CN101604957A - 一种大规模光纤水听器阵列pgc复解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法，步骤如下：数据通过数据输入模块送给混频模块，然后通过滤波降采样模块、附加相位消除模块、微分与交叉相乘模块、积分模块和高通滤波模块，最后通过数据输出模块输出；其中数据输入模块、混频模块、滤波降采样模块在FPGA协处理器中实现，附加相位消除模块、微分与交叉相乘模块、积分模块和高通滤波模块在DSP中完成，FPGA和DSP之间32位外部总线数据通信。本发明的优点在于：利用FPGA数据通过量大、DSP便于进行较复杂的浮点运算的特点，FPGA承担前一部分运算，DSP承担后一部分运算，以有效降低硬件规模及成本。具有低功耗、易复用和模块化的特点，满足大规模水听器阵列解调需要。

Description

一种大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法

技术领域

本发明涉及一种光纤水听器阵列领域，更具体的说，本发明涉及一种适合于大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法。

背景技术

干涉型光纤水听器是上个世纪70年代末开始发展的一种新型水听器。和压电陶瓷水听器相比，光纤水听器具有灵敏度易调整、易阵列复用、基阵抗电磁干扰能力强、构成大规模阵列元器件少等优点，因此，近年来光纤水听器和阵列技术得到了快速发展。

信号解调是光纤水听器及阵列研制及应用中的一个技术关键，PGC解调是一种主要的光纤水听器信号解调方法。PGC解调包括模拟解调和数字解调，对于大规模阵列应用，模拟解调硬件规模大，成本高，调试困难且不易扩展；数字解调易于扩展，采用通用DSP实现时，随着阵列规模增大，输入数据量急剧上升，数据吞吐量成为设计瓶颈，算法效率降低，硬件规模大。

PGC解调运算主要分两大块。一是混频滤波，这部分算法相对简单，但采样率很高，数据量很大。对于光纤水听器阵列，由于电路、光路都会引入相位时延，使混频得到的正交项都会带一个相移引入的幅度项，影响解调质量。为解决此问题，须采用复载波进行混频，滤波运算量增大一倍。另一部分是得到正交项后续的运算，包括载波相移影响消除、归一化处理、微分及交叉相乘等，这部分运算相对复杂，但计算量较小。若二部分运算全部由DSP承担，则运算量较大，对于多阵元大规模阵阵列硬件规模很大。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的缺点和不足，提供一种大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法。

为解决上述技术问题，本发明是提出以下技术方案实现的：这种大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法，步骤如下：数据通过数据输入模块送给混频模块，然后通过滤波降采样模块、附加相位消除模块、微分与交叉相乘模块、积分模块和高通滤波模块，最后通过数据输出模块输出；其中数据输入模块、混频模块、滤波降采样模块在FPGA协处理器中实现，附加相位消除模块、微分与交叉相乘模块、积分模块和高通滤波模块在DSP中完成，FPGA和DSP之间32位外部总线数据通信。

所述的数据输入模块包括接口协议模块、缓存模块和数据分发模块，数据通过8bit高速LVDS总线协议输入，采用FIFO将缓存数据，每批数据为64个16位精度数据，即每个阵元一个数据点，然后通过数据分发模块送给混频模块。

所述的混频模块包括硬件乘法器模块和载波发生模块，载波发生模块采用数据驱动的方式和输入信号同步产生所需的载波信号cosωt、sinωt、cos2ωt、sin2ωt，通过一个有符号硬件乘法器模块完成混频运算，混频运算采用了PGC正交混频算法，水听器信号和载波的正弦、余弦、两倍正弦和两倍余弦相乘，通过低通滤波后得到4个正交项，求解载波初相位，解调出外界信号。

所述的混频运算采用PGC正交混频算法，光纤水听器输入信号为

V＝A+Bcos(Ccos(ω_c.t)+Dcos(ω_h.t)+φ_n+φ₀)    (1)

其中，A为输出信号直流分量，B为输出信号的交流分量幅度，C为外加载波引起的相移幅度，ω_c为载波圆频率，D为声信号引起的相移幅度，ω_h为声信号圆频率，φ_n为外界环境干扰引起的相移，φ₀为参考臂和传感臂的初始相位差，水听器制作参数确立后，是一个常数，令

采用数据驱动的方式，在解调板内本地产生

cos(ω_c.t+ω₀)      (2)

sin(ω_c.t+ω₀)      (3)

sin(2ω_c.t+2ω₀)    (4)

cos(2ω_c.t+2ω₀)    (5)

(1)式和(2)、(3)、(4)、(5)式分别相乘，在通过低通滤波，得到：

设定一个角度ω₁，在0～pi内以一定步长进行搜索。同时进行以下运算：

E1求能量，可看出在ω₁＝ω₀或ω₀-ω₁＝±pi的情况下，E1能量达到最大值，假设此时的ω₁角度值为ω_p。

由以上两项进行微分、交叉相乘，积分和高通滤波运算，解调出外界信号。

所述FPGA和DSP数据通信模块采用双口RAM实现，采用乒乓操作，当FPGA写高位地址空间时，DSP读取低位地址空间的数据，当FPGA写低位地址空间时，DSP读取高位地址空间的数据，通过FLAG标志位指示当前FPGA操作地址，DSP采用DMA方式读取数据。

本发明的优点在于：利用FPGA数据通过量大、DSP便于进行较复杂的浮点运算的特点，设计FPGA与DSP混合处理板以及软件，其中，FPGA承担前一部分运算，DSP承担后一部分运算，以有效降低硬件规模及成本。具有低功耗、易复用和模块化的特点，满足大规模水听器阵列解调需要。

附图说明

图1本发明的系统框图；

图2数据流程示意图；

图3是四通道滤波器输入RAM存储结构；

图4滤波器结构框图；

图5DSP算法流程图；

图6输入560Hz仿真信号，1#，17#，33#，49#通道解调输出谱级示意图。

具体实施方式

下面以64元光纤水听器阵列PGC复解调为例，结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述。

图1是PGC正交混频解调算法系统框图，包括：数据输入模块、混频模块、滤波降采样模块、附加相位消除模块、微分与交叉相乘模块、积分模块和高通滤波模块和数据输出模块。其中数据输入模块、混频模块、滤波降采样模块在FPGA协处理器中实现，附加相位消除模块、微分与交叉相乘模块、积分模块和高通模块在DSP中完成。FPGA和DSP数据通信采用32位外部总线，在FPGA内实现了总线接口模块，如图2所示。

在实施实例中采用4片EP2C50F484I7芯片完成协处理运算，每片FPGA完成16个阵元的数据接收、混频、滤波降采样运算。低通滤波器采用128阶blackman滤波器。DSP采用ADSP-TS203SABP浮点处理器芯片。

数据输入模块包括接口协议模块、缓存模块和数据分发模块。数据通过8bit高速LVDS总线协议输入，采用FIFO将缓存数据，每批数据为64个16位精度数据，即每个阵元一个数据点，然后通过数据分发模块送给混频模块。

混频模块包括硬件乘法器模块和载波发生模块。载波发生模块采用数据驱动的方式和输入信号同步产生所需的16bit精度载波信号cosωt、sinωt、cos2ωt、sin2ωt，通过一个16×16有符号硬件乘法器模块完成混频运算。

所述的混频运算采用PGC正交混频算法，光纤水听器输入信号为

V＝A+Bcos(Ccos(ω_c.t)+Dcos(ω_h.t)+φ_n+φ₀)    (1)

其中，A为输出信号直流分量，B为输出信号的交流分量幅度，C为外加载波引起的相移幅度，ω_c为载波圆频率，D为声信号引起的相移幅度，ω_h为声信号圆频率，φ_n为外界环境干扰引起的相移，φ₀为参考臂和传感臂的初始相位差，水听器制作参数确立后，是一个常数，令

采用数据驱动的方式，在解调板内本地产生

cos(ω_c.t+ω₀)      (2)

sin(ω_c.t+ω₀)      (3)

sin(2ω_c.t+2ω₀)    (4)

cos(2ω_c.t+2ω₀)    (5)

(1)式和(2)、(3)、(4)、(5)式分别相乘，在通过低通滤波，得到：

设定一个角度ω₁，在0～pi内以一定步长进行搜索。同时进行以下运算：

E1求能量，可看出在ω₁＝ω₀或ω₀-ω₁＝±pi的情况下，E1能量达到最大值，假设此时的ω₁角度值为ω_p。

由以上两项进行微分、交叉相乘，积分和高通滤波运算，解调出外界信号。

滤波降采样模块包括低通滤波器模块和降采样模块。低通滤波器模块采用串行分布式设计，如图3所示，包括：控制逻辑、输入数据缓存、DA查找表、加法器树、移位寄存器、累加器和符号调整逻辑。滤波器有4个输入通道，输入数据位宽为32bit，每33个时钟周期完成一个通道的一次滤波，四通道一次滤波总共需要132个时钟周期。输入数据缓存采用四块M4K RAM块，配置为128×36bit。DA查找表根据实际滤波器系数构建，采用4输入查找表结构。加法器树采用流水线结构，采用16个17bit有符号加法器、8个18bit有符号加法器、4个19bit有符号加法器。2个20bit有符号加法器和1个21位有符号加法器构成。降采样模块采用使用计数器和抽取寄存器构成。

FPGA和DSP数据通信模块采用双口RAM实现，采用乒乓操作，当FPGA写高位地址空间时，DSP读取低位地址空间的数据，当FPGA写低位地址空间时，DSP读取高位地址空间的数据，通过FLAG标志位指示当前FPGA操作地址，DSP采用DMA方式读取数据。

DSP依次读取64个阵元的预处理后的数据，通过附加相位消除、微分与交叉相乘、积分和高通滤波运算，解调出声信号，然后将解调结果通过抗混滤波、降采样输出。

图4描述了DSP内程序流程：

①上电初时化完成SDRCON、SYSCON寄存器配置，设置外部总线流水深度、中断入口、初始解调通道和标志寄存器；

②读取数据循环判定64通道初始相位w_p象限；

③计算初始相位w_p及其两倍值的正弦和余弦值，进入主循环；

④等待数据准备好，n＝0

⑤读取n号阵元的数据，完成解调处理

⑥阵元号n+1，跳转至⑤，直到完成64路解调；

⑦将解调结果抗混滤波、降采样，输出解调结果，累积到128点再输出，提高算法效率；

⑧运行到④。

数据输出模块采用FPGA桥接，桥接FPGA主要包括一下模块：DSP数据通信接口模块、DM9000A数据通信接口模块、PCI9054本地总线接口模块。解调结果可以通过10M/100M以太网和32bit 33MHz PCI总线上传给上位机。

在试验中，64元光纤水听器阵列PGC复解调模块能够稳定可靠的工作，图5给出输入560Hz仿真信号时，1#，17#，33#，49#通道解调输出谱级。

以上对本发明的描述不具有限制性，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明权利要求的保护的情况，作出本发明的其它结构变形和实施方式，均属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1、一种大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法，其特征在于：该方法步骤如下：数据通过数据输入模块送给混频模块，然后通过滤波降采样模块、附加相位消除模块、微分与交叉相乘模块、积分模块和高通滤波模块，最后通过数据输出模块输出；其中数据输入模块、混频模块、滤波降采样模块在FPGA协处理器中实现，附加相位消除模块、微分与交叉相乘模块、积分模块和高通滤波模块在DSP中完成，FPGA和DSP之间32位外部总线数据通信。

2、根据权利要求1所述的大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法，其特征在于：所述的数据输入模块包括接口协议模块、缓存模块和数据分发模块，数据通过8bit高速LVDS总线协议输入，采用FIFO将缓存数据，每批数据为64个16位精度数据，即每个阵元一个数据点，然后通过数据分发模块送给混频模块。

3、根据权利要求1所述的大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法，其特征在于：所述的混频模块包括硬件乘法器模块和载波发生模块，载波发生模块采用数据驱动的方式和输入信号同步产生所需的载波信号cosωt、sinωt、cos2ωt、sin2ωt，通过一个有符号硬件乘法器模块完成混频运算，混频运算采用了PGC正交混频算法，水听器信号和载波的正弦、余弦、两倍正弦和两倍余弦相乘，通过低通滤波后得到4个正交项，求解载波初相位，解调出外界信号。

4、根据权利要求3所述的大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法，其特征在于：所述的混频运算采用PGC正交混频算法，光纤水听器输入信号为

V＝A+Bcos(Ccos(ω_c.t)+Dcos(ω_h.t)+φ_n+φ₀)    (1)

其中，A为输出信号直流分量，B为输出信号的交流分量幅度，C为外加载波引起的相移幅度，ω_c为载波圆频率，D为声信号引起的相移幅度，ω_h为声信号圆频率，φ_n为外界环境干扰引起的相移，φ₀为参考臂和传感臂的初始相位差，水听器制作参数确立后，是一个常数，令

采用数据驱动的方式，在解调板内本地产生

cos(ω_c.t+ω₀)          (2)

sin(ω_c.t+ω₀)          (3)

sin(2ω_c.t+2ω₀)        (4)

cos(2ω_c.t+2ω₀)        (5)

(1)式和(2)、(3)、(4)、(5)式分别相乘，在通过低通滤波，得到：

设定一个角度ω₁，在0～pi内以一定步长进行搜索。同时进行以下运算：

E1求能量，可看出在ω₁＝ω₀或ω₀-ω₁＝±pi的情况下，E1能量达到最大值，假设此时的ω₁角度值为ω_p。

由以上两项进行微分、交叉相乘，积分和高通滤波运算，解调出外界信号。

5、根据权利要求1所述的大规模光纤水听器阵列PGC复解调方法，其特征在于：FPGA和DSP数据通信模块采用双口RAM实现，采用乒乓操作，当FPGA写高位地址空间时，DSP读取低位地址空间的数据，当FPGA写低位地址空间时，DSP读取高位地址空间的数据，通过FLAG标志位指示当前FPGA操作地址，DSP采用DMA方式读取数据。

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