CN101569089A - 用于线性混频器的方法及配置 - Google Patents

Abstract

组合混频器配置(1)包括以并联方式耦合在第一及第二输入端口(IN1，IN2)与输出端口(OUT)之间的第一混频器(M1)与第二混频器(M2)。混频器(M1，M2)布置成同时由在第二输入端口(IN2)提供的输入信号驱动。它们是dc耦合的，使得施加在第一输入端口(IN1)的偏置电压(V_bias)同时给M1与M2提供dc偏置以便响应于输入信号的增加而实现第一混频器(M1)的增益扩展，并因而改善组合混频器配置的线性。

Description

用于线性混频器的方法及配置

技术领域

本发明一般涉及混频器，具体而言涉及高线性的混频器电路。

背景技术

混频器在像用于下变频及上变频的频率转换装置的通信系统中扮演着不可或缺的作用。在微波频率，使用单个或多个晶体管单一集成的混频器存在于例如Si双极性CMOS、SiGe HBT、GaAs FET、GaAsp-HEMT的各种半导体技术中。显然，各种电路拓扑还带来无源及有源类型的混频器。

除了对变频增益的相对适度需要外，对这些混频器通常还要求高线性及低噪声系数。但是，现有电路拓扑的常见问题是难以提供高线性与低噪声的组合同时还提供正变频增益。

因此，存在对同时实现高线性、低噪声及正增益的电路拓扑的需要。

发明内容

本发明的一个目的是提供新的混频器电路。

本发明的另一目的是提供高线性的混频器。

再一目的是提供具有低噪声的高线性的混频器。

甚至又一目的是提供具有正变频增益的高线性、低噪声混频器。

依照权利要求集合获得这些及其它目的。

依照基本方面，本发明的混频器1的实施例公开了组合混频器1，所述组合混频器包括以并联方式耦合在第一及第二输入端口IN1、IN2与输出端口OUT之间的两个混频器M1、M2。混频器M1、M2是dc耦合的，且布置成由在第二输入端口IN2的输入信号同时驱动。此外，在第一输入端口IN1提供偏置电压V_bias，因此响应于输入信号的增加而实现第一混频器M1的增益扩展。所以，组合的混频器布置能够提供改进的线性。

本发明的优点包括：

上变频及下变频的改进混频器

具有改进线性的混频器

具有降低的噪声及正增益的混频器

附图说明

可通过参考与附图一起进行的以下描述来最好地理解本发明及其其它目的及优点，其中：

图1a-1c示出了各种已知的跨导混频器拓扑；

图2示出了已知的开关混频器拓扑；

图3示出了已知的具有预变形(即线性化电路)的混频器拓扑；

图4示出了另一已知混频器拓扑(即所谓的微混频器)；

图5示出了本发明的实施例；

图6示出了本发明的另一实施例；

图7示出了本发明的又一实施例。

具体实施方式

将针对实现为完全以例如Si或GaAs技术集成到半导体芯片上的混频器拓扑来描述本发明。但是，显然，可使用分立元件或集成电路(IC)与分立元件的组合的混合来实现该拓扑。此外，虽然本描述主要涉及下变频，但是相同拓扑同样可还用于上变频。

为了提供对已知混频器拓扑的困难的更深理解，下面将描述并讨论混频器拓扑的选择。

一种已知技术是所谓的跨导混频器，如图1所示，其中通过利用集电极电流与基极-发射极电压之间的非线性特性实现频移。如图1(a)所示，射频(RF)与本振(LO)信号均可经由一般占用大部分芯片空间的功率合并器施加到晶体管Q1的基极。备选地，RF与LO信号可分别施加到发射极与基极，如图1(b)所示，其中Le提供AC阻塞(chock)。图1(c)中示出了单平衡式情形的跨导混频器。

另一种广泛部署的有源混频器拓扑是所谓的开关型混频器[1]。图2(a)示出了一种示例，其中晶体管Q1将在输入端RF施加的RF电压信号转变为电流信号，该电流信号被晶体管Q2以LO的频率进行闭合与断开。如图2(b)所示，在使用差分LO来开关发射极耦合对时，获得所谓的单平衡式Gilbert混频器。

上述现有有源混频器拓扑的线性性能以一种方式或另一方式变化并通常存在不足。一般而言，存在对改进混频器线性使得它不因为线性而在接收机与发射机链的设计中成为瓶颈的强烈需要。

一种改善混频器电路的线性的已知方法是在先前所述的Gilbert混频器中采用大DC电流，但是不幸的是大DC电流增加了噪声并消耗大部分dc功率。另一种方法是使用预变形(所谓的线性化电路)，它最好被描述为具有补偿混频器的增益收缩的增益扩展的非线性电路，如图3[2]所示。但是，线性化电路引入了额外的插入损耗及噪声。

第三种已知方法是应用所谓的微混频器拓扑，如图4[3]、[4]所示。晶体管Q1、Q2及Q3构成跨导级，并将单端的RF电压信号转换成Q3与Q2的差分集电极电流。配置在共基的晶体管Q3与配置在共射的晶体管Q2在这种拓扑中是两个必不可少的元件。这种跨导级具有比用在双平衡式Gilbert混频器中的发射极耦合对更好的线性。但是，微混频器具有高噪声系数及低变频增益的缺点。

因此，本发明的一个目的是提供具有改进的线性性能、同时确保低噪声与正增益的混频器拓扑。

依照本发明的混频器拓扑的一般实施例参考图5进行描述。该实施例公开了具有用于接收输入信号的第一与第二输入端口IN1、IN2的组合式混频器1。此外，该混频器包括以并联方式耦合在所述输入IN1、IN2与输出OUT端口之间的两个混频器单元M1、M2。这两个混频器是dc耦合的，并设计成由在第二输入端口IN2施加的单输入信号驱动。此外，第一输入端口IN1还适合接收偏置电压V_bias。

依照本发明的混频器拓扑的实施例，提议的混频器包括单平衡式跨导混频器M1与单平衡式Gilbert混频器M2，如图5所示。偏置电压V_bias同时向M1与M2经过其直接dc耦合提供dc偏置。该组合的巧妙之处在于考虑到此类特殊偏置配置导致混频器M1响应于在第二输入端口IN2的所提供输入RF信号的增加的增益扩展。因此，扩展了整个混频器的线性范围。

跨导混频器M1包括一对晶体管Q1、Q2，其中第一晶体管Q1连接到第一输入端IN1的第一端IN1+及输出端口OUT的第一输出端OUT-。第二晶体管Q2连接到第一输入端IN1的第二端IN-及输出端口OUT的第二输出端OUT+。此外，这两个晶体管Q1、Q2相互耦合并与节点N耦合，节点N又连接到第二输入端口IN2并经由电流源Ie接地。

Gilbert混频器M2包括三个晶体管Q3、Q4、Q5。第三晶体管Q3与第一输出端OUT-耦合，并耦合到第一输出端口IN1的第二输入端IN1-。第四晶体管Q4与第二输出端OUT+耦合，并耦合到第一输入端口IN1的第一端IN1+。此外，第三与第四晶体管Q3、Q4相互耦合，并耦合到第五晶体管Q5，第五晶体管Q5又经由节点N与所述第二输入端口IN2耦合，并耦合到地。

依照特定实施例，第一输入端口IN1可包括本振输入端口，用于接收本振的差分输入信号。通过对应方式，第二输入端口IN2可包括RF输入，用于接收单端RF输入信号。

单端RF输入信号同时驱动上述两个混频器。例如在第一及第二晶体管Q1、Q3的集电极相连接且第二及第四晶体管Q2、Q4的集电极相连接的双极性晶体管的情况下，混频器M1、M2的输出并联连接。

混频器M2中的晶体管Q5的基极与跨导混频器中的第一及第二晶体管Q1及Q2的发射极相连接。因此，在Q5基极的dc电压偏置由在第一及第二晶体管Q1及Q2的基极的电压配置V_bias与晶体管Q1、Q2的基极-发射极dc电压确定。

依照特定实施例，参考图6，图5中的电流源Ie可由第六晶体管Q6与电感器Le1来实现，第六晶体管Q6具有在节点N与第五晶体管Q5的基极之间的短路的基极与发射极，电感器Le1串联连接在第六晶体管Q6的发射极与地之间。dc电流的量取决于在基极所施加的电压以及Q5与Q6的器件大小的比率。

依照再一特定实施例，也参考图6，电感器L_in与电容器C_in可串联连接在第二输入端口IN2与节点N之间，以实现混频器拓扑的输入阻抗匹配。作为选择，第一混频器M1可包括串联连接在所耦合第一及第二晶体管与节点N之间的电阻器Re或电感器Le。第二混频器M2可包括耦合在第五晶体管Q5的发射极与地之间的电感器Le2，以实现ac输入阻抗匹配。

在Q6发射极的电感器Le1与在Q5发射极的电感器Le2以及电阻器Re用于改进ac输入阻抗匹配。此外，Le1的电感优选大于Le2以便导引更多ac电流流过Q5。这可有助于增加变频增益。在RF输入的电感器L_in与电容器C_in也可用于输入阻抗匹配。电阻器Re可用电感器代替。负载电阻器R_L还可用电感器或优选谐振在IF频率附近的LC链(tank)代替，以便降低噪声系数及dc电源电压。

dc偏置V_bias给跨导混频器M1中的第一及第二晶体管Q1、Q2以及Gilbert混频器M2中的Q5提供基极-发射极dc电压。此类偏置布置可在输入RF功率增加时导致跨导混频器的增益扩展。这种增益扩展补偿Gilbert混频器的增益收缩，并因此改进整个混频器的线性。

依照另一实施例，参考图7，电流源Ie可包括连接在节点N与地之间的电流镜像。

图6所示的实现与图4所示的微混频器的根本不同在于以下事实：在图4中在微混频器中扮演关键角色的晶体管Q3被从所发明的混频器中去除了。晶体管Q3在微混频器中是将单端RF电压信号转换为差分电流信号必不可少及必需的。此外，在微混频器中的Q1及Q2的发射机耦合对充当由LO信号控制的开关核心，而不是在该发明中所提议的跨导混频器。M1与M2的组合利用了Gilbert混频器的增益优势与跨导混频器的线性及噪声优势，所提议拓扑中的M1与M2之间的特定偏置关系进一步增加跨导混频器的线性，如下文所述。

本发明的优势包括：

●通过用并联连接的跨导混频器补偿Gilbert混频器的增益收缩获得线性改进。

●在输入RF功率增加时，Q5的dc基极-发射极V_be，Q5降低，导致Gilbert混频器的增益收缩。由于M1及M2布置成使得它们在第二输入端口IN2是dc耦合的，因此Q5的直流基极-发射极电压降导致Q1及Q2的dc基极-发射极电压V_be，Q1/Q2的增加，因为V_be，Q1/Q2与V_be，Q5之和为常数V_bias。V_be，Q1/Q2的增加导致跨导混频器的混频增益的增加。这补偿了Gilbert混频器的增益收缩，并扩展整个混频器的线性区域。附录解释了跨导混频器的变频增益随dc基极-发射极电压增加的原因。

●此外，图6示出的本实现将具有比微混频器更低的噪声系数，因为去除了一个噪声源、在共基配置中的Q3(参见图4)。去除晶体管Q3的另一优势在于可降低dc电源电压大约二极管压降的量。

该混频器拓扑可用硅或GaAs技术来实现。它还可以完全集成到芯片上，但是还可以用分立元件或IC与分立元件的混合来实现。该拓扑可应用到下变频与上变频混频器。

本领域技术人员要理解，在不脱离本发明由随附权利要求书定义的范围的情况下，可对本发明进行各种改变与变化。

附录：

下文尝试简要解释跨导混频器的变频增益随dc基极-发射极电压增加的原因。假设集电极电流I_c与基极-发射极电压电压v_be(t)有关，如下式所示：

I_c(t)＝I_sexp[v_be(t)/V_T]    (1)

其中，I_s为饱和电流，且V_T＝kT/q。如果LO信号v_L(t)＝V_Lcos(w_Lt)与RF信号v_R(t)＝V_Rcos(w_Rt)分别施加给基极与发射极且dc偏置电压为V_be，则基极-发射极电压v_be(t)＝V_be+v_L(t)-v_R(t)。将其带入(1)得到跨导的函数，该函数描述输入RF电压与集电极电流之间的关系

$g\left(t\right)=\frac{\∂I_c}{\∂v_R}|v_{R=0}=-\frac{I_s}{V_T}\exp [(V_{\mathrm{be}}+v_L\left(t\right))/V_T]=-\frac{I_s\exp (V_{\mathrm{be}}/V_T)}{V_T}\exp [\frac{V_L}{V_T}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{L}t\right)]$

(2)

$=-\frac{I_s\exp (V_{\mathrm{be}}/V_T)}{V_T}\{I_0\left(\frac{V_L}{V_T}\right)+\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{2I}_n\left(\frac{V_L}{V_T}\right)\cos \left(n{\mathrm{\ω}}_{L}t\right)\}$

其中，I_n(x)表示改进的第一类型Bessel函数。该时变跨导g(t)与v_R(t)相乘生成集电极电流的所需频率分量，

$I_c\left(t\right)=g\left(t\right)\·v_R\left(t\right)$

$=-\frac{I_s\exp (V_{\mathrm{be}}/V_T)V_R}{V_T}\{I_0\left(\frac{V_L}{V_T}\right)+\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{2I}_n\left(\frac{V_L}{V_T}\right)\cos \left({\mathrm{n\ω}}_{L}t\right)\}\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_{R}t\right)---\left(3\right)$

只有分量(w_L±w_R)t与变频增益有关，

变频增益 $\begin{array}{cc}\∝& I_c\left[({\mathrm{\ω}}_L\±{\mathrm{\ω}}_L)t\right]=\frac{{2I}_s\exp (V_{\mathrm{be}}/V_t)V_R}{V_T}{I}_1\left(\frac{V_L}{V_T}\right)---\left(4\right)\end{array}$

式(4)表明跨导混频器的变频增益与基极-集电极电压的幂指数成比例。

参考文献：

[1]T.H.Lee，The design of CMOS radio-frequency integrated circuits，pp.319-325，Cambridge University Press，1998.

[2]M.Bao，Y.Li，and A.Cathelin，“A 23GHz active mixer with diodelinearizer in SiGe BiCMOS technology”，Proc.of 33rd European MicrowaveConference，pp.391-393，2003.

[3]B.Gilbert，″The MICROMIXER：A highly linear variant of the Gilbertmixer using a bisymmetric class-AB input stage″，IEEE J.Solid-State Circuits，vol.32，pp.1412-1423，Sept.1997.

[4]B.Gilbert，“RF mixer with inductive degeneration”，US patent number：6122497，Sept.19，2000.

Claims (9)

1.一种组合混频器配置(1)，包括用于接收输入信号的第一(LO)与第二(RF)输入端口以及用于提供输出信号的输出端口(IF)，特征在于：

第一混频器(M1)与第二混频器(M2)，以并联方式耦合在所述输入与输出端口(LO；RF；IF)之间；以及

其中，所述第一(M1)与第二(M2)混频器布置成同时由在所述第二输入端口(RF)提供的输入信号驱动；以及

其中，M1与M2是dc耦合的，使得施加在所述第一输入端口(LO)的偏置电压(V_bias)同时给M1与M2提供dc偏置以便响应于所述输入信号的增加而实现所述第一混频器(M1)的增益扩展，并因而改善所述组合混频器配置的线性。

2.如权利要求1所述的混频器配置，特征在于：所述第一混频器(M1)是单平衡式跨导混频器，且所述第二混频器(M2)是单平衡式Gilbert混频器。

3.如权利要求2所述的混频器，特征在于：所述跨导混频器(M1)包括耦合到所述输出端口(IF)的第一端并耦合到所述第一输入端口(LO)的第一端的第一晶体管Q1，且还包括耦合到所述输出端口(IF)的第二端并耦合到所述第一输入端口(LO)的第二端的第二晶体管(Q2)，其中，所述第一与第二晶体管(Q1，Q2)耦合在一起并与连接到所述第二输入端口(RF)的节点(N)耦合，且还包括连接在所述节点(N)与电接地之间的电流源(Ie)。

4.如权利要求3所述的混频器，特征在于：所述Gilbert混频器(M2)包括耦合到所述输出端口(IF)的所述第一端并耦合到所述第一输入端口(LO)的所述第二端的第三晶体管(Q3)，以及耦合到所述输出端口(IF)的所述第二端并耦合到所述第一输入端口(LO)的所述第一端的第四晶体管(Q4)，且其中，所述第三与第四晶体管(Q3，Q4)耦合在一起并耦合到第五晶体管(Q5)，且所述第五晶体管(Q5)经由所述节点(N)耦合到所述第二输入端口(RF)并耦合到所述地。

5.如权利要求3所述的混频器，特征在于：所述电流源(Ie)包括连接在所述节点(N)与所述第五晶体管(Q5)之间的第六晶体管(Q6)，以及连接在所述第六晶体管(Q6)与所述地之间的电感器(Le1)。

6.如权利要求1-5中任一项所述的混频器，特征在于：电感器(L_in)与电容器(C_in)串联连接在所述第二输入端口(RF)与所述节点(N)之间以实现输入阻抗匹配。

7.如权利要求5所述的混频器，特征在于：所述第一混频器(M1)还包括耦合在所述所耦合第一及第二晶体管(Q1，Q2)与所述节点(N)之间的电阻器(Re)或电感器(Le)，且所述Gilbert混频器(M2)还包括耦合在所述第五晶体管(Q5)与所述地之间的电感器(Le2)，因而提供ac输入阻抗匹配。

8.如权利要求5所述的混频器，特征在于：所述电流源(Ie)包括耦合在所述节点(N)与所述地之间的电流镜像。

9.如权利要求1所述的混频器，特征在于：所述第一输入端口(IN1)适合提供本振输入信号，且所述第二输入端口(IN2)适合提供射频输入信号。

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