着重于其它为同一领域人士所熟知的其它滤波器，且可以被使用作为替代以实现这低通滤波器。这不同滤波器的群体延迟响应随着被使用的滤波器有意义地成比例变化。因此在能量评估的产生中该延迟将会根据该滤波器而成比例变化。为了在解调制区块111的解调中可以达到好的效能，及时调整该噪声能量与在正被处理的数据取样通常是有利的。

视系统的考虑而定，该相关领航信号的动态范围是可被预先定义的且因此具有在接收机端的信息，该评估的相关领航信号能量可以包含在已知的范围内。该已知动态范围可以被使用以提供一评估的可信赖性测试，如同当该评估超出预先定义的临界值时，则该评估被认为是不可信赖的且之前的评估或是一弃权的评估可以再被使用。例如，有足够信元覆盖范围的公共导频信道(CPICH)能量配置和网络容量会限制相关的公共导频信道(CPICH)能量范围在-3dB至-13dB间。因此如果该评估相关的公共导频信道(CPICH)能量超过这个范围，他应该会被省略一部份或是被认为不可信赖而之前的评估会被拿来使用。

这两个参数的评估可以通过至少解两个将该参数视为未知数的瞬时方程式而被包含，其中该两个参数是相关公共导频信道(CPICH)能量a_CPICH，k/E_T和噪声能量

就之前所提到的，该瞬时方程式可以被包含通过在方程式2所呈现的过取样接收信号的能量。接下来的讨论为了简化而使用两倍的过取样，但就如上文中所讨论的，该发明提供两倍或是更多倍的过取样。

基于方程式2，由该接收信号的过取样推知的两个取样可以被写为下列，假设传输片码的互相关、相关和噪声成分为零。该过取样信道脉冲响应h₁、h₂和该传输信号能量

是在该观察窗口W中被假设为固定的。

$E\left[{\tilde{r}}_{k,1}{\tilde{r}}_{k,2}\right]=E\left[(\underset{c1=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_1}^H{S}_{c1,k}{a}_{c1}+{\tilde{n}}_{k,1},)(\underset{c2=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{S_{c2,k}}^H{\tilde{h}}_1{a}_{c2}+{{\tilde{n}}_{k,1}}^{*},)\right]$

$=E[\underset{c1=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_1}^H{S}_{c1,k}{a}_{c1}\underset{c2=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{S_{c2,k}}^H{\tilde{h}}_1{a}_{c2}+{\tilde{n}}_{k1}{{\tilde{n}}_{k1}}^{*}+\underset{c1=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_1}^H{S}_{c1,k}{a}_{c1}{{\tilde{n}}_{k1}}^{*}+\underset{c2=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{S_{c2,k}}^H{\tilde{h}}_1{a}_{c2}]$

$=E[{{\tilde{h}}_1}^H\underset{c2=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a_c}^2{S}_{c,k}{S_{c,k}}^H{\tilde{h}}_1+{\tilde{n}}_{k,1}{{\tilde{n}}_{k,1}}^{*},]$

$={{\tilde{h}}_1}^H{\tilde{h}}_1\underset{c=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a_c}^2+{\tilde{N}}_o$

$=\frac{1}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{{\hat{h}}_1}^H{\hat{h}}_1{E}_T+{\tilde{N}}_o$ 方程式11

其中

是第k个第一取样

是第k个第二取样

是第一过取样信道响应

是第二过取样信道响应

S是展频序列

a是信道的振幅

n是噪声

相对应的定义是根据方程式1。

对于该第一取样R₁：

$R_1=\frac{1}{W}\underset{k=1}{\overset{W}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{k,1}{\tilde{r}}_{k,1}^{*}$

$\≈\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{{\hat{h}}_1}^H{\hat{h}}_1+{\tilde{N}}_o$

对于该第二取样R₂：

$R_1=\frac{1}{W}\underset{k=1}{\overset{W}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{k,2}{\tilde{r}}_{k,2}^{*}$

$\≈\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{{\hat{h}}_2}^H{\hat{h}}_2+{\tilde{N}}_o$ 方程式12

在各个例子中，平均噪声能量

应该是相同的。在接下来的分析中，我们将把该传输信号归一化成为单位1，如同E_T＝1，自动增益控制(ACG)被解答为：

$\frac{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{E_T}\≈\frac{{{\hat{h}}_1}^H{\hat{h}}_1-{{\hat{h}}_2}^H{\hat{h}}_2}{R_1-R_2}$ 方程式13

${\tilde{N}}_o\≈R_1-\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{{\hat{h}}_1}^H{\hat{h}}_1$

$\≈R_2-\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{{\hat{h}}_2}^H{\hat{h}}_2$

$\≈\frac{1}{2}[R_1-\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{{\hat{h}}_1}^H{\hat{h}}_1+R_2-\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{{\hat{h}}_2}^H{\hat{h}}_2]$ 方程式14

在方程式11和方程式12中所注明的，在观察窗口R₁和R₂中的该平均接收信号可以通过假设传输片码的互相关与传输片码和噪声成分的相关为零而被获得，其中此法在观察窗口W内是不正确的。因此需要滤波以减少从有限窗口长度效应下的噪声。

该平均窗口大小以获得

与

一良好的评估需要考虑该信道的动态本质，因为该接收信号能量的平均和动态评估信道脉冲响应应该要相互配合。因此，由于具有通过滤波而产生的延迟，该平均接收信号能量与评估信道脉冲响应的时间控制需要相互配合，这个之后将会被讨论，其中评估信道脉冲响应是为了等化的参数推导而被使用。

在方程式1中接收信号的表示将会需要具有开放和封闭回路的传输分集模式的调制。其显示有贡献于传输的接收信号被给定如下(可见Section 7.2 of 3GPPTS25.214Technical Specification Group Radio Access Network：User Equipment(UE)radiotransmission and reception(FDD for a further discussion on transmit diversity))，其中该传输可自不同的传输天线而来，如自天线1来的r_k ¹和如自天线2来的r_k ²。

${\tilde{r}}_k={{\tilde{r}}_k}^1+{{\tilde{r}}_k}^2+{\tilde{n}}_k$

$=\underset{c=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_h^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1+\underset{c=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_h^2}^H{S}_{c,k}^2{a}_{c,k}^2+{\tilde{n}}_k$

$=\underset{c=1,\mathrm{STTD\; or\; NoTxDiv}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1+\underset{c=1,\mathrm{STTD\; or\; NoTxDiv}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^2}^H{S}_{c,k}^2{a}_{c,k}^2$ 方程式15

$+w_1\underset{c=1,\mathrm{CLTD}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1++w_2\underset{c=1,\mathrm{CLTD}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^2}^H{S}_{c,k}^2{a}_{c,k}^2+{\tilde{n}}_k$

这里 $w_1=1/\sqrt{2}$ 且w₂∈(是一集合组成被选择) $\{\frac{1}{2}(1+i),\frac{1}{2}(1-i),\frac{1}{2}(-1+i),\frac{1}{2}(-1-i)\},$ 其中 $\{\frac{1}{2}(1+i),\frac{1}{2}(1-i),\frac{1}{2}(-1+i),\frac{1}{2}(-1-i)\}$ 为该封闭回路传输分集(CLTD)的加权，其中该加权对于接收信号的使用者装置是已知的。注意那自其它使用者装置而来的信号被假设不会在该封闭回路传输分集(CLTD)的中。这下标符号的(STTD)表示该利用开放回路空间-时间传输分集(STTD)模式的信道且这下标符号NoTxDiv表示具有单一天线传输的信道如同不具有天线分集。

基于方程式11和方程式12，该接收信号能量可以用从两个天线而来的接收信号扩展成下列：

$E\left\{{\tilde{r}}_k{{\tilde{r}}_k}^{*}\right\}=E\{{{\tilde{r}}_k}^1{{{\tilde{r}}_k}^1}^{*}+{{\tilde{r}}_k}^1{{{\tilde{r}}_k}^2}^{*}+{{\tilde{r}}_k}^2{{{\tilde{r}}_k}^1}^{*}+{{\tilde{r}}_k}^2{{{\tilde{r}}_k}^2}^{*}\}+{\tilde{N}}_{o,k}$ 方程式16

对于空间-时间传输分集，和

的乘积平均是零。

这里自该传输天线而来的该接收信号的自相关，给定的有来自传输天线1和天线2的总传输能量a_Tx1 ²和a_Tx2 ²，自天线1和天线2的该公共导频信道(CPICH)能量各为a¹ _CPICH和a_CPICH ²，然后

$E\left\{{{\tilde{r}}_k}^1{{{\tilde{r}}_k}^1}^{*}\right\}=E\left\{\left(\underset{c1=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c1,k}^1{a}_{c1,k}^1\right)\left(\underset{c2=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a_{c2,k}^1}^{*}{S_{c2,k}^1}^H{\tilde{h}}_k^1\right)\right\}$

$={a_{\mathrm{Tx}1}}^2{{\tilde{h}}_k^1}^H{\tilde{h}}_k^1$

$={a_{\mathrm{Tx}1}}^2\frac{1}{{a_{\mathrm{CPICH}}^1}^2}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1$ 方程式17

$E\left\{{{\tilde{r}}_k}^2{{{\tilde{r}}_k}^2}^{*}\right\}=E\left\{\left(\underset{c1=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^2}^H{S}_{c1,k}^2{a}_{c1,k}^2\right)\left(\underset{c1=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a_{c2,k}^2}^{*}{S_{c2,k}^2}^H{\tilde{h}}_k^2\right)\right\}$

$={a_{\mathrm{Tx}2}}^2\frac{1}{{a_{\mathrm{CPICH}}^2}^2}{{\hat{h}}_k^2}^H{\hat{h}}_k^2$

和该接收信号的互相关系为下列：

$E\left\{{{\tilde{r}}_k}^1{{{\tilde{r}}_k}^2}^{*}\right\}=E\left\{\left(\underset{c1=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c1,k}^1{a}_{c1,k}^1\right)\left(\underset{c1=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a_{c2,k}^2}^{*}{S_{c2,k}^2}^H{\tilde{h}}_k^2\right)\right\}$

$=E\left\{\begin{array}{c}\underset{c=1,\mathrm{STTD\; or\; NoTxDiv}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1+w_1\underset{c=1,\mathrm{CLTD}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1\\ \underset{c=1,\mathrm{STTD\; or\; NoTxDiv}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{c,k}^2{S_{c,k}^2}^H{\tilde{h}}_k^2{+w_2}^{*}\underset{c=1,\mathrm{CLTD}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{c,k}^1{S_{c,k}^1}^H{\tilde{h}}_k^2\end{array}\right\}$

$=E\left\{\begin{array}{c}\underset{c=1,\mathrm{STTD\; or\; NoTxDiv}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1\underset{d=1,\mathrm{STTD\; or\; NoTxDiv}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{d,k}^2{S_{c,k}^2}^H{\tilde{h}}_k^2+\\ w_2\underset{c=1,\mathrm{STTD\; or\; NoTxDiv}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1\underset{c=1,\mathrm{CLTD}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{d,k}^1{S_{d,k}^1}^H{\tilde{h}}_k^2+\\ w_1\underset{c=1,\mathrm{CLTD}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1\underset{d=1,\mathrm{STTDorNoTxDiv}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{d,k}^2{S_{d,k}^2}^H{\tilde{h}}_k^2+\\ w_1{w_2}^{*}\underset{c=1,\mathrm{CLTD}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{{\tilde{h}}_k^1}^H{S}_{c,k}^1{a}_{c,k}^1\underset{d=1,\mathrm{CLTD}}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{d,k}^1{S_{d,k}^1}^H{\tilde{h}}_k^2\end{array}\right\}...$ 方程式18

$={a_{\mathrm{CLTD}}}^2{w}_1{w_2}^{*}{{\tilde{h}}_k^1}^H{\tilde{h}}_k^2$

$={a_{\mathrm{CLTD}}}^2{w}_1{w_2}^{*}\frac{1}{a_{\mathrm{CPICH}}^1{a}_{\mathrm{CPICH}}^2}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^2$

因此假设自天线1和天线2来的总传输能量是相等的如同 ${a_{\mathrm{Tx}1}}^2=a_{\mathrm{Tx}2}^2=\frac{1}{2}{E}_T,$ 自该两个传输天线来的公共导频信道(CPICH)能量是相等的如同 ${a_{\mathrm{CPICH}}^1}^2={a_{\mathrm{CPICH}}^2}^2{{=a}_{\mathrm{CPICH}}}^2/2,$ 该方程式16被重写成：

$E\left\{{\tilde{r}}_k{r}_r^{*}\right\}={a_{\mathrm{Tx}1}}^2\frac{1}{{a_{\mathrm{CPICH}}^1}^2}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1+{a_{\mathrm{Tx}2}}^2\frac{1}{{a_{\mathrm{CPICH}}^2}^2}{{\hat{h}}_k^2}^H{\hat{h}}_k^2$

$+2\mathrm{Re}\left[{a_{\mathrm{CLTD}}}^2{w}_1{w_2}^{*}\frac{1}{a_{\mathrm{CPICH}}^1{a}_{\mathrm{CPICH}}^2}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^2\right]+{\tilde{N}}_o$ 方程式19

$=\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}({{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1+{{\hat{h}}_k^2}^H{\hat{h}}_k^2)+4\frac{{a_{\mathrm{CLTD}}}^2}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}\mathrm{Re}\left[w_1{w_2}^{*}{\hat{h}}_k^1{\hat{h}}_k^2\right]+{\tilde{N}}_o$

假设该使用者设备高速实体下链共享数据讯息信道(HS-PDSCH)是唯一具有封闭回路传输分集(CLTD)模式的信道(这有关系的下行链路共享数据讯息信道(DSCH)将也会在封闭回路传输分集(CLTD)模式中，将会被描述在Section 7.1的3GPP TS25.214 Technical Specification Group Radio Access Network：Physical layer procedures(FDD)，但是在该分析中假设是忽略)，具有封闭回路传输分集(CLTD)的信道总传输能量可以用该高速实体下链共享数据讯息信道(HS-PDSCH)的E_c/I_o项来显示如下列：

$\frac{E_c}{I_{\mathrm{or\; HS}-\mathrm{PDSCH}}}=\frac{2{a_{\mathrm{CLTD}}}^2}{E_T}$ 方程式20

因此接收信号的能量可以被显示如下列：

$E\left\{{\tilde{r}}_k{{\tilde{r}}_k}^{*}\right\}=\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}[({{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1+{{\hat{h}}_k^2}^H{\hat{h}}_k^2)+2\frac{E_c}{I_{\mathrm{or\; HS}-\mathrm{PDSCH}}}\mathrm{Re}[w_1{w_2}^{*}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^2\left]\right]+{\tilde{N}}_o$

$=\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{\mathrm{\Λ}}_K+{\tilde{N}}_o$ 方程式21

此处的

$\mathrm{\Λ}=[({{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1+{{\hat{h}}_k^2}^H{\hat{h}}_k^2)+2\frac{E_c}{I_{\mathrm{orHS}-\mathrm{PDSCH}}}\mathrm{Re}[w_1{w_2}^{*}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^2\left]\right]$

基于方程式13和14且与方程式11和12比较，对于在具有封闭回路传输分集(CLTD)模式下的使用者设备而言，该相关公共导频信道(CPICH)的振幅与噪声能量是被给定于下列：

$\frac{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{E_T}\≈\frac{{\mathrm{\Λ}}_1-{\mathrm{\Λ}}_2}{R_1-R_2}$ 方程式22

${\tilde{N}}_o\≈\frac{1}{2}(R_1-\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{\mathrm{\Λ}}_1+R_2-\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{\mathrm{\Λ}}_2)$ 方程式23

此处的如同之前对于过取样k＝1，2的组合信道项是：

$\mathrm{\Λ}=[({{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1+{{\hat{h}}_k^2}^H{\hat{h}}_k^2)+2\frac{E_c}{I_{\mathrm{or\; HS}-\mathrm{PDSCH}}}\mathrm{Re}[w_1{w_2}^{*}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^2\left]\right]$ 方程式24

注意对于低高速实体下链共享数据讯息信道(HS-PDSCH)E_c/I_or，方程式24的第二项可以被忽略。对于在封闭回路传输分集(CLTD)模式中的使用者装置而言，该相关的公共导频信道(CPICH)振幅和噪声能量可以用总高速实体下链共享数据讯息信道(HS-PDSCH)能量对该公共导频信道(CPICH)能量的比值项来表示：

$\frac{E_{c,\mathrm{HS}-\mathrm{PDSCH}}}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}=\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}\·\frac{E_c}{I_{\mathrm{or\; HS}-\mathrm{PDSCH}}}$

根据section 6A.2 of TS25.214，使用者设备应该假设P_HSPDSCH＝P_CPICH+Г+Δ的单位是dB的一总接收高速实体下行链路共享数据讯息信道(HS-PDSCH)能量，此处的该总接收能量是均等地被分配在该报告信道品质指标(CQI)值的高速实体下行链路共享数据讯息信道(HS-PDSCH)编码之间，该测量信号能量补偿Г是通过较高的层级以信号触发，且该参考能量调整Δ是通过表格7A、7B、7C、7D或7E给定，其中参考能量调整Δ是依使用者设备的种类而定。因此，该总高速实体下行链路共享数据讯息信道(HS-PDSCH)能量对该公共导频信道(CPICH)能量的比值可以自 $\frac{E_{c,\mathrm{HS}-\mathrm{PDSCH}}}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}=10\log (P_{\mathrm{HSPSCH}}-P_{\mathrm{CPICH}})$ 而获得，因为该测量能量补偿和该参考能量调整在使用者装置上是已知的。

显示在方程式24中的组合信道如下列：

${\mathrm{\Λ}}_k=({{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1+{{\hat{h}}_k^2}^H{\hat{h}}_k^2)+2\frac{E_c}{I_{\mathrm{or\; HS}-\mathrm{PDSCH}}}\mathrm{Re}\left[w_1{w}_2^{*}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^2\right]$

$=({{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1+{{\hat{h}}_k^2}^H)+2\frac{E_{c,\mathrm{HS}-\mathrm{PDSCH}}}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}\frac{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{E_T}\mathrm{Re}\left[w_1{w}_2^{*}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^2\right]$

$=X_k+\frac{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{E_T}{Y}_k$ 方程式25

$X_k=({{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^1+{{\hat{h}}_k^2}^H{\hat{h}}_k^2)$

$Y_k=2\frac{E_{c,\mathrm{HS}-\mathrm{PDSCH}}}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}\mathrm{Re}\left[w_1{w}_2^{*}{{\hat{h}}_k^1}^H{\hat{h}}_k^2\right]$

该方程式给定下列对于该相关公共导频信道(CPICH)振幅的表示式以及对于使用者设备在公共导频信道(CPICH)中的噪声能量的表示式：

$\frac{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}{E_T}\≈\frac{X_1-X_2}{R_1-R_2-(Y_1-Y_2)}$ 方程式26

${\tilde{N}}_o\≈\frac{1}{2}[R_1+R_2-\frac{E_T}{{a_{\mathrm{CPICH}}}^2}(X_1+X_2)-(Y_1+Y_2)]$ 方程式27

上述分析提供该噪声能量评估可以被归纳到在该服务点上自超过两个天线以上而来的传输数据。如果N个传输天线被考虑而忽略该具有封闭回路传输分集(CLTD)项，在方程式25中的该组合信道给定的该噪声评估修改为：

${\mathrm{\Λ}}_k=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{{\hat{h}}_k^n}^H{\hat{h}}_k^n$ 方程式28

因此在一使用者手机装置的一通讯网路中，评估该相关噪声能量和领航信号是可能的。

在这里描述的该处理函数可以被实现于硬件、软件或是关于依来源与成分而定的一组合等，其中该组合提供在一手机装置可以使用方程式27的结果以提供信道品质指标(CQI)。例如，对于该高速实体下行链路共享数据讯息信道(HS-PDSCH)，一信道品质指标(CQI)可以使用下列方程式来计算：

$\mathrm{CQI}=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{SNR}\≥-16\\ [\frac{\mathrm{SNR}}{1.02}+16.62]& -16\≤\mathrm{SNR}\≤14\\ 30& 14\≤\mathrm{SNR}\end{array}\right.$

此处的信号噪声比(SNR)是该高速实体下行链路共享数据讯息信道(HS-PDSCH)与噪声的能量比，且被给定为：

$\mathrm{SNR}=\frac{{\tilde{E}}_{c,\mathrm{HS}-\mathrm{PDSCH}}}{{\tilde{N}}_o}$

$=c\frac{{\tilde{E}}_{c,\mathrm{CPICH}}}{{\tilde{N}}_o}$

$=c\frac{{\hat{h}}^H\hat{h}}{{\tilde{N}}_o}$

在解调器中的该分量来自于方程式27且该数据信道的能量是自该评估信道

而推知，且能量比 $c=\frac{{\tilde{E}}_{c,\mathrm{HS}-\mathrm{PDSCH}}}{{\tilde{E}}_{c,\mathrm{CPICH}}}{10}^{(P_{\mathrm{HSPDSCH}}-P_{\mathrm{CPICH}})/10}$ 是通过先前讨论的P_HSPDSCH＝P_CPICH+Г+Δ关系而给定。使用不具有经过明确地计算

的分量R_k、X_k和Y_k来评估该信道品质指标(CQI)是显而易见的。(在一相似的方法中，该均衡器是计算分量和的R_k、X_k和Y_k来计算。)

在目前为止所讨论的具体实施例中，该过取样已经是一时间的本质，其中取数W_k(可见于上述的方程式4和10)可以自不具有明确地取样相位的一多重性会发生在该信号r的一片码持续时间中。然而，这时间的过取样可以用空间取样来替换或补充。在该空间取样的例子中，接收天线的一多重性是被提供以产生每个自己版本，其中每个自己版本是信号r的每一个片码。在空间的过取样被使用的例子中，在方程式11-27中下标符号1和2是归类于来自各别的第1和第2接收信号(除了w₁和W₂)，且该下标符号k被使用在方程式11-27中的过取样内文中，是归类来自于第k个接收天线的一信号。

本发明在上文中已以较佳实施例揭露，然而熟悉本项技术者应理解的是，该实施例仅用于描绘本发明，而不应解读为限制本发明的范围。应注意的是，凡是与该实施例等效的变化与置换，均应设为涵盖于本发明的范畴内。因此，本发明的保护范围当以下文的本申请权利要求范围所界定的为准。

Claims (18)

1.一种估算接收信号的方法，该接收信号是通过一实体信道而取得且包含一领航信道和一噪声，该方法包含：

依据该接收信号的过取样版本，对该实体信道估算一过取样响应；以及

利用该过取样接收信号与经估算的该过取样信道响应，量化该接收信号中的该噪声。

2.一种估算接收信号的方法，该接收信号是通过一实体信道而取得且包含一领航信道和一噪声，该方法包含：

依据该接收信号的过取样版本，对该实体信道估算一过取样响应；以及

利用该过取样接收信号与该过取样估算信道响应，推导该领航信道能量与整个该接收信号能量的关系。

3.一种推导滤波器系数的方法，用于一均衡器，该均衡器是作用于一经实体信道而取得且包含一领航信道的接收信号，该方法包含：

依据该接收信号的过取样版本，对该实体信道估算一过取样响应；以及

利用该过取样接收信号与该过取样估算信道响应，推导滤波器系数。

4.根据权利要求1至3之任一项所述的方法，其特征在于，在接收信号中的该过取样版本及该过取样信道响应至少部分时间性取样。

5.根据权利要求1至4之任一项所述的方法，其特征在于，在接收信号中的该过取样版本及该过取样信道响应至少部分空间性取样，是通过接收分集所获得。

6.根据前述权利要求之任一项所述的方法，其特征在于，该接收信号利用一传输分集机制，其影响已被考虑。

7.根据前述权利要求之任一项所述的方法，其特征在于，该估算该过取样响应流程是被限制于一时间窗口中。

8.根据前述权利要求之任一项所述的方法，其特征在于，该接收信号的过取样版本与该过取样评估信道响应的数值是用于计算链接该接收信号的噪声及该领航信道的能量的联立方程式的一解，其该领航信道的能量与该接收信号的全部能量有关。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，由该解产生的噪声值及相关领航信道能量值被过滤。

10.一种估算接收信号的装置，该接收信号是通过一实体信道而取得且包含一领航信道，该装置包含：

一估算装置，用于依据该接收信号的过取样版本，对该实体信道估算一过取样响应；以及

一量化装置，用于利用该过取样接收信号与经估算的该过取样信道响应，量化该接收信号中的该噪声。

11.一种估算接收信号的装置，该接收信号是通过一实体信道而取得且包含一领航信道和一噪声，该装置包含：

一估算装置，用于依据该接收信号的过取样版本，对该实体信道估算一过取样响应；以及

一推导装置，用于利用该过取样接收信号与该过取样估算信道响应，推导该领航信道能量与整个该接收信号能量的关系。

12.一种推导滤波器系数的装置，用于一均衡器中，该均衡器是作用于一经实体信道而取得且包含一领航信道的接收信号，该方法包含：

一估算装置，用于依据该接收信号的过取样版本，对该实体信道估算一过取样响应；以及

一推导装置，用于利用该过取样接收信号与该过取样估算信道响应，推导滤波器系数。

13.根据权利要求10至12之任一项所述的装置，其特征在于，在接收信号中的该过取样版本及该过取样信道响应至少部分时间性取样。

14.根据权利要求10至13之任一项所述的装置，其特征在于，在接收信号中的该过取样版本及该过取样信道响应至少部分空间性取样，是通过接收分集所获得。

15.根据权利要求10至14之任一项所述的装置，其特征在于，该接收信号利用一传输分集机制，其影响已被考虑。

16.根据权利要求10至15之任一项所述的装置，其特征在于，该估算装置被限制于一时间窗口中，在该接收信号的过取样版本。

17.根据权利要求10至16之任一项所述的装置，该装置更包含一计算装置，用于利用该接收信号的过取样版本与该过取样评估信道响应的数值，计算链接该接收信号的噪声及该领航信道的能量的联立方程式的一解，其该领航信道的能量与该接收信号的全部能量有关。

18.根据权利要求17所述的装置，其特征在于，该装置还包含一过滤装置，用于过滤由该解产生的噪声值及相关领航信道能量值。

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