ES2349283T3 - Método y disposición para un mezclador lineal. - Google Patents

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Abstract

Una disposición (1) de mezclador de combinación que comprende puertos de entrada primero (LO) y segundo (RF) para recibir señales de entrada y un puerto de salida (IF) para proporcionar señales de salida, un primer mezclador (M1) y un segundo mezclador (M2) acoplados en paralelo entre los citados puertos de salida (LO; RF; IF); y en el que el citado mezclador primero (M1) y segundo (M2) están dispuestos para ser accionados simultáneamente por una señal de entrada proporcionada en el citado segundo puerto de entrada (RF); caracterizado porque: los citados mezcladores primero y segundo (M1 y M2) están acoplados en dc, de manera que una tensión de polarización (Vbias) aplicada en el citado primer puerto (LO) proporciona polarización de dc simultáneamente tanto a M1 como a M2 para permitir un aumento de la ganancia del primer mezclador (M1) responsable de un aumento en la citada señal de entrada y por ello una mayor linealidad para la disposición del mezclador de combinación, y en el que el citado primer (M1) mezclador es un mezclador de trans-conductancia simplemente equilibrado (M1) que comprende un primer transistor (Q1) acoplado a un primer terminal del citado puerto de salida (IF), y a un primer transistor del citado primer puerto de entrada (LO), y que comprende también un segundo transistor (Q2) acoplado a un segundo terminal del citado puerto de salida (IF), y a un segundo transistor del citado primer puerto de entrada (LO), en el que los citados transistores primero y segundo (Q1, Q2) están acoplados entre sí y a un nodo (N) conectado al citado segundo puerto de entrada (RF), y que comprende también una fuente de intensidad (Ie) conectada entre el citado nodo (N) y una tierra eléctrica, y en el que el citado segundo (M2) mezclador es un mezclador de Gilbert (M2) simplemente equilibrado que comprende un tercer transistor (Q3) acoplado al citado primer terminal del citado puerto de salida (IF), y al citado segundo terminal del citado primer puerto de entrada (LO), y a un cuarto transistor (Q4) acoplado al citado segundo terminal del citado puerto de salida (IF), y al citado primer terminal del citado primer puerto de entrada (LO), y en el que los citados transistores tercero y cuarto (Q3, Q4) están acoplados entre sí y a un quinto transistor (Q5), y el citado quinto transistor (Q5) está acoplado al citado segundo puerto de entrada (RF) por medio del citado nodo (N), y a la citada tierra.

Description

CAMPO TÉCNICO
La presente invención se refiere a circuitos mezcladores en general, específicamente a circuitos mezcladores altamente lineales.
ANTECEDENTES 5
Los mezcladores realizan una función indispensable en sistemas de comunicación como dispositivos de traslación de frecuencia tanto para conversión hacia abajo como hacia arriba. A frecuencias de microondas, los mezcladores integrados monolíticamente que utilizan un único o múltiples transistores existen en varias tecnologías de semiconductores tales como Si bipolar, CMOS, SiGe HBT, GaAs 10 FET, GaAs p-HEMT. Varias topologías de circuito son también evidentes, lo que genera tanto mezcladores de tipo pasivo como activo.
Además, para moderar relativamente la demanda de ganancia de conversión, cifras de alta linealidad y bajo ruido se requieren a menudo para estos mezcladores. No obstante, un problema común con las topologías de mezclador existentes es la 15 dificultad para ofrecer una combinación de alta linealidad y bajo ruido aun proporcionando una ganancia de conversión positiva.
Consecuentemente, existe la necesidad de topologías de mezclador que permitan simultáneamente alta linealidad, bajo ruido y ganancia positiva.
El documento US 6.393.260 describe una mezcla equilibrada en un receptor de 20 radio estableciendo tensiones de polarización de nivel variable y/o corrientes para transistores en una combinación de circuito mezclador. El documento US2004/043742 describe un circuito para establecer una corriente de polarización utilizando un bucle de retorno. El documento US 5.886.547 describe un circuito y un método de controlar la linealidad del mezclador en una ruta de señal de recepción. El documento 5.826.182 25 describe un circuito mezclador de frecuencia de radio que incluye un núcleo mezclador doblemente equilibrado, una sección de entrada de RF al núcleo mezclador y un circuito de polarización acoplado a la sección de entrada de RF.
RESUMEN 30
Un objeto de la presente invención es proporcionar un nuevo circuito mezclador.
Otro objeto de la presente invención es proporcionar un circuito mezclador altamente lineal.
Otro objeto más de la invención es proporcionar un mezclador altamente lineal con bajo ruido.
Incluso otro objeto más es proporcionar un mezclador altamente lineal, de bajo ruido con ganancia de conversión positiva.
Estos y otros objetos se logran de acuerdo con el conjunto de reivindicaciones. 5
De acuerdo con un aspecto básico, una realización de un mezclador 1 de la presente invención describe un mezclador 1 de combinación que comprende dos mezcladores M1, M2 acoplados en paralelo entre puertos de entrada primeros y segundos IN1, IN2 y un puerto de salida OUT. Los mezcladores M1, M2 están acoplados en dc y dispuestos para ser accionados simultáneamente mediante una 10 señal de entrada en el segundo puerto de entrada IN2. Además, una tensión de polarización Vbias es proporcionada en el primer puerto de entrada IN1, permitiendo así un aumento de la ganancia del primer mezclador M1 en respuesta a un aumento en la señal de entrada. Consecuentemente, la disposición de mezcladores combinados es capaz de ofrecer una mayor linealidad. 15
Las ventajas de la presente invención incluyen:
Un mezclador mejorado para conversión hacia arriba y hacia abajo
Un mezclador con una mayor linealidad
Un mezclador con menor ruido y ganancia positiva 20
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS
La invención, junto con otros objetos y ventajas de la misma, puede comprenderse mejor en referencia a la siguiente descripción tomada junto con los dibujos que se acompañan, en los cuales: 25
las Figs. 1a-1c ilustran varias topologías de mezcladores de transconductancia;
la Fig. 2 ilustra una topología de mezclador de conmutación conocida;
la Fig. 3 ilustra una topología de mezclador con pre-distorsión conocida (es decir, linealizador); 30
la Fig. 4 ilustra otra topología de mezclador conocida (es decir, el llamado micromezclador);
la Fig. 5 ilustra una realización de la presente invención;
la Fig. 6 ilustra otra realización de la presente invención;
la Fig. 7 ilustra otra realización más de la presente invención.
DESCRIPCIÓN DETALLADA
La presente invención se describirá ahora con referencia a una topología de mezclador, que es implementada como completamente integrada en un 5 microprocesador semiconductor, por ejemplo, en tecnología de Si o de GaAs. No obstante, es evidente que utilizar componentes discretos o un híbrido de integrated circuits IC – circuitos Integrados) y componentes discretos puede utilizarse para implementar la topología. Además, aunque la descripción se refiere principalmente a la conversión hacia abajo la misma topología puede ser también igualmente utilizada 10 para la conversión hacia arriba.
Para proporcionar una comprensión con más profundidad de las dificultades con topologías de mezclador conocidas, se describirán y explicarán a continuación una selección de topologías de mezclador.
Una topología conocida es el llamado mezclador de trans-conductancia, como 15 se muestra en la Fig. 1, en el cual se realiza un desplazamiento de frecuencia utilizando la característica de no linealidad entre la corriente del colector y la tensión de base-emisor. Como se muestra en la Fig. 1(a), tanto las señales de radio frequency (RF – Frecuencia de Radio) como el local oscillator (LO – Oscilador Local) pueden ser aplicadas a la base del transistor Q1 por medio de un combinador de potencia que a 20 menudo consume una gran área de microprocesador. Alternativamente las señales de RF y de LO pueden ser aplicadas al emisor y a la base, respectivamente, como se muestra en la Fig. 1(b), donde Le proporciona un punto de conexión de AC. Una versión simplemente equilibrada del mezclador de transconductancia se muestra en la Fig. 1(c). 25
Otra topología ampliamente desplegada de mezcladores activos es el llamado mezclador de tipo de conmutador [1]. Un ejemplo se muestra en la Fig. 2(a), donde el transistor Q1 transfiere la señal de tensión de RF aplicada en el terminal de entrada de RF en una señal de corriente que es activada o desactivada por el transistor Q2 a la frecuencia de LO. Cuando se usa un LO diferencial para conmutar un par de emisor 30 acoplado, como se muestra en la Fig. 2(b), se obtiene el llamado mezclador de Gilbert simplemente equilibrado.
El comportamiento de linealidad de las topologías de mezclador activo existentes mencionadas anteriormente varía y a menudo sufre de inadecuaciones de una manera o de otra. En general, hay una fuerte demanda para mejorar la linealidad del mezclador de manera que no resulte un cuello de botella en el diseño de la cadena de transmisor y receptor en términos de linealidad.
Un planteamiento conocido para mejorar la linealidad de los circuitos mezcladores es utilizar una corriente DC grande en el mezclador de Gilbert descrito 5 previamente, que desafortunadamente añade ruido y consume una gran potencia dc. Otro planteamiento es utilizar una pre-distorsión (llamada linealizador), que se describe mejor como un circuito no lineal con aumento de ganancia para compensar la disminución de ganancia del mezclador, como se muestra en la Fig. 3 [2]. No obstante, la linealidad introduce pérdida de inserción y ruido extra. 10
Un tercer planteamiento conocido es aplicar una topología llamada de micromezclador, como se muestra en la Fig. 4 [3], [4]. Los transistores Q1, Q2 y Q3 forman una etapa de transconductancia y convierten una señal de tensión de RF de un solo extremo en las corrientes de colector diferenciales de Q3 y Q2. El transistor Q3, configurado en base común, y el transistor Q2, configurado en emisor común, son dos 15 componentes inevitables en esta topología. Tal etapa de transconductancia tiene mejor linealidad que el par de emisor acoplado, que se utiliza en un mezclador de Gilbert doblemente equilibrado. No obstante, el micromezclador tiene el inconveniente de una elevada cifra de ruido y una baja ganancia de conversión.
Un objeto de la presente invención es por lo tanto proporcionar una topología 20 de mezclador con un mejor rendimiento de linealidad mientras que al mismo tiempo se asegura un ruido bajo y una ganancia positiva.
Una realización general de una topología de mezclador de acuerdo con la presente invención se describe con referencia a la Fig. 5. La realización describe un mezclador 1 de combinación con puertos de entrada primero y segundo IN1, IN2 para 25 recibir señales de entrada, y un puerto de salida OUT para proporcionar señales de salida. Además, el mezclador incluye dos unidades mezcladoras M1, M2 que están acopladas en paralelo entre los citados puertos de entrada IN1, IN2 de entrada y los puertos OUT de salida. Los dos mezcladores están acoplados en dc y diseñados para ser accionados mediante una única señal de entrada aplicada en el segundo puerto de 30 entrada IN2. Además, el primer puerto de entrada IN1 está adaptado para recibir una tensión de polarización Vbias.
De acuerdo con la realización de la topología de mezclador en la presente invención, el mezclador propuesto está compuesto por un mezclador M1 de trans-conductancia simplemente equilibrado y un mezclador M2 de Gilbert simplemente equilibrado, como se muestra en la Fig. 5. La tensión de polarización Vbias proporciona polarización de dc simultáneamente tanto para M1 como para M2 a través de su acoplamiento de dc directo. La sutileza de la combinación se basa en la observación de que tal disposición de polarización especial consigue un aumento de la ganancia 5 para el mezclador M1 en respuesta a un aumento en la señal de RF de entrada proporcionada en el segundo terminal de entrada IN2. Por ello, la región lineal de todo el mezclador se amplía.
El mezclador M1 de trans-conductancia comprende un par de transistores Q1, Q2, donde el primer transistor Q1 está conectado a un primer terminal IN1+ del primer 10 terminal de entrada IN1 y a un primer terminal de salida OUT- del puerto de salida OUT. El segundo transistor Q2 está conectado a un segundo terminal IN1- del primer puerto de entrada IN1 y a un segundo terminal OUT+ del puerto de salida OUT. Además, los dos transistores Q1, Q2 están acoplados entre sí y con un nodo N, que a su vez está conectado al segundo puerto de entrada IN2 y por medio de una fuente de 15 intensidad Ie a tierra.
El mezclador M2 de Gilbert comprende tres transistores Q3, Q4, Q5. El tercer transistor Q3 está acoplado con el primer terminal de salida OUT-, y al segundo terminal de entrada IN1- del primer puerto de entrada IN1. El cuarto transistor Q4 está acoplado con el segundo terminal de salida OUT+ y al primer terminal IN1+ del primer 20 puerto de entrada IN1. Además, los transistores tercero y cuarto Q3, Q4 están acoplados entre sí y al quinto transistor Q5, que está también acoplado con el citado segundo puerto de entrada IN2 por medio del nodo N y a la tierra.
De acuerdo con una realización específica, el primer puerto de entrada IN1 puede comprender un puerto de entrada del oscilador local para recibir señales de 25 entrada diferenciales del oscilador local. De manera correspondiente, el segundo terminal de entrada IN2 puede comprender una entrada de RF para recibir una señal de entrada de RF de un solo extremo.
La señal de RF de un solo extremo acciona los dos mezcladores mencionados anteriormente de manera simultánea. Las salidas de ambos mezcladores M1, M2 30 están conectadas en paralelo, por ejemplo, para el caso de transistores bipolares los colectores de los transistores primero y tercero Q1, Q3 están conectados, y de la misma manera están los colectores de los transistores segundo y cuarto Q2, Q4.
La base del transistor Q5 en el mezclador M2 está conectada con el emisor de los transistores primero y segundo Q1 y Q2 en el mezclador de transconductancia. Por lo tanto, la tensión de polarización dc en la base de Q5 está determinada por la tensión de polarización Vbias en la base de los transistores primero y segundo Q1 y Q2, y la tensión dc base-emisor de esos transistores Q1, Q2. 5
De acuerdo con una realización específica, con referencia a la Fig. 6, la fuente de intensidad Ie en la Fig. 5 puede ser implementada mediante un sexto transistor Q6 con base en corto y colector entre el nodo N y la base del quinto transistor Q5, y una inductancia Le1 conectada en serie entre el emisor del sexto transistor Q6 y la tierra. La amplitud de la corriente dc depende de la tensión aplicada en las bases, así como 10 de la relación de tamaños de los dispositivos Q5 y Q6.
De acuerdo con otra realización específica más, también con referencia a la Fig. 6, una inductancia Lin y un condensador Cin pueden ser conectados en serie entre el segundo puerto de entrada IN2 y el nodo N para permitir la concordancia de la impedancia de entrada para la topología del mezclador. Opcionalmente el primer 15 mezclador M1 puede comprender una resistencia Re o una inductancia Le conectadas en serie entre los transistores primero y segundo acoplados y el nodo N. El segundo mezclador M2 puede comprender una inductancia Le2 acoplada entre el emisor del quinto transistor Q5 y la tierra, para permitir la concordancia de impedancia de entrada de ac. 20
La inductancia Le1 en el emisor de Q6 y Le2 en el emisor de Q5, así como una resistencia Re se utilizan para mejorar la concordancia de impedancia de entrada de ac. Además, la inductancia de Le1 es preferiblemente mayor que Le2 para dirigir más corrientes ac hacia Q5. Esto puede ayudar a aumentar la ganancia de la conversión. La inductancia Lin y el condensador Cin en la entrada de RF se utilizan también para la 25 concordancia de impedancia de entrada. La resistencia Re puede ser reemplazada por una inductancia. La resistencia de carga RL puede ser también reemplazada por una inductancia o por un grupo LC resonante preferiblemente alrededor de la frecuencia IF para reducir la cifra de ruido y la tensión de alimentación de dc.
Una polarización de dc Vbias proporciona la tensión de dc base-emisor para los 30 transistores primero y segundo Q1, Q2, en el mezclador de trans-conductancia M1, y Q5 en el mezclador de Gilbert M2. Tal disposición de polarización puede lograr un aumento de la ganancia del mezclador de transconductancia puesto que la potencia de RF de entrada aumenta. Este aumento de ganancia compensa la disminución de ganancia del mezclador de Gilbert y, consecuentemente, mejora la linealidad de todo el mezclador.
De acuerdo con otra realización, con referencia a la Fig. 7, la fuente de intensidad Ie puede comprender un espejo de corriente conectado entre el nodo N y la tierra. 5
La diferencia fundamental entre la implementación mostrada en la Fig. 6 y el micromezclador mostrado en la Fig. 4 se basa en el hecho de que el transistor Q3 de la Fig. 4, que realiza una función crucial en el micromezclador, se elimina del mezclador inventado. El transistor Q3 es inevitable y necesario en el micromezclador con el fin de convertir una señal de alimentación de RF de un solo extremo en señales 10 de corriente diferenciales. Además, el par de Q1 y Q2 de emisor acoplado en el micromezclador funciona como un núcleo de conmutación controlado por la señal LO, en lugar del mezclador de trans-conductancia propuesto en esta invención. La combinación de M1 y M2 hace uso de la ventaja de ganancia del mezclador de Gilbert y de la linealidad y de la ventaja del ruido del mezclador de trans-conductancia cuya 15 linealidad está más aumentada por la específica relación de polarización entre M1 y M2 en la topología propuesta, como se describe a continuación.
Ventajas de la invención comprenden:
• Una mejora de la linealidad se logra compensando la disminución de la 20 ganancia del mezclador de Gilbert con un mezclador de transconductancia conectado en paralelo.
• A medida que la potencia de RF de entrada aumenta la tensión de base-emisor de Q5Vbe,Q5 disminuye, originando una disminución de la ganancia en el mezclador de Gilbert. Puesto que M1 y M2 están dispuestos de tal 25 manera que están acoplados en dc en el segundo puerto de entrada IN2, la caída de tensión de base-emisor de dc de Q1 y Q2, Vbe,Q1/Q2, debido a la suma de Vbe,Q1/Q2 y Vbe, Q5 es Vbias, una constante. El aumento de Vbe,Q1/Q2 provoca un aumento de la ganancia de conversión del mezclador de trans-conductancia. Esto compensa la disminución de la ganancia del mezclador de Gilbert y 30 aumenta la región lineal de todo el mezclador. El apéndice explica por qué la ganancia de conversión del mezclador de trans-conductancia aumenta con la tensión de base-emisor de dc.
• Adicionalmente la presente implementación mostrada en la Fig. 6 debería tener una menor cifra de ruido que el micromezclador, puesto que una fuente de ruido, el transistor Q3 en configuración de base común (véase la Fig. 4), es eliminado. Otra ventaja más de eliminar el transistor Q3 es que la tensión de alimentación de dc puede ser reducida aproximadamente en la caída de un 5 diodo.
La topología de mezcladores puede ser implementada en tecnología de Sílice o de GaAs. Puede ser completamente integrada en un microprocesador pero también puede ser realizada con componentes discretos o con un híbrido de ICs y 10 componentes discretos. Esta topología puede ser aplicada tanto en mezcladores de conversión hacia arriba como hacia abajo.
Resultará evidente para los expertos que pueden realizarse varias modificaciones y cambios a la presente invención sin separarse del ámbito de la misma, que está definido por las reivindicaciones adjuntas. 15
APÉNDICE
Lo que sigue es un breve intento de explicar por qué la ganancia de conversión del mezclador de trans-conductancia aumenta con la tensión de base-emisor de dc. Asumiendo que la corriente del colector Ic está relacionada con la tensión de base-20 emisor ϑbe(t) mediante
donde Is es la corriente de saturación y Cuando la señal LO y la señal de RF son aplicadas en la base y el emisor respectivamente, y la tensión de polarización de dc es Vbe, la tensión 25 de base-emisor Insertarla en (1) conduce a una función de la transconductancia, que describe la relación entre la tensión de RF de entrada y la corriente del colector
donde In(χ) denota la función de Bessel modificada del primer tipo. Esta trans-conductancia variada con el tiempo g(t) multiplicada por la ƲR(t) genera el componentes de ganancia deseado en la corriente del colector, 5
Sólo la intensidad del componente está asociada con la ganancia de la conversión, 10
La Ecuación (4) indica que la ganancia de la conversión del mezclador de transconductancia es exponencialmente proporcional a la tensión de la base-emisor de 15 dc.
REFERENCIAS
[1] T. H. Lee, The design of CMOS radio-frequency integrated circuits, pp. 319-325, Cambridge University Press, 1998. 20
[2] M. Bao, Y. Li y A. Cathelin, “A 23 GHz active mixer with diode linearizer in SiGe BiCMOS technology”, Proc. of 33rd European Microwave Conference, pp. 391-393, 2003.
[3] B. Gilbert, “The MICROMIXER: A highly linear variant of the Gilbert mixer using a bisymmetric class-AB input stage”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 32, pp. 1412-1423, Sept. 1997.
[4] B. Gilbert, “RF mixer with inductive degeneration”, número de patente de US: 6122497, Sept. 19, 2000. 5

Claims (6)

  1. REIVINDICACIONES
    1. Una disposición (1) de mezclador de combinación que comprende puertos de entrada primero (LO) y segundo (RF) para recibir señales de entrada y un puerto de salida (IF) para proporcionar señales de salida, 5
    un primer mezclador (M1) y un segundo mezclador (M2) acoplados en paralelo entre los citados puertos de salida (LO; RF; IF); y
    en el que el citado mezclador primero (M1) y segundo (M2) están dispuestos para ser accionados simultáneamente por una señal de entrada proporcionada en el citado segundo puerto de entrada (RF); caracterizado porque: 10
    los citados mezcladores primero y segundo (M1 y M2) están acoplados en dc, de manera que una tensión de polarización (Vbias) aplicada en el citado primer puerto (LO) proporciona polarización de dc simultáneamente tanto a M1 como a M2 para permitir un aumento de la ganancia del primer 15 mezclador (M1) responsable de un aumento en la citada señal de entrada y por ello una mayor linealidad para la disposición del mezclador de combinación, y
    en el que el citado primer (M1) mezclador es un mezclador de trans-conductancia 20 simplemente equilibrado (M1) que comprende un primer transistor (Q1) acoplado a un primer terminal del citado puerto de salida (IF), y a un primer transistor del citado primer puerto de entrada (LO), y que comprende también un segundo transistor (Q2) acoplado a un segundo terminal del citado puerto de salida (IF), y a un segundo transistor del citado primer puerto de entrada (LO), en el que los citados transistores 25 primero y segundo (Q1, Q2) están acoplados entre sí y a un nodo (N) conectado al citado segundo puerto de entrada (RF), y que comprende también una fuente de intensidad (Ie) conectada entre el citado nodo (N) y una tierra eléctrica, y
    en el que el citado segundo (M2) mezclador es un mezclador de Gilbert (M2) simplemente equilibrado que comprende un tercer transistor (Q3) acoplado al citado 30 primer terminal del citado puerto de salida (IF), y al citado segundo terminal del citado primer puerto de entrada (LO), y a un cuarto transistor (Q4) acoplado al citado segundo terminal del citado puerto de salida (IF), y al citado primer terminal del citado primer puerto de entrada (LO), y en el que los citados transistores tercero y cuarto (Q3, Q4) están acoplados entre sí y a un quinto transistor (Q5), y el citado quinto transistor (Q5) está acoplado al citado segundo puerto de entrada (RF) por medio del citado nodo (N), y a la citada tierra.
  2. 2. El mezclador de acuerdo con la reivindicación 1, caracterizado porque la 5 citada fuente de intensidad (Ie) comprende un sexto transistor (Q6) conectado entre el citado nodo (N) y el citado quinto transistor (Q5), y una inductancia (Le1) conectada entre el citado sexto transistor (Q6) y la citada tierra.
  3. 3. El mezclador de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 – 2, 10 caracterizado porque una inductancia (Lin) y una capacitancia (Cin) están conectadas en serie entre el citado segundo puerto de entrada (RF) y el citado nodo (N) para permitir la concordancia de impedancia de entrada.
  4. 4. El mezclador de acuerdo con la reivindicación 2, caracterizado porque el 15 citado primer mezclador (M1) comprende también una resistencia (Re) o una inductancia (Le) acopladas en serie entre los citados transistores primero y segundo (Q1, Q2) acoplados y el citado nodo (N), y el citado mezclador de Gilbert (M2) comprende también una inductancia (Le2) acoplada entre el quinto transistor (Q5) y la citada tierra, proporcionando por ello una concordancia de impedancia de entrada de 20 ac.
  5. 5. El mezclador de acuerdo con la reivindicación 2, caracterizado porque la citada fuente de intensidad (Ie) comprende un espejo de corriente acoplado entre el citado nodo (N) y la citada tierra. 25
  6. 6. El mezclador de acuerdo con la reivindicación 1, caracterizado porque el citado primer puerto de entrada (IN1) está adaptado para proporcionar señales de entrada del oscilador local, y el citado segundo puerto de entrada (IN2) está adaptado para proporcionar una señal de entrada de frecuencia de radio. 30
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