CN101569096A - 双频匹配电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供双频匹配电路。令输入端子(2)、元件(4a、4b、4c、4d)、和负载(5)的连接方式为适用于计算器、数字表等的数字显示的“7段显示器”状。即，将7段显示器的在横方向上延伸的3段中的位于最上部和最下部的段分配给输入端子(2)，将负载(5)分配给剩下的一个在横方向上延伸的段，剩余的纵方向的4段相当于元件(4a、4b、4c、4d)。元件(4a、4b、4c、4d)分别是具有4.030nH的电感的电感器、具有11.208nH的电感的电感器、具有2.497nH的电感的电感器、具有2.233pF的电容的电容器。采用该电路结构，元件总数减少为4，由此，能够实现低损失性，此外，通过从构成电路中排除共振电路并缩小梯形电路的规模，相对于负载(5)的阻抗变动能够进行高稳定的阻抗匹配。

Description

双频匹配电路

技术领域

本发明涉及双频匹配电路，其被插入装载在便携式终端上的天线与高频电路之间，且在所期望的2个频带，在上述天线与上述高频电路之间进行阻抗匹配。

背景技术

现在，便携式电话服务正在急剧地普及，为了响应对于更高的移动性的实现和更灵活的通信服务的强烈的要求，在一个便携式终端中实现便携式终端的小型化和在不同的利用频带运用的多个通信系统的使用(多频带化)这2点成为开发便携式终端时的一个技术目标。该目标也保持传承到作为电波的输出输入接口必不可少的器件即天线，希望开发小型且能够在多个频带下动作的所谓的多频带天线。

在实际的便携式终端的开发中，因为仅通过天线的优化难以在期望的多个频带下实现良好的天线特性，所以多通过在天线与高频电路之间插入适当的匹配电路而实现最终的频率调整与高频电路的良好的阻抗匹配。现在，各种便携式电话服务的利用频带存在于800～900MHz带和1.5～2GHz带这2个频带，为了实现便携式终端的多频带化，天线必须在这2个频带下进行动作。但是，因为两频带较大地分离，所以利用通常的单频匹配电路难以实现在两个频带的自由的匹配调整，因此为了实现上述目标，优选应用能够在各个频带独立地匹配的双频匹配电路。

在上述背景下，作为应用至今的现有的双频匹配电路，存在使用梯形电路的方式，其中，该梯形电路使用多个单频匹配电路和多个共振电路构成(例如，参照专利文献1和专利文献2)。图11是表示上述专利文献1中记载的现有的双频匹配电路的电路结构的电路框图。

在图11中，输出端子102的阻抗(或1端子S参数)的频率特性已知，负载101在上述的状况下相当于天线。而且，负载101经由第一匹配电路103、第二匹配电路104、和第三匹配电路105构成的现有的双频匹配电路108与电源107连接。其中，如图中的框图所示，各匹配电路103、104、105是由电感器和电容器构成的并联共振电路或串联共振电路。

图11中记载的现有的双频匹配电路108在期望的2个频带中，以使得输出端子102处的负载101的阻抗与输入端子106处的电源107的阻抗值变得相等的方式，作为阻抗变换器进行动作。因此，在该2个频带下，从电源107供给的电力不受到反射衰减地高效率地被供给到负载101。

但是，在将各匹配电路103、104、105看作一个电路框的情况下，图11记载的现有的双频匹配电路108，如图13(表示在现有的双频匹配电路中使用的梯形电路的电路结构的电路框图)所示，形成使图12(表示在非专利文献1中记载的2种基础的单频匹配电路的电路结构的电路框图)所示的基本的2种单频匹配电路121a、121b(例如，参照非专利文献1)梯状结合的电路结构(梯形电路131)。其中，梯形电路131是在各种滤波器中常用的电路结构。

因为现有的双频匹配电路108的作用与在期望的2个频带将高频信号从输入端子106无反射衰减地传输至负载101的情况等价，因此，通过应用图13所示的梯形电路131，双频匹配电路的设计与期望的双频带为通过带的带通滤波器的设计同义。因此，在进行现有的双频匹配电路108的设计时，能够适当地应用现有的滤波器设计法，上述现有的结构具有不依赖于负载101的阻抗的频率特性、且能够比较自由地在期望的双频带获得与输入端子106匹配的优点。

专利文献1：日本特开2004-242269号公报(第18页，图1)

专利文献2：日本特开2006-325153号公报(第14页，图1)

非专利文献1：Robert E.Collin著，-An IEEE press classic reissue-Foundations for microwave engineering(second edition，IEEE press serieson electromagnetic wave theory)，A John Wiley & Sons，Inc.，publication，ISBN 0-7803-6031-1(323页，Figure 5.17)

发明内容

但是，在上述现有的结构中具有以下2个问题。

第一个问题是难以降低在双频匹配电路中产生的损失这点。为了提高便携式电话服务的品质，必须要提高便携式终端的收发信号的品质。因为主要通过降低在天线与高频电路之间产生的电力损失实现收发信号品质的提高，所以优选尽可能地降低插入其中的双频匹配电路的损失。上述现有的结构因为作为构成要素需要非常多的元件(电感器、电容器)且必须使用多个共振电路，所以具有涉及降低损失的问题。

第二个问题是难以实现相对于负载101的阻抗变动的匹配特性的稳定性这点。通常，便携式终端在使用时手、头部接近天线，因此天线的阻抗的频率特性根据使用状况而变动。因此，为了确保稳定的收发信号品质，必须确保相对于天线的阻抗变动的匹配特性的稳定性。但是，在上述现有的结构中，因为多使用电特性(2端子S参数)的频率变动急剧的共振电路，所以对于负载101的阻抗变动，其匹配特性容易受到影响。进一步，因为在梯形电路131中，各单频匹配电路(参照图12)121a、121b中均进行阻抗变换，所以梯形电路自身对于负载101的阻抗变动也敏感。从以上的观点出发，上述现有的结构具有关于稳定性的问题。

本发明是为了解决上述现有的问题而提出的，其目的在于提供一种低损失且相对于负载的阻抗变动较稳定的双频匹配电路。

本发明的双频匹配电路包括：从具有50Ω的阻抗的高频电路接收具有0.85GHz的频率的第一高频信号和具有1.55GHz的频率的第二高频信号的第一和第二输入端子；与天线连接的第一和第二输出端子；和连接在上述输入端子与上述输出端子之间的电路元件组，该电路元件组具有第一、第二、第三和第四元件，上述第一元件和上述第四元件在上述第一输入端子与上述第二输入端子之间串联连接，并且上述第二元件和上述第三元件在上述第一输入端子与上述第二输入端子之间串联连接，上述第一输出端子与上述第一元件和上述第四元件之间的连接点连接，上述第二输出端子与上述第二元件和上述第三元件之间的连接点连接，上述第一元件是具有4.030nH的电感的电感器，上述第二元件是具有11.208nH的电感的电感器，上述第三元件是具有2.497nH的电感的电感器，上述第四元件是具有2.233pF的电容的电容器。

在优选实施方式中，上述天线的阻抗在0.85GHz的频率下是66.7-31.9iΩ(i是虚数单位)，在1.55GHz的频率下是43.5-19.2iΩ(i是虚数单位)。

在优选实施方式中，上述天线是安装在便携式终端上的反F天线。

发明的效果

因此，利用本发明的双频匹配电路，能够大幅改善上述的2个技术上的问题(低损失化和匹配特性的高稳定化)。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的双频匹配电路的电路结构的电路框图。

图2是用于说明本发明的实施方式1的双频匹配电路的元件常数的决定法的符号等的规则图。

图3(a)是表示将构成本发明的实施方式1的双频匹配电路的、作为电感器的一个构成元件展开成由多个电感器构成的电路的方法的电路图。图3(b)是表示将构成本发明的实施方式1的双频匹配电路的、作为电容器的一个构成元件展开成由多个电容器构成的电路的方法的电路图。

图4(a)是表示本发明的实施方式1的实施例中的装载有天线的便携式终端的解析模型的尺寸的立体图(表示解析模型的整体尺寸的立体图)。图4(b)是表示本发明的实施方式1的实施例中的装载有天线的便携式终端的解析模型的尺寸的立体图(表示天线部的详细尺寸的立体图)。

图5(a)是表示本发明的实施方式1的实施例中的、图4所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图(反射驻波比的频率特性图)，图5(b)是表示本发明的实施方式1的实施例中的、图4所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图(1端子S参数的史密斯圆图(Smith Chart))。

图6是表示本发明的实施方式1的实施例中的、相对于图4所示的解析模型设计的本发明的双频匹配电路的元件常数表的图。

图7是表示本发明的实施方式1的实施例中的、插入图4的解析模型的模型化的手的尺寸与其插入位置的立体图。

图8是表示本发明的实施方式1的实施例中的、在图6中设计的本发明的双频匹配电路的手接近时的匹配频带的变化率的特性表的图。

图9(a)是使用现有技术构成的双频匹配电路的框图(以图12(a)所示的非专利文献1记载的单频匹配电路为基础获得的双频匹配电路的框图)，图9(b)是使用现有技术构成的双频匹配电路的框图(以图12(b)所示的非专利文献1记载的单频匹配电路为基础获得的双频匹配电路的框图)。

图10(a)表示使用现有技术构成的双频匹配电路的元件结构、元件常数、和手接近时的匹配频带的频带变化率无解。图10(b)是表示特性表的图，该特性表表示使用现有技术构成的双频匹配电路的元件结构、元件常数、和手接近时的匹配频带的频带变化率(针对图9(b)所示的电路框图计算所得的特性表)。

图11是表示现有的双频匹配电路的电路结构的电路框图。

图12(a)和(b)是表示非专利文献1记载的2种基础的单频匹配电路的电路结构的电路框图。

图13是表示在现有的双频匹配电路中使用的梯形电路的电路结构的电路框图。

图14是表示本发明的实施方式1的实施例2中的天线部的详细尺寸的立体图(天线共振频率：0.85GHz，1.55GHz)。

图15是表示本发明的实施方式1的实施例2中的天线部的详细尺寸的立体图(天线共振频率：0.85GHz，1.7GHz)。

图16是表示本发明的实施方式1的实施例2中的天线部的详细尺寸的立体图(天线共振频率：0.85GHz，2.05GHz)。

图17(a)是表示本发明的实施方式1的实施例2中的、图14所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图(反射驻波比的频率特性图)，图17(b)是表示本发明的实施方式1的实施例2中的、图14所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图(1端子S参数史密斯圆图)。

图18(a)是表示本发明的实施方式1的实施例2中的、图15所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图(反射驻波比的频率特性图)，图18(b)是表示本发明的实施方式1的实施例2中的、图15所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图(1端子S参数史密斯圆图)。

图19(a)是表示本发明的实施方式1的实施例2中的、图16所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图(反射驻波比的频率特性图)，图i9(b)是表示本发明的实施方式1的实施例2中的、图16所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图(1端子S参数史密斯圆图)。

图20表示本发明的实施方式1的实施例2中的、相对于图14所示的解析模型设计的本发明的双频匹配电路的元件结构、常数表的图。

图21表示本发明的实施方式1的实施例2中的、相对于图15所示的解析模型设计的本发明的双频匹配电路的元件结构、常数表的图。

图22表示本发明的实施方式1的实施例2中的、相对于图16所示的解析模型设计的本发明的双频匹配电路的元件结构、常数表的图。

符号的说明

1本发明的双频匹配电路

2输入端子

3输出端子

4a、4b、4c、4d元件

5负载

6天线

7便携式终端框体

8模型化的手

101负载

102输出端子

103第一匹配电路

104第二匹配电路

105第三匹配电路

106输入端子

107电源

108现有的双频匹配电路

121a、121b单频匹配电路

131梯形电路

f频率

α1(f)元件4a的阻抗的实部

α2(f)元件4b的阻抗的实部

α3(f)元件4c的阻抗的实部

α4(f)元件4d的阻抗的实部

Zr(f)负载5的阻抗的实部

Zi(f)负载5的阻抗的虚部

Z0与输入端子2连接的高频电路的阻抗

Lj  αj(f)(j＝1、2、3、4)是电感器时的电感值

Cj  αj(f)(j＝1、2、3、4)是电容器时的电容值

A(f)、B(f)、C(f)、D(f)(公式2)的从上起由3～6式定义的函数

f1、f2 2个匹配频率

α、β、a、b构成双频匹配电路的集中常数元件的阻抗值的实部，其中，该双频匹配电路是使用图9所示的现有技术构成的。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

(实施方式)

图1是表示本发明的实施方式的双频匹配电路的电路结构的电路框图。如图1所示，本实施方式的双频匹配电路1具备：由第一输入端子2a和第二输入端子2b构成的输入端子2，和由第一输出端子3a和第二输出端子3b构成的输出端子3。在输入端子2连接有高频电路(未图示)，在输出端子3连接有负载5。

本实施方式的双频匹配电路1由4个元件4a、4b、4c、4d构成。元件4a、4b、4c、4d分别是集中常数元件，分别是电感器或电容器中的任一个。而且，元件4a、4b、4c、4d是电感器还是电容器的选择，以及各自的元件常数的具体的值，通过在希望实现匹配的双频带预先求得的负载5的阻抗值和与输入端子2连接的高频电路的阻抗值决定(在后文中说明它们的决定方法)。

输入端子2、元件4a、4b、4c、4d、和负载5的连接方式与应用于计算器、数字表等的数字显示的“7段显示器”为相同的结构。即，在7段显示器的横方向上延伸的3段中的位于最上部和最下部的段相当于输入端子2，如果将负载5分配给剩下的一个在横方向上延伸的段，则剩余的纵方向的4段相当于元件4a、4b、4c、4d。

此处，因为本发明的双频匹配电路1其电路结构具有几何对称性，所以即使改变以下所述的元件4a、4b、4c、4d的排列，也显示与原来的电路相同的特性。首先，第一排列变换是同时进行元件4a和元件4b的交换以及元件4d和元件4c的交换。第一排列变换相当于在图1中将朝向本发明的双频匹配电路1位于左侧的输入端子2重新配置于朝向本发明的双频匹配电路1的右侧。此外，第二排列变换是同时进行元件4a和元件4d的交换以及元件4b和元件4c的交换。第二排列变换相当于在图1中未图示的外部电路的输出端子的2个连接方法。例如，在图1中不图示的外部电路的输出端子为不平衡线路的情况下，相当于将与在图1中未图示的外部电路的输出端子的接地面(ground面)连接的端子位于图1的输入端子2的上侧或下侧。通过后述的设计方法的(公式2)也能够确认第一和第二排列变换提供电气上同等的电路。因此，虽然存在获得多个根据后述的设计方法得到的本发明的双频匹配电路1的电路结构的情况，但是通过上述的第一和第二排列变换相互被建立关系的电路结构并不独立，能够归纳为一个电路结构。

接着，对元件4a、4b、4c、4d的具体的元件常数值的决定方法进行说明。因为元件4a、4b、4c、4d是电感器或电容器中的任一个，所以各元件的阻抗是纯虚数。于是，为了以下的说明，如图2所示，对各元件的阻抗标注符号。

图2是用于说明本实施方式的双频匹配电路的元件常数的决定方法的符号等的规则图。在图2中，小写字“i”表示虚数单位。即，i＝(-1)^(1/2)。与输入端子2连接的高频电路的阻抗值Z0是实数值，通常为50Ω。此外，负载5的阻抗一般是具有频率依赖性的复数量，其由实部Zr(f)和虚部Zi(f)(f是频率)这2个实数量表示。

如上所述，各元件的阻抗由各个实数量αj(f)(j＝1、2、3、4)表示。而且，αj(f)(j＝1、2、3、4)根据各元件是电感器还是电容器的任一种情况，按照以下的(公式1)所示那样被设定。

[公式1]

此处，(公式1)中的Lj、Cj相当于第j个元件的元件常数，即，分别相当于电感值、电容值。在当前的时刻，它们的具体的值未被决定，是未知常数。因此，具体的Lj、Cj的值，通过使在希望实现阻抗匹配的双频f1、f2下获得的以下4个方程式(公式2)联立并对其进行求解而求取。

[公式2]

A(f_k)-Z₀C(f_k)＝0

B(f_k)-Z₀D(f_k)＝0，(k＝1，2)

$\left\{\begin{array}{c}A\left(f\right)=Z_r\left(f\right)\{{\mathrm{\α}}_2\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_3\left(f\right)\}\{{\mathrm{\α}}_1\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_4\left(f\right)\}\\ B\left(f\right)=Z_i\left(f\right)\{{\mathrm{\α}}_2\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_3\left(f\right)\}\{{\mathrm{\α}}_1\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_4\left(f\right)\}\\ +\left[\right\{{\mathrm{\α}}_2\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_3\left(f\right)\}{\mathrm{\α}}_1\left(f\right){\mathrm{\α}}_4\left(f\right)\\ +{\mathrm{\α}}_2\left(f\right){\mathrm{\α}}_3\left(f\right)\{{\mathrm{\α}}_1\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_4\left(f\right)\}]\\ C\left(f\right)=Z_i\left(f\right)\{{\mathrm{\α}}_1\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_2\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_3\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_4\left(f\right)\}\\ +\{{\mathrm{\α}}_1\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_2\left(f\right)\}\{{\mathrm{\α}}_3\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_4\left(f\right)\}\\ D\left(f\right)=-Z_r\left(f\right)\{{\mathrm{\α}}_1\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_2\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_3\left(f\right)+{\mathrm{\α}}_4\left(f\right)\}\end{array}\right.$

(公式2)的解法如下所述。首先，对于元件4a、4b、4c、4d的各个适当地分配电容器或电感器。这样，根据(公式1)，αj(f)(j＝1、2、3、4)成为包括未定的4个元件常数(Lj或Cj)的与频率f相关的函数。接着，将频率特性已知的负载5的阻抗(Zr(f)和Zi(f))和与输入端子2连接的高频电路的阻抗值(Z0)、以及由(公式1)中具体的函数形式所决定的αj(f)(j＝1、2、3、4)代入(公式2)中的从上起的第3～第6的式的右边，由此，构成A(f)、B(f)、C(f)、D(f)。然后，将与频率f相关的具体的函数形式已明确的A(f)、B(f)、C(f)、D(f)代入从(公式2)的上部起第1行和第2行的2个条件式，提供所期望的双频fk(k＝1、2)，由此，获得相对于未定的4个元件常数(Lj或Cj)的4个相互独立的方程式。于是，通过使这4个方程式联立并对其求解，能够求取未定的4个元件常数。而且，因为未定常数的个数与独立方程式的个数一致，所以可知(公式2)必定有解。但是，因为元件常数必需是正的实数，所以只要Lj或Cj获得正的实数解的情况下，作为图2所示的电路，能够实际地构成本实施方式的双频匹配电路。

相对于元件4a、4b、4c、4d的各个，分配电容器或电感器的方法总共有2^4＝16种，因此，通过相对于它们的所有的组合以与上述相同的顺序(公式2)求解，能够抽出作为实际电路能够构成的所有的电路结构。此外，将通过基于电路的几何学的对称性的上述第一、第二排列变换而被相互建立关系的电路结构归纳为一个电路，由此，之后需要正确地选择独立的电路的过程。于是，在获得的所有的独立的电路结构中，根据情况选择最满足适合于天线承担的规格的电路结构，由此，完成本实施方式的双频匹配电路的设计。

其中，作为上述的适合于天线承担的规格，有：实现良好的匹配的频带宽度是否足够宽，双频匹配电路是否由具有更小的元件常数的元件构成，是否不包括具有大的元件常数的电感器，匹配特性相对于天线的阻抗变动是否不易受到影响等。如上所述，作为便携式终端用的天线的匹配电路，在设计本发明的双频匹配电路的情况下，最后的规格特别重要。

采用该结构，以分别作为电容器或电感器中的任一种的4个集中元件构成双频匹配电路，由此，能够将元件个数削减至4个，并且以由共振电路构成的梯形电路以外的电路结构使这些元件耦合，由此，能够提供一种高稳定的双频匹配电路，其损失低，且对于负载5的阻抗变动，阻抗匹配不易受到影响。

而且，在上述的本实施方式的说明中，对元件4a、4b、4c、4d的各个由一个电感器或一个电容器构成的情况进行了说明。但是，在为电感器的情况下，如图3(a)(表示将构成本实施方式的双频匹配电路的、作为电感器的一个构成元件展开为以多个电感器构成的电路的方法的电路图)所示，也可以以串联连接的2个以上的电感器置换。另外，同样地在电容器的情况下，如图3(b)(表示将构成本实施方式1的双频匹配电路的、作为电容器的一个构成元件展开为以多个电容器构成的电路的方法的电路图)所示，也可以以并联连接的2个以上的电容器置换。但是，在两种情况下，作为电路整体而被合成的电感器值和作为电路整体而被合成的电容器值的各个必需与在上述的设计方法中作为单一的元件求得的元件常数一致。

(实施例1)

以下，对本发明的双频匹配电路的具体的实施例进行说明。本实施例的基本的结构与图1所示的实施方式的结构相同。

图4是表示本实施例中的装载有天线的便携式终端的解析模型的尺寸的立体图。图4(a)是表示解析模型的整体尺寸的立体图。图4(b)是表示天线部的详细尺寸的立体图。在图4中，解析模型均以厚度为100μm、导电率为4.9×10^7Sie/m的金属板构成。

如图4(a)所示，天线6是翻折上述金属板而构成的反F天线，与将便携式终端箱体7模型化所得的40mm×85mm×5mm的金属箱的上部前端连接。其中，用于向天线6输入高频信号的输出端子3(与图1的元件4b、4c连接的第一输出端子3a)相当于在图4(a)中以○包围的位置。另一方面，与图1的第二输入端子2b短路的第二输出端子3b相当于图4(a)的箱体(被接地)。

此外，令该解析模型位于自由空间(无限宽广的真空)，通过使用电磁场模拟器IE3D version 11.23进行高频解析，抽取包含输出端子3处的便携式终端箱体7的影响的天线6的阻抗的频率特性。本实施例中的天线的阻抗在频率0.85GHz下是103.5-90.1iΩ(i是虚数单位)，在1.86GHz下是44.9-15.9iΩ(i是虚数单位)。

以下，按照关于上述实施方式已说明的设计方法，设计与图4的便携式终端的输出端子3连接的本实施例的双频匹配电路。此外，作为比较例，设计基于上述现有结构的双频匹配电路。这样，通过比较对于包含便携式终端箱体7的影响的天线6的阻抗的变动的它们的稳定性，确认本发明的双频匹配电路的优越性。

首先，在图5中表示基于电磁场模拟的图4所示的便携式终端的输出端子3处的1端子S参数的计算结果。图5是表示本实施例中的图4所示的解析模型的具有阻抗50Ω的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的特性图。图5(a)是反射驻波比的频率特性图，图5(b)是1端子S参数的史密斯圆图(Smith Chart)。

在本实施例中，令希望实现阻抗匹配的2个频率为f1＝0.85GHz，f2＝1.86GHz，令希望获得匹配的高频电路的阻抗值为50Ω(即，Z0＝50)。根据图5(a)，在频率f1和频率f2附近天线显现共振，尤其在频率f1处未实现充分的匹配(反射驻波比≤2)。此外，该情况在图5(b)中也得到确认。如图5(b)中▲标记所示，因为在频率f1下相对于50Ω未能实现匹配，因此，设计本发明的双频匹配电路，通过将其与输出端子3连接而在2个频率下实现完全的匹配(相当于反射驻波比＝1)。

在图6中表示使用上述的设计方法求得的元件常数。图6是本实施例中的、相对于图4所示的解析模型设计的本发明的双频匹配电路的元件常数表。在图6中，在元件结构的栏中记为“C”和“L”的文字表示该元件分别是“电容器”和“电感器”。此外，在该表的元件常数的栏内，表示根据图5所记载的电磁场模拟的结果求得的该元件的具体的元件常数值。

这样，本实施例的双频匹配电路包括：从具有50Ω的阻抗的高频电路接收具有0.85GHz的频率的第一高频信号和具有1.86GHz的频率的第二高频信号的第一和第二输入端子2a、2b；与天线(负载5)连接的第一和第二输出端子3a、3b；和连接在输入端子2与输出端子3之间的电路元件组。

该电路元件组具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一输入端子2a和第二输入端子2b之间串联连接，并且，第二元件4b和第三元件4c在第一输入端子2a和第二输入端子2b之间串联连接。第一输出端子3a与第一元件4a和第四元件4d之间的连接点连接，第二输出端子3b与第二元件4b和第三元件4c之间的连接点连接。

进一步，上述电路元件组由以下2组中的任一组构成。

第一组：

第一元件：具有12.084nH的电感的电感器；

第二元件：具有5.452nH的电感的电感器；

第三元件：具有14.508nH的电感的电感器；

第四元件：具有1.934pF的电容的电容器，

第二组：

第一元件：具有1.023pF的电容的电容器；

第二元件：具有5.772nH的电感的电感器；

第三元件：具有0.904pF的电容的电容器；

第四元件：具有14.927nH的电感的电感器。

在使用便携式终端时手和头部必定接近天线。而且，因为它们的接近的情况也根据状况和使用者而不同，所以相对于因手和头部的接近而发生的天线的阻抗变动，匹配特性稳定对于提供良好的通信品质非常重要。于是，使被模型化的手8接近图4所示的解析模型，调查其特性劣化。

图7是表示本发明的实施方式1的实施例中的、插入图4的解析模型的模型化的手的尺寸与其插入位置的立体图。在图7中，令被模型化的手8为介电常数50、感应损失0.45的均匀的电介质块。在图8中表示在以上的状况下，通过与先前相同的电磁场模拟获得的相对频带的劣化的程度。

图8是表示本发明的实施方式1的实施例中的、在图6中设计的本发明的双频匹配电路的手接近时的匹配频带的变化率的特性表。在图8中，“频带变化率”的计算是通过以下的计算式求得的值。

{(有手的情况下的频带)-(无手的情况下的频带)}/(无手的情况下的频带)×100

此处所说的频带，由反射驻波比为2以下的频带规定。根据图8可知，相对于手的接近，变动最少的电路结构是Case 2。

但是，在上述现有技术的范畴内能够形成由与本发明的双频匹配电路的构成元件数为相同数目的4个元件构成的双频匹配电路。其具有将图12所示的单频匹配电路连接为图13所示的梯形电路状的电路结构，如图9所示，作为独立的电路能够考虑2种。

图9是使用现有技术构成的双频匹配电路的框图。图9(a)是以图12(a)所示的非专利文献1记载的单频匹配电路为基础获得的双频匹配电路的框图，图9(b)是以图12(b)所示的非专利文献1记载的单频匹配电路为基础获得的双频匹配电路。经与获得图8的结果的情况相同的计算手续，对于这些基于现有技术的双频匹配电路，也能够计算手接近时的匹配频带的频带变化率。图10(a)、(b)中表示其结果。

图10是表示使用现有技术构成的双频匹配电路的元件结构、元件常数、和手接近时的匹配频带的频带变化率的特性表。图10(a)是表示对于图9(a)所示的双频匹配电路计算所得的结果，无解。图10(b)是对于图9(b)所示的双频匹配电路计算所得的特性表。而且，如图10(a)所示，在本实施例中利用图9(a)所示的双频匹配电路不能够实现匹配。因此，作为利用现有技术构成的双频匹配电路，能够实现的电路结构限于图9(b)。

比较图8和图10可知，本发明的双频匹配电路的Case 2的元件结构在2个频率下均显现最高的稳定性(特别是在频率f1下)，作为便携式终端用途，在作为重要的必要条件的匹配特性的稳定性的确保这点上，与现有技术相比，显现高的优越性。

(实施例2)

以下，对本发明的双频匹配电路的另一具体实施例进行说明。

大致区分现在应用的或预计应用的频带，存在3个频带：在低频带的0.45GHz带；在中间频带的0.8GHz带、0.85GHz带、0.9GHz带；在高频带的1.5GHz带、1.7GHz带、1.8GHz带、1.9GHz带、2.0GHz带。特别希望被共同使用的频带是中间频带和高频带。于是，在本实施例中，作为代表的频带，在中间频带中选择0.85GHz，在高频带中选择1.55GHz、1.7GHz、2.05GHz这3个频率，首先设计天线。

其中，选择这些频率的理由是，因为考虑到上述的其它频带均接近包含1.86GHz的4个选择频率中的任一个，关于天线的阻抗的频率特性，与选择频率的设计值相比，不会产生大的变更。

本实施例的天线的阻抗在频率0.85GHz下是66.7-31.9iΩ，在频率1.55GHz下是43.5+19.2iΩ，在频率1.7GHz下是8.3+29.2iΩ，在频率2.05GHz下是2.1+56.2iΩ。

本实施例的基本结构与图1所示的实施方式的结构相同。本实施例的结构与实施例1的结构的不同之处在于，根据所选择的高频带的频率，天线的结构和尺寸不同。此外，如后文所述，构成双频匹配电路的第一元件、第二元件、第三元件、第四元件的阻抗也不同。

图14、图15、图16分别表示与本实施例的双频匹配电路连接的天线。图14、图15、图16是表示本实施例中的天线部的详细尺寸的立体图。图14设计为天线在0.85GHz和1.55GHz共振，图15设计为天线在0.85GHz和1.7GHz共振，图16设计为天线在0.85GHz和2.05GHz共振。其中，装载图14、图15、图16所示的天线的箱体的结构和尺寸与图4(a)所示的情况相同。此外，在本实施例中，也与实施例1相同，天线和箱体全部由厚度100μm、导电率4.9×10^7Sie/m的金属板构成。天线设计也与上述实施例相同，使用电磁场模拟器IE3Dversion 11.23进行。

图17、图18、图19分别表示本实施例中的与图14、图15、图16所示的天线连接的输出端子3处的高频特性的频率依赖性。图17(a)、图18(a)、图19(a)是表示反射驻波比的频率特性的图，图17(b)、图18(b)、图19(b)是1端子S参数史密斯圆图。

从图17、图18、图19明显可知，为了在所选择的2个频率(设计频率)下实现天线与电路的良好的阻抗匹配，在任一个天线中均需插入双频匹配电路。

图20、图21、图22分别表示与图14、图15、图16所示的天线连接的本实施例的双频匹配电路的元件结构和各元件常数。图20、图21、图22分别是相对于图14、图15、图16所示的解析模型设计的双频匹配电路的元件常数的表，表示根据图14、图15、图16所示的电磁场模拟的结果求得的具体的元件常数值。其中，在各图的元件结构的栏中记载的“C”和“L”的文字表示该元件分别是“电容器”和“电感器”。此外，在该表的元件常数的栏中，表示有根据图5所记载的电磁场模拟的结果求得的该元件的具体的元件常数值。

由图20、图21、图22规定的双频匹配电路如下所示。

图20的结构：

该双频匹配电路包括：从具有50Ω的阻抗的高频电路接收具有0.85GHz的频率的第一高频信号和具有1.55GHz的频率的第二高频信号的第一和第二输入端子2a、2b；与天线(负载5)连接的第一和第二输出端子3a、3b；以及连接在输入端子2与输出端子3之间的电路元件组。

该电路元件组具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一输入端子2a与第二输入端子2b之间串联连接，并且，第二元件4b和第三元件4c在第一输入端子2a与第二输入端子2b之间串联连接。第一输出端子3a与第一元件4a和第四元件4d之间的连接点连接，第二输出端子3b与第二元件4b和第三元件4c之间的连接点连接。

此外，第一元件4a是具有4.030nH的电感的电感器，第二元件4b是具有11.208nH的电感的电感器，第三元件4c是具有2.497nH的电感的电感器，第四元件4d是具有2.233pF的电容的电容器。

图21的结构：

该双频匹配电路包括：从具有50Ω的阻抗的高频电路接收具有0.85GHz的频率的第一高频信号和具有1.7GHz的频率的第二高频信号的第一和第二输入端子2a、2b；与天线(负载5)连接的第一和第二输出端子3a、3b；以及连接在输入端子2与输出端子3之间的电路元件组。

该电路元件组具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一输入端子2a与第二输入端子2b之间串联连接，并且，第二元件4b和第三元件4c在第一输入端子2a与第二输入端子2b之间串联连接。第一输出端子3a与第一元件4a和第四元件4d之间的连接点连接，第二输出端子3b与第二元件4b和第三元件4c之间的连接点连接。

此外，第一元件4a是具有2.132nH的电感的电感器，第二元件4b是具有8.266nH的电感的电感器，第三元件4c是具有0.596nH的电感的电感器，第四元件4d是具有2.097pF的电容的电容器。

图22的结构：

该双频匹配电路包括：从具有50Ω的阻抗的高频电路接收具有0.85GHz的频率的第一高频信号和具有2.05GHz的频率的第二高频信号的第一和第二输入端子2a、2b；与天线(负载5)连接的第一和第二输出端子3a、3b；以及连接在输入端子2与输出端子3之间的电路元件组。

该电路元件组具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一输入端子2a与第二输入端子2b之间串联连接，并且，第二元件4b和第三元件4c在第一输入端子2a与第二输入端子2b之间串联连接。第一输出端子3a与第一元件4a和第四元件4d之间的连接点连接，第二输出端子3b与第二元件4b和第三元件4c之间的连接点连接。

此外，第一元件4a是具有2.521nH的电感的电感器，第二元件4b是具有76.157nH的电感的电感器，第三元件4c是具有1.907nH的电感的电感器，第四元件4d是具有1.429pF的电容的电容器。

在进行电路设计时，图20、图21、图22以外的多个元件结构必然作为解被获得，但如针对实施例1所说明的那样，为了令使用便携式终端时的收发信号特性的劣化最小，应该选择相对频带大的结构。而且，从图8和图10可知，便携式终端接近人体所引起的频带变化越是高频带越显著，因此，判断为优选在高频带选择相对频带被扩大的电路结构。

从以上的观点可知，图20、图21、图22的电路结构是从被导出的诸多的解中选取的。

而且，当由于在本发明中使用的天线的结构或尺寸的变化，各频率下的天线的阻抗变化时，图20～22所示的元件常数的值也可能变化。但是，当赋予天线动作的2个频率时，在本发明中能够使用的天线的结构和尺寸实质上确定。因此，在本发明中能够被实际地使用的天线的结构和尺寸与根据频率选择的图14～图16中的任一个所示的天线的结构和尺寸相比不会大幅变化。其结果是，2个频率下的天线的阻抗也获得接近上述的值的值。

即使使用在结构或尺寸上与图14～图16所示的天线不同的天线的情况下，如果上述的2个频率下的天线阻抗不产生大的差异，则通过计算求取的元件常数也不会与图20～22所示的值发生大幅变化。例如，由于天线的尺寸变化，即使2个频率下的天线阻抗一定程度上发生变化，通过采用具有图20～22所示的元件常数的双频匹配电路，也能够充分地获得本发明的效果。

相反，在天线阻抗与上述的实施例中的值相等的情况下，即使元件常数的各个数值与图20～22所示的值不严格地一致，也能够获得本发明的效果。即使元件常数的各个数值从图6所示的值变化例如50％左右，也能够充分地获得本发明的效果。

产业上的可利用性

本发明的双频匹配电路因为以4个这样少量的构成元件数形成，所以实现低损失性，并且相对于负载的阻抗变动具有高的稳定性。因此，作为放大器、混合器用的双频匹配电路等是有用的。此外，也能够应用于以下的调谐电路，即，在以物理和化学的方式在基板上沉积薄膜的薄膜沉积装置的等离子体产生源中使用的调谐电路，和在微波炉等的电波加热中使用的磁控管用的调谐电路等。

Claims (3)

1.一种双频匹配电路，其包括：

从具有50Ω的阻抗的高频电路接收具有0.85GHz的频率的第一高频信号和具有1.55GHz的频率的第二高频信号的第一和第二输入端子；

与天线连接的第一和第二输出端子；和

连接在所述输入端子与所述输出端子之间的电路元件组，

该双频匹配电路的特征在于：

所述电路元件组具有第一、第二、第三和第四元件，

所述第一元件和所述第四元件在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间串联连接，并且所述第二元件和所述第三元件在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间串联连接，

所述第一输出端子与所述第一元件和所述第四元件之间的连接点连接，

所述第二输出端子与所述第二元件和所述第三元件之间的连接点连接，

所述第一元件是具有4.030nH的电感的电感器，

所述第二元件是具有11.208nH的电感的电感器，

所述第三元件是具有2.497nH的电感的电感器，

所述第四元件是具有2.233pF的电容的电容器。

2.如权利要求1所述的双频匹配电路，其特征在于：

所述天线的阻抗

在0.85GHz的频率下是66.7-31.9iΩ(i是虚数单位)，

在1.55GHz的频率下是43.5-19.2iΩ(i是虚数单位)。

3.如权利要求2所述的双频匹配电路，其特征在于：

所述天线是安装在便携式终端上的反F天线。

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