CN101610103A - 一种信道估计方法、装置和系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种信道估计方法、装置和系统，本发明实施例提供的方法，包括：接收终端反馈的误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；根据所述误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。在本发明实施例提供的信道估计方法、装置和系统中，通过减少终端反馈的误差信号的数据，加快了信道估计的收敛速度。

Description

一种信道估计方法、装置和系统

技术领域

本发明实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种信道估计方法、装置和系统。

背景技术

不同种类的数字用户线路(X Digital Subscriber Line，XDSL)技术是一种在电话双绞线，即无屏蔽双绞线(Unshielded Twist Pair，UTP)传输的高速数据传输技术，除了基带传输的数字用户线路(Digital Subscriber Line，DSL)外，通带传输的xDSL利用频分复用技术使得xDSL与传统电话业务(POTS)共存于同一对双绞线上，其中xDSL占据高频段，POTS占用4KHz以下基带部分，POTS信号与xDSL信号通过分离器分离，通带传输的xDSL采用离散多音频调制(DMT)。

随着xDSL技术使用频带的提高，串扰(Crosstalk)尤其是高频段的串扰问题表现得日益突出，由于xDSL上下行信道采用频分复用，近端串扰(NEXT)对系统的性能产生的危害不太大；但远端串扰(FEXT)会严重影响线路的传输性能；当一捆电缆内有多路用户都要求开通xDSL业务时，会因为远端串扰(FEXT)使一些线路速率低、性能不稳定、甚至不能开通等，最终导致DSL接入复用器(DSLAM)的出线率比较低。

目前，向量DSL(vectored-DSL)技术主要是利用在DSLAM端进行联合收发的可能性，使用信号处理的方法来抵消FEXT的干扰，最终使每一路信号中不存在FEXT干扰，如图1所示，为现有DSLAM同步发送信号的结构示意图；如图2所示，为现有DSLAM同步接收信号的结构示意图。

将图1、图2所示的共享信道H在频率域可以表示为矩阵形式：

其中，H_ij ^k(1≤i≤N，1≤j≤N)表示线对j对线对i在第k个tone上的串扰信道传递函数，H_ii ^k(1≤i≤N)表示线对i在第k个tone上的直接信道传递函数，N为线对数，即用户数。那么H是一个N×N的信道传输矩阵。为方便起见，在后面的表述中忽略上标k。又分别设X是一个N×1的信道输入向量，Y是一个N×1的信道输出向量，N是一个N×1的信道噪声向量。最终，把信道传输方程表达为如下形式：

Y＝HX+N

对于上行，在局端(Central Office，CO)做信号的联合接收处理，在接收端引入一个串扰抵消器W，接收到的信号为：

$\tilde{Y}=\mathrm{WY}=\mathrm{WHX}+\mathrm{WN}$

若串扰消除器能使得WH为一对角矩阵，串扰可以得到消除。

对于下行，在CO端做信号的联合发送处理，在CO端引入一个预编码器P，那么接收端接收到的信号为：

$\tilde{Y}=\mathrm{HPX}+N$

当串扰预编码器能使得HP为一对角矩阵，串扰可以得到消除。

计算串扰消除器和串扰预编码器的方法包括一阶逼近等方法，这些方法都需要根据信道传输矩阵来进行计算。因此为了消除串扰，必须先对串扰信道进行估计，获得信道传输矩阵。

对于上行，串扰信道在CO端进行估计，较容易实现。对于下行，由于只在CO端进行联合处理，下行串扰信道还是需要在CO端进行估计，因此需要终端配合反馈误差信号至CO端。CO端利用终端反馈的误差信号估计出串扰信道，然后根据得到的串扰信道计算出预编码器。由于反馈信道利用上行信道进行误差信号的反馈，因此占用了一定的上行信道容量。信道估计的收敛速度依赖于反馈信道的容量和反馈的误差信号的数据。

发明内容

本发明实施例提供了一种信道估计方法、装置及系统，通过减少终端反馈的误差信号的数据来加快信道估计的收敛速度。

本发明实施例提供了一种信道估计的方法，该方法包括：

接收终端反馈的误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；

根据所述误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；

对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

本发明实施例还提供了一种信道估计的装置，包括：

接收单元，用于接收终端反馈的误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；

第一信道获取单元，用于根据接收单元所接收的误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；

第二信道获取单元，用于对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

本发明实施例还提供了一种数字用户线系统，包括终端和接入设备，

所述终端，用于向接入设备反馈误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；

所述接入设备，用于接收终端反馈的误差信号，根据所接收的误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

本发明实施例提供的信道估计方法、装置和系统，通过减少终端反馈的误差信号的数据，加快信道估计的收敛速度。

附图说明

图1为现有DSLAM同步发送信号的结构示意图；

图2为现有DSLAM同步接收信号的结构示意图；

图3为本发明实施例提供的信道估计方法流程图；

图4为本发明实施例提供的用插值方法一得到的信道幅度、相位以及误差曲线图；

图5为本发明实施例提供的用插值方法二得到的信道幅度、相位以及误差曲线图；

图6为本发明实施例提供的信道估计装置示意图；

图7为本发明实施例提供的DSLAM结构示意图。

具体实施方式

为了加快信道估计的收敛速度，可以通过增大反馈信道的信道容量实现，也可以通过减少终端CPE反馈的误差信号的数据实现。增大反馈信道的信道容量会带来较大的开销，降低数据传输效率，带来一定的损失。本发明实施例通过降低终端反馈的误差信号的数据，来进行信道估计。

如图3所示，本发明实施例提供的信道估计方法，包括下列步骤：

S301：接收终端反馈的误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；

S302：根据所述误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；

S303：对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

下面结合附图对本发明实施例提供的信道估计方法进行详细描述：

S301：接收终端反馈的误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号。

下行频带被分成多个子载波，邻近子载波(tone)的信道特性比较接近，利用这一特性，可以在进行信道估计时不对每个tone的信道都进行估计，而对其中的一部分tone，即至少两个tone的信道进行估计，其中，tone的信道包括幅度和相位信息。

例如，对于VDSL2(Very High Speed Digital Subscriber Line 2，第二代甚高速数字用户环路)，假设下行频带DS1为f₁～f₂，DS2为f₃～f₄，子载波间隔为Δf。下行tone为第k₁个tone～第k₂个tone，以及第k₃个tone～第k₄个tone。

首先，选择用于反馈误差信号的tone，其中，可以由终端来选择用于反馈的误差信号，也可以由发送端来选择用于反馈的误差信号。这里选择每隔M-1个tone(即每M个tone)反馈误差信号进行信道估计，即第k₁+M×(i-1)个tone(

)以及第k₃+M×(i-1)个tone(

)。

表示向下取整。

S302：根据S301中终端反馈的误差信号，获得所述至少两个子载波的信道。

其中，获取子载波信道可以采用基于正交序列的方法来计算信道，当然不局限于该方法。下面以基于正交序列的方法为例进行说明。

反馈的误差信号的实部和虚部分别由两个正交序列调制，为

u_n(λ)＝Re{u₀}S1_n(λ)+jIm{u₀}S2_n(λ)

不同线路的正交序列两两正交，实部与虚部的正交序列也两两正交，即

假设归一化的信道 ${\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{nm}}=\frac{H_{\mathrm{nm}}}{H_{\mathrm{nn}}}=a_m+{\mathrm{jb}}_m,(m\≠n,m=\mathrm{1,2},...,N),$ 得出判决误差为

$e_n\left(\mathrm{\λ}\right)=\underset{\underset{m\≠n}{m=1}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{nm}}{u}_m\left(\mathrm{\λ}\right)$

$=\underset{\underset{m\≠n}{m=1}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(a_m+{\mathrm{jb}}_m)\left[\mathrm{Re}\right\{u_0\}{S1}_m\left(\mathrm{\λ}\right)+\mathrm{jIm}\{u_0\left\}{S2}_m\left(\mathrm{\λ}\right)\right]$

$=\underset{\underset{m\≠n}{m=1}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[\left(a_m\mathrm{Re}\right\{u_0\}{S1}_m\left(\mathrm{\λ}\right)-b_m\mathrm{Im}\{u_0\left\}{S2}_m\left(\mathrm{\λ}\right)\right)+j\left(a_m\mathrm{Im}\right\{u_0\}{S2}_m\left(\mathrm{\λ}\right)+b_m\mathrm{Re}\{u_0\left\}{S1}_m\left(\mathrm{\λ}\right)\right)]$

通过误差信号的实部或者虚部就可以求出信道，如果反馈的是误差信号的实部：

$\mathrm{Re}\left\{e_n\left(\mathrm{\λ}\right)\right\}=\underset{\underset{m\≠n}{m=1}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_m\mathrm{Re}\right\{u_0\}{S1}_m\left(\mathrm{\λ}\right)-b_m\mathrm{Im}\{u_0\left\}{S2}_m\left(\mathrm{\λ}\right)\right]$

那么根据误差信号的实部，计算用户i对用户n的信道实部为

$\underset{\mathrm{\λ}=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{e_n\left(\mathrm{\λ}\right)\right\}\·{S1}_i\left(\mathrm{\λ}\right)=\underset{\mathrm{\λ}=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\underset{m\≠n,i}{m=1}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\mathrm{Re}\left\{u_0\right\}{S1}_m\left(\mathrm{\λ}\right)\·{S1}_i\left(\mathrm{\λ}\right)-\underset{\underset{m\≠n}{m=1}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\mathrm{Im}\left\{u_0\right\}{S2}_m\left(\mathrm{\λ}\right)\·{S1}_i\left(\mathrm{\λ}\right)$

$+\underset{\mathrm{\λ}=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\mathrm{Re}\left\{u_0\right\}{S1}_i\left(\mathrm{\λ}\right)\·{S1}_i\left(\mathrm{\λ}\right)$

$=a_i\mathrm{Re}\left\{u_0\right\}$

得出归一化的信道的实部为

$a_i=\frac{\underset{\mathrm{\λ}=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{e_n\left(\mathrm{\λ}\right)\right\}\·{S1}_i\left(\mathrm{\λ}\right)}{\mathrm{Re}\left\{u_0\right\}}$

同理可以求出用户i对用户n的归一化信道的虚部为

$b_i=-\frac{\underset{\mathrm{\λ}=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{e_n\left(\mathrm{\λ}\right)\right\}\·{S2}_i\left(\mathrm{\λ}\right)}{\mathrm{Im}\left\{u_0\right\}}$

从而得到归一化的信道。

同样的，如果反馈的是误差信号的虚部，那么也可以计算出归一化的信道。

S303：对S302中所获得的至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

具体的，可以采用内插函数计算出其余tone的信道。内插函数可以采用线性内插函数、高斯内插函数等内插函数，但不局限于上述两种内插函数。进行插值有两种方法：

插值方法一、对S302中获得的至少两个子载波的信道进行插值，从而获得所有tone的信道。如果采用线性内插函数，得出：

式中，m＝1，…，M-1。

插值方法二、对步骤S302中获得的至少两个子载波的信道的幅度和相位信息分别进行插值，得到下行频带中其余tone的幅度和相位，从而获得所有tone的信道。如果采用线性内插函数，得出幅度为：

式中，

表示第i个tone的信道幅度，m＝1，…，M-1。

相位为：

式中，

表示第i个tone的信道相位，m＝1，…，M-1。

最后，根据计算出的信道幅度和相位值，得出所有tone的信道。

$\hat{H}\left(i\right)=\left|\hat{H}\left(i\right)\right|\exp \left(j\widehat{\mathrm{\Φ}}\left(i\right)\right),i=k_1,...k_2,k_3,...,k_4$

下面结合实例对本发明实施例所提供的方法进行仿真。以VDSL2，线长为300m，耦合长度也为300m的串扰信道进行仿真。采用的内插函数是线性内插函数。串扰信道是实测数据。下行频带DS1为276kHz～3.75MHz，DS2为5.2MHz～8.5MHz，子载波间隔为4.3125kHz。下行tone为第64个tone～第870个tone，以及第1205个tone～第1970个tone。

图4是以M＝2的情况进行仿真，实际信道和利用插值方法一估算得出的信道幅度、相位以及误差曲线图。图4中，信道幅度表示串扰信道的幅度信息，点划线

是实际测量的信道的幅度，虚线

是采用本发明实施例计算出的串扰信道幅度；信道相位表示串扰信道的相位信息，是实际测量的信道的相位，

是采用本发明实施例计算出的串扰信道幅度。从图4中可以看出，采用本发明实施例计算得出的信道幅度和相位与实际测量的信道幅度和相位基本一样。在图4中还给出了实际信道与采用本发明实施例计算得出的信道之间的误差曲线，同样可以看出相对误差在2e-3以下。将所有子载波的相对误差取平均得出平均相对误差为4.2757e-004。

图5是以M＝2的情况进行仿真，实际信道和利用插值方法二估算得出的信道幅度、相位以及误差曲线图。图5中，信道幅度表示串扰信道的幅度信息，

是实测信道的幅度，

是采用本发明实施例计算出的串扰信道幅度；信道相位表示串扰信道的相位信息，

是实测信道的相位，

是采用本发明实施例计算出的串扰信道幅度。从图5中可以看出，采用本发明实施例计算得出的信道幅度和相位与实际测量的信道幅度和相位基本一样。在图中还给出了实际信道与采用本发明实施例计算得出的信道之间的误差曲线，同样可以看出相对误差在7e-4以下。将所有子载波的相对误差取平均得出平均相对误差为5.4587e-005。

从上面的结果可以看出，在每2个tone反馈误差信号的情况下，带来的误差都是较小的，但其反馈的数据量却减少为原来的1/2，大大降低了反馈数据量，很大程度地提高信道估计算法的收敛速度。

以M＝6的情况进行仿真，实际信道和利用方法一插值估算得到的平均相对误差为0.0050。实际信道和利用插值方法二估算得到的平均相对误差为5.3223e-004。这时，反馈的误差数据量减少为原来的1/6。

本发明实施例的信道可以用来估计串扰信道，也可以用来估计直接信道。

如图6所示，本发明实施例还提供了一种信道估计的装置，该装置包括：

接收单元，用于接收终端反馈的误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；第一信道获取单元，用于根据接收单元所接收的误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；第二信道获取单元，用于对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

具体实施方式如方法实施例中所述，这里不再详细描述。

进一步的，第二信道获取单元包括：插值单元和获取单元。插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道进行插值；获取单元，用于根据插值单元的插值结果得到其余子载波的信道。

进一步的，插值单元包括第一插值单元和第二插值单元。第一插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道的幅度进行插值；第二插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道的相位进行插值。所述获取单元，用于根据第一插值单元得到的幅度值和第二插值单元得到的相位值得到下行频带中其余子载波的信道。

其中，所述的插值方法可以采用线性内插函数、高斯内插函数等内插函数，但不局限于上述两种内插函数。

所述的信道估计的装置可以集成在数字用户线路接入复用器(DigitalSubscriber Liner Access Multiplexer，DSLAM)中。

如图7所示，本发明实施例还提供了一种数字用户线系统，该系统包括终端和接入设备。

所述终端，用于向接入设备反馈误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；

所述接入设备，用于接收终端反馈的误差信号，根据所接收的误差信号，获得至少两个子载波的信道；对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

所述接入设备，包括：接收单元，用于接收终端反馈的误差信号；第一信道获取单元，用于根据接收单元所接收的误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；第二信道获取单元，用于对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

进一步的，第二信道获取单元包括：插值单元和获取单元。插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道进行插值；获取单元，用于根据插值单元的插值结果得到所述其余子载波的信道。

进一步的，插值单元包括第一插值单元和第二插值单元。第一插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道的幅度进行插值；第二插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道的相位进行插值。所述获取单元，用于根据第一插值单元得到的幅度值和第二插值单元得到的相位值得到所述其余子载波的信道。

其中，所述的插值方法可以采用线性内插函数、高斯内插函数等内插函数，但不局限于上述两种内插函数。

所述的接入设备可以是数字用户线接入复用器(DSLAM，DigitalSubscriber Line Access Multiplexer)。

本领域普通技术人员可以理解实现上述方法实施例中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (13)

1、一种信道估计方法，其特征在于，包括：

接收终端反馈的误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；

根据所述误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；

对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对至少两个子载波的信道进行插值具体包括：分别对至少两个子载波的信道幅度和相位进行插值。

3、如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述的插值包括用线性内插函数或高斯内插函数进行插值。

4、一种信道估计的装置，该装置包括：

接收单元，用于接收终端反馈的误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；

第一信道获取单元，用于根据接收单元所接收的误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；

第二信道获取单元，用于对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

5、如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述第二信道获取单元包括插值单元和获取单元；

所述插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道进行插值；

所述获取单元，用于根据插值单元的插值结果得到下行频带中其余子载波的信道。

6、如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述插值单元包括第一插值单元和第二插值单元；

所述第一插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道的幅度进行插值；

所述第二插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道的相位进行插值。

7、如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述获取单元，用于根据第一插值单元得到的幅度值和第二插值单元得到的相位值获得下行频带中其余子载波的信道。

8、如权利要求4至7任一所述的装置，其特征在于，所述装置集成在数字用户线路接入复用器中。

9、一种数字用户线系统，其特征在于，该系统包括终端和接入设备，

所述终端，用于向接入设备反馈误差信号，所述误差信号是下行频带中的至少两个子载波的误差信号；

所述接入设备，用于接收终端反馈的误差信号，根据所接收的误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

10、如权利要求9所述的系统，其特征在于，所述接入设备包括：

接收单元，用于接收终端反馈的误差信号；

第一信道获取单元，用于根据所述接收单元接收的误差信号，获得所述至少两个子载波的信道；

第二信道获取单元，用于对所述至少两个子载波的信道进行插值，获得下行频带中其余子载波的信道。

11、如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述第二信道获取单元包括插值单元和获取单元；

所述插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道进行插值；

所述获取单元，用于根据插值单元的插值结果得到下行频带中其余子载波的信道。

12、如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述插值单元包括第一插值单元和第二插值单元；

所述第一插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道的幅度进行插值；

所述第二插值单元，用于对所述第一信道获取单元获得的至少两个子载波的信道的相位进行插值。

13、如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述获取单元，用于根据第一插值单元得到的幅度值和第二插值单元得到的相位值获得下行频带中其余子载波的信道。

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