CN101567717A - 一种上行链路mimo-ldpc调制与解调系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种上行链路MIMO空时编解码基带系统。MIMO基站覆盖的小区内不同移动台所处的空间位置不同，可以得到不同的信道参数矩阵。移动台对基带信号进行LDPC编码和射频调制后发射；MIMO基站接收机对接收信号进行射频解调，然后使用不同移动台至基站的信道矩阵参数对基带信号进行空间解调，再进行LDPC解码得到还原数据。本发明提供了应用此方法的上行链路MIMO空时编解码基带系统电路。采用本发明使每一连接用户获得两个独立的空间信道，可提高无线通信系统的频谱利用率，并简化MIMO移动台发射机的设计。

Description

一种上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统

技术领域

本发明涉及到多输入多输出(MIMO)无线通信系统，特别是上行链路MIMO-LDPC基带调制与解调系统。

背景技术

MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put)表示多天线无线通信系统的多输入多输出技术，MIMO技术利用多天线来抑制信道衰落。根据收发两端天线数量，相对于普通的SISO(Single-Input Single-Output)无线通信系统，MIMO无线通信系统还可以包括SIMO(Single-Input Multiple-Output)无线通信系统和MISO(Multiple-Input Single-Output)无线通信系统。MIMO技术已被考虑用于802.11n和802.16e的无线通信系统。802.11n和802.16e是IEEE802.1x标准，802.11n和802.16e通过采用MIMO技术提高无线节点的吞吐量和无线传输的可靠性。

无线通信中的MIMO技术可支持空间复用，因为它使用多空间通道传送和接收数据。只有移动台和基站具有多天线发射机和接收机时才能支持MIMO技术。

无线基站或移动台的多个天线在天线间距大于一定数值时发送信号，如果发射机和接收机之间存在一定的散射体，可形成多个空间信道。使用单输入单输出(SISO)的单天线无线通信系统形成一个空间信道。MIMO空间复用技术允许多个天线同时发送和接收空间多路信号。MIMO空间复用技术允许无线基站或移动台的多个天线同时发送和接收，也就是说可利用MIMO空间信道成倍地提高无线信道容量，在不增加带宽和天线发送功率的情况下，使频谱利用率成倍地提高。

利用MIMO技术可以提高信道的容量，同时也可以提高信道的可靠性，降低误码率。前者是利用MIMO信道提供的空间复用增益，后者是利用MIMO信道提供的空间分集增益。实现空间复用解码的算法主要有贝尔实验室的BLAST算法、ZF算法、MMSE算法、ML算法。ML算法具有很好的译码性能，但是复杂度比较大，对于实时性要求较高的无线通信不能满足要求。ZF算法简单容易实现，但是对信道的信噪比要求较高。BLAST算法际上是使用ZF算法加上干扰删除技术得出的，对于移动台接收机，BLAST算法具有较高的系统实现复杂度和成本。

目前MIMO技术领域另一个研究热点就是空时编码。常见的空时码有空时块码、空时格码。空时码的主要思想是利用空间和时间上的编码实现一定的空间分集和时间分集增益，从而降低信道误码率。但是，对于移动台的发射机和接收机，空时编解码算法同样具有较高的系统实现复杂度和成本。

现有MIMO系统设计集中于利用多天线和空时码获取空间分集增益和编码增益，以改善接收信号的误比特率性能。但是，现有的空时编解码方法存在四个问题：1.移动台发射机需要占用多个时隙产生空时编信号，等价于占用了多个时分信道，降低了数据传输率；2.移动台发射机需要进行复杂的多空时编码，这对于低复杂度和低成本的移动台是难以实现的；3.接收信号的误比特率性能的改善实际上是在牺牲数据传输率的情况下取得的；4.未能为移动台在带宽不变的情况下提供独立的空间复用信道。

MIMO信道的空分复用要求MIMO信道高度独立，MIMO接收算法方可得到共信道干扰较小的解码数据。但是在通常的实际应用中，MIMO信道并非高度独立，这将导致共信道干扰，严重影响通信质量。而采用空时编码方法解决这一问题，将大幅度增加移动台发射机和接收机的系统实现复杂度和成本。本发明提出在上行链路的移动台发射机和基站接收机采用LDPC编解码解决这一问题。

低密度奇偶校验码(LDPC码)是麻省理工学院Robert Gallager于1962年在博士论文中提出的一种具有稀疏校验矩阵的分组纠错码。LDPC好码的性能可逼近香农限，LDPC码适用于本发明涉及的无线通信的MIMO信道。

任何一个(n，k)分组码，如果其信息向量与校验向量之间的关系是线性的，即能用一个线性方程来描述的，就称为线性分组码。低密度奇偶校验码(LDPC码)是一种线性分组码，它通过一个生成矩阵G将信息序列映射成发送序列，也就是码字序列。对于生成矩阵G，完全等效地存在一个奇偶校验矩阵H，所有的码字序列s构成了H的零空间(null space)，即Hs^T＝0。LDPC码的校验矩阵H是一个稀疏矩阵，相对于行与列的长度，校验矩阵每行、列中非零元素的数目(习惯称作行重、列重)非常小，这也是LDPC码之所以称为低密度码的原因。由于校验矩阵H的稀疏性以及构造时所使用的不同规则，使得不同LDPC码的校验矩阵H中的1可能构成短环。它使得LDPC码在迭代译码时，出现不收敛的情况。

LDPC好码必须避免4环。LDPC码是否存在4环可以通过下列定理1进行检验，定理1在Yang Xiao的论文中公开：Yang Xiao，Moon-Ho lee，LowComplexity MIMO-LDPC CDMA Systems over Multipath Channels，IEICETransactions on Communications 2006 E89-B(5)：1713-1717；doi：10.1093/ietcom/e89-b.5.1713.

定理1：给定LDPC码的校验矩阵H，该LDPC码不存在4环的充分必要条件是：HH^T除对角线外的矩阵元素为0或1。

当H的行重和列重保持不变或尽可能的保持均匀时，称这样的LDPC码为正则LDPC码，反之如果列、行重变化差异较大时，称为非正则的LDPC码。研究结果表明正确设计的非正则LDPC码的性能要优于正则LDPC。

发明内容

为了解决MIMO系统上述问题，本发明提出上行链路MIMO-LDPC基带调制和解调系统，使小区内的移动台在带宽不变的情况下获取多个独立的空间信道，空时编码不需要占用多个时隙，移动台接收机不需要信道估计和信道矩阵计算。本发明提出的MIMO基带调制与解调系统优于现有其它MIMO系统的误码率性能。根据本发明的一个具体实施方式，本发明将MIMO基带调制和解调系统的设计限制为基站为两个天线和移动台为两个天线的情况。但是本领域的技术人员很容易理解，本发明的系统可以容易地推广到两个以上天线的MIMO基带调制与解调系统。

本发明中使用的LDPC码可为准循环LDPC码或随机LDPC码。

几种准循环LDPC码的好码设计方法已在下列文献中公开：[1]Yang Xiao，Kiseon Kim，Good encodable irregular quasi-cyclic LDPC codes，11th IEEESingapore International Conference on Communication Systems，2008.ICCS 2008，pp.1291-1296；[2]Ying Zhao，Yang Xiao，The Necessaryand Sufficient Condition of a Class of Quasi-Cyclic LDPC Codes withoutGirth Four，IEICE Transactions on Communications，2009，E92-B(1)：306-309.；[3]Yang Xiao，Moon Ho Lee，Construction of good quasi-cyclicLDPC codes，IET International Conference on Wireless Mobile andMultimedia Networks Proceedings(ICWMMN 2006)，2006，pp.172-175。

无4环的随机LDPC码的校验矩阵构造方法，具有如下步骤。

步骤1：构造一个M行2列零矩阵：将特定数目的1随机的放置在该矩阵的第1列和第2列上，检验由第1列和第2列构成的子矩阵是否满足定理1，若满足，进到步骤2；若不满足，调整第2列中1的位置，使调整后的第1列和第2列构成的子矩阵是满足定理1，并进到步骤2。

步骤2：扩展步骤2的M行2列矩阵：将特定数目的1随机的放置在步骤2得到矩阵的第3列上，检验M行3列矩阵是否满足定理1，若满足，进到步骤3；若不满足，调整第3列中1的位置，使调整后的M行3列矩阵满足定理1，并进到步骤3。

步骤3：对于n＝4，…，N，采用类似步骤2的方法，对M行n-1列矩阵进行扩展：将特定数目的1随机的放置在矩阵的第n列上，检验M行n列矩阵是否满足定理1，若满足，n+1，返回步骤3，直到n＝N；若不满足，调整第n列中1的位置，使调整后的M行n列矩阵满足定理1，n+1，返回步骤3。

在步骤1到步骤3中，要使每行中的‘1’的个数尽量均匀，要避免全‘0’行和仅含一个‘1’的行的出现，要使最后得到的无4环的随机LDPC码的校验矩阵为满秩。

本发明实施例采用上述算法设计LDPC码的校验矩阵。

LDPC码的生成矩阵的构造方法，具有如下步骤。

步骤1：调整LDPC码的校验矩阵的列，使

H＝[A B]       (1)

子矩阵A为非奇异

步骤2：子矩阵A的逆矩阵与B相成，得到生成矩阵：

G＝[A^-1B I]    (2)

LDPC码的编码方法，具有如下步骤。

将数据比特向量b＝[b(1)L b(M)]与生成矩阵相乘，可得到LDPC编码信号。假设数据比特向量b被放置在编码序列的尾端而校验比特向量p则占据编码序列的前端，也就是

s＝bG＝[p b]    (3)

经过编码得到的向量s就是要传输的LDPC编码信号。

本发明实施例的移动台发射机采用上述算法进行LDPC编码。

本发明中，基站接收机的LDPC码的解码采用概率传播算法，也称和积算法或置信传播算法。该解码算法已在D.MacKay的论文中公开：D.MacKay“Good error-correcting codes based on very sparse matrices，”IEEETrans.Information Theory，Vol.45，March.1999，pp.399-431.

定义矩阵行中非零比特的列号

N(m)≡{n：H^T＝1)    (4)

表示与校验节点m相邻的信息节点的集合，对于每一个m，集合中都有j个元素。

置信传播算法的解码过程如下。

步骤1.初始化：

源比特序列b(n)的似然概率为q_mn ⁰和q_mn ¹，把它们分别初始化为f_n ⁰和f_n ¹

$f_n^1=1/(1+\exp (-2{\mathrm{ay}}_n/{\mathrm{\σ}}^2)---\left(5a\right)$

$f_n^0=1-f_n^1,$ 其它情况                    (5b)

其中y_n为解码器的输入，a为发送信号的功率，σ²＝N₀/2是信道噪声的方差，噪声功率。

步骤2.水平迭代：

对每个行校验m和每个n∈N(m)，计算概率r_mn ⁰和r_mn ¹。

先计算

${\mathrm{\δq}}_{\mathrm{mn}}=q_{\mathrm{mn}}^0-q_{\mathrm{mn}}^1---\left(6\right)$

然后计算

${\mathrm{\δr}}_{\mathrm{mn}}=r_{\mathrm{mn}}^0-r_{\mathrm{mn}}^1=\underset{n^{\′}}{\mathrm{\Π}}\mathrm{\δ}{q}_{{\mathrm{mn}}^{\′}},n^{\′}\∈N\left(m\right)\backslash n---\left(7\right)$

然后得到

$r_{\mathrm{mn}}^0=(1+{\mathrm{\δr}}_{\mathrm{mn}})/2---\left(8a\right)$

和

$r_{\mathrm{mn}}^1=(1-{\mathrm{\δr}}_{\mathrm{mn}})/2---\left(8b\right)$

步骤3.垂直迭代：

利用在步骤2中计算所得值r_mn ⁰和r_mn ¹更新概率值q_mn ⁰和q_mn ¹。

$q_{\mathrm{mn}}^0={\mathrm{\α}}_{\mathrm{mn}}{f}_n^0\underset{m^{\′}}{\mathrm{\Π}}{r}_{m^{\′}n}^0,m^{\′}\∈M\left(n\right)\backslash m---\left(9a\right)$

和

$q_{\mathrm{mn}}^1={\mathrm{\α}}_{\mathrm{mn}}{f}_n^1\underset{m^{\′}}{\mathrm{\Π}}{r}_{m^{\′}n}^1,m^{\′}\∈M\left(n\right)\backslash m---\left(9b\right)$

其中α_mn为归一化系数使得

$q_{\mathrm{mn}}^0+q_{\mathrm{mn}}^1=1---\left(9c\right)$

同时计算伪后验概率

$q_n^0={\mathrm{\α}}_n{f}_n^0\underset{m}{\mathrm{\Π}}{r}_{\mathrm{mn}}^0,m\∈M\left(n\right)---\left(10a\right)$

和

$q_n^1={\mathrm{\α}}_n{f}_n^1\underset{m}{\mathrm{\Π}}{r}_{\mathrm{mn}}^1,m\∈M\left(n\right)---\left(10b\right)$

步骤4.尝试解码：

当 $q_n^1=1$ 时令 $r_n^1=1,$ 反之 $r_n^1=0,$ m＝0。如果校验方程Hr^T＝0，则解码成功并结束，反之则回到步骤2。

一旦解码成功(满足终止条件或达到最大循环次数)，从r＝[p b]得到可用信息比特向量b。

本发明的实施例的基站接收机采用上述算法进行LDPC解码。

本发明的MIMO系统能够实现信道的空间复用，提高频谱的利用率。

如果基站和移动台均采用两个以上的天线，那么基站天线功率覆盖的每一移动台可获得两个以上的空间信道。但这是基于基站(BS)和移动站点(MS)之间的空间信道是完全不相关的假设，要求MIMO信道矩阵的行向量互不相关。在大多数的应用情况下，MIMO信道矩阵的行向量并非不相关，这就产生了MIMO信道中的共信道干扰，使得误码率性能不能满足通信要求。为了解决这个问题，本发明提出基站接收机利用逆信道矩阵来对空间信号解调。本发明中，移动台发射机未采用多时隙空时编码，而用基带电路直接发射两路LDPC码编码信号。

根据本发明的一个具体实施方式，本发明提出的MIMO-LDPC基站及其连接的多个移动台均具有两个天线，基站两个天线间距为发射信号波长的10倍，移动台两个天线间距为发射信号波长的4倍。

移动台发射机按照如下步骤发射信号：

步骤1)：第k个用户的数据流为{b₁ ^(k)}和{b₂ ^(k)}，第k个移动台发射机将两个信道的数据流使用两个LDPC码进行编码，得到LDPC编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)：

$s_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{G}_1=\left[\begin{array}{cc}{p}_1^{\left(k\right)}& b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right],$

$s_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{G}_2=\left[\begin{array}{cc}{p}_2^{\left(k\right)}& b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

其中G₁和G₂是LDPC码的生成矩阵，p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为信息比特向量，用户k的两空间信道使用两个不同的LDPC码，G₁和G₂对应的校验矩阵为H₁和H₂。这里，G₁和H₁的对应关系由式(1)和式(2)确定：令式(1)中的H＝H₁，由式(2)即得G₁；同理，G₂和H₂的对应关系由式(1)和式(2)确定：令式(2)中的H＝H₂，由式(2)即得G₂。

步骤2)：移动台发射机对LDPC码编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))，再由移动台发射机的两天线分别发射。

与移动台连接的MIMO基站按照如下步骤得到还原数据：

步骤3)MIMO基站接收机使用现有技术的本地射频解调电路，从两天线接收的射频信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(k\right)}\\ r_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}t\left(s_1^{\left(k\right)}\right)\\ t\left(s_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(k\right)}\\ n_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

中提取基带信号t^-1(r₁ ^(k))和t^-1(r₂ ^(k))，t^-1(·)和t^-1(·)表示进行射频解调，其中n₁ ^(k)和n₂ ^(k)分别为第k个移动台接收机的天线1和天线2信道的基带噪声向量。

步骤4)MIMO基站接收机使用逆矩阵对基带信号t^-1(r₁ ^(k))和t^-1(r₂ ^(k))进行基带空间解调，

$\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(k\right)}\\ y_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{t}^{-1}\left(r_1^k\right)\\ t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right],$

y₁ ^(k)和y₂ ^(k)是基带空间解调信号；

步骤5)MIMO基站接收机使用置信传播算法的解码的本地LDPC解码器对接收的基带空间解调信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)进行解码，提取移动台发射数据流b₁ ^(k)和b₂ ^(k)，无误码时具有

$H_1^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_1^{\left(k\right)}\\ b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

和

$H_2^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_2^{\left(k\right)}\\ b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

其中p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为信息比特向量。

上述基站的两个天线间距分别为10-15倍的发射信号波长，移动台的两个天线间距分别为4倍的发射信号波长，使基站接收机的基带空间解调 ${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 的计算可行。

${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 计算可行的要求是 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 非奇异，而 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 奇异的要求是信道矩阵中的行向量不相关。本发明中，基站的两个天线间距为10-15倍的发射信号波长，移动台的两个天线间距为4倍的发射信号波长可以确保信道矩阵中的行向量不相关，故 ${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 的计算可行。

上述的步骤1)中还包含步骤：各移动台发射机用的LDPC码的生成矩阵G₁和G₂满足条件：

1)G₁不等于G₂；

2)G₁和G₂生成矩阵的行向量{g_k(i)，∈{1，2，...，M}，k＝1，2}的最小码重为w_min(g_k)，k＝1，2，任意和{g_k(i)+g_k(j)，i，j∈{1，2，...，M}，k＝1，2}的最小码重为w_min(g_k(i)+g_k(j))，k＝1，2，均无低数值情况；

3)G₁和G₂对应的校验矩阵为H₁和H₂均无4环，即H₁HH₁ ^T和H₂H₂ ^T除对角线外的元素值为0或1；

上述的步骤2)中的信道矩阵参数h_ij ^(k)，i，j∈{1，2}由MIMO-LDPC基站通过上行导引序列估计。上行导引序列是移动台发射机发射的数据帧之间插入的导引数据帧。基站接收机根据各移动台发射上行导引序列可以估计其上行链路的基带信道参数。

上述的步骤3)中的移动台发射机对基带调制信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))。射频调制未做限制，可采用现有调幅、调相、跳频等技术。t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))表示射频调制后的信号。

上述的步骤4)中MIMO基站接收机使用现有技术的本地射频解调电路提取基带的LDPC编码信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)，

$\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(k\right)}\\ y_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{t}^{-1}\left(r_1^k\right)\\ t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right],$

t^-1(·)表示射频解调，可采用现有调幅、调相、调频对应的解调技术。

上述的步骤5)中MIMO基站接收机的本地LDPC解码器的校验矩阵为H₁和H₂。

在采用本发明MIMO-LDPC技术的MIMO系统没有增加额外的时隙，仅在原有信道实现空间复用。

为了进一步说明本发明的原理及特性，以下结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

附图说明

下面通过附图及具体实施例对本发明进行详细阐述。

图1是MIMO信道与上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统框图。

图2是上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的移动台接收机系统框图。

图3是上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的基站发射机的系统框图。

图4是上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的移动台发射与基站接收步骤流程图。

图5是无4环的随机LDPC码的校验矩阵构造方法设计的校验矩阵。

图6是图4的校验矩阵对应的生成矩阵。

图7是图6的生成矩阵的码重分布。

图8是图7的生成矩阵的码距分布。

图9是使用本发明系统和未使用本发明的系统的误码性能比较曲线图。

具体实施方式

下面结合附图详细描述本发明的具体实施方式。

图1是MIMO信道与上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统框图。如图1所示，移动台发射机通过移动台发射机天线1和发射机天线2，发射射频调制信号t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))，其中s₁ ^(k)和s₂ ^(k)为LDPC码编码信号，见图2，

$s_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{G}_1=\left[\begin{array}{cc}{p}_1^{\left(k\right)}& b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right].$

$s_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{G}_2=\left[\begin{array}{cc}{p}_2^{\left(k\right)}& b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

对s₁ ^(k)和s₂ ^(k)进行射频调制后得到t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))。移动台发射机所发射的两路空间信号t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))经过空间信道由基站接收机通过基站接收机的天线1和天线2接收，分别为射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)，空间信道用矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 表示，接收的射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)与发射的射频调制信号t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))具有如下关系，

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(k\right)}\\ r_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}t\left(s_1^{\left(k\right)}\right)\\ t\left(s_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(k\right)}\\ n_2^{\left(k\right)}\end{array}\right].$

其中n₁ ^(k)和n₂ ^(k)分别为第k个移动台接收机的天线1和天线2信道的基带噪声向量。基站接收机中的射频解调电路可从射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)中提取基带信号。

上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统移动台发射机的内部结构见图2，上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统基站接收机的内部结构见图3。

图2是上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的移动台发射机的系统框图。

步骤1)如图2所示，上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的第k个移动台的发送数据流为{b₁ ^(k)}和{b₂ ^(k)}，第k个移动台对发给基站的两数据流编码，得到LDPC编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)：

$s_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{G}_1=\left[\begin{array}{cc}{p}_1^{\left(k\right)}& b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

$s_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{G}_2=\left[\begin{array}{cc}{p}_2^{\left(k\right)}& b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

其中G₁和G₂是LDPC码的生成矩阵，p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为校验码向量。第k个移动台的两空间信道使用两不同的LDPC码，G₁和G₂对应的校验矩阵为H₁和H₂。这里，G₁和H₁的对应关系由式(1)和式(2)确定：令式(1)中的H＝H₁，由式(2)即得G₁；同理，G₂和H₂的对应关系由式(1)和式(2)确定：令式(2)中的H＝H₂，由式(2)即得G₂。

步骤2)第k个移动台发射机对LDPC码编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))，再由移动台发射机的天线1、天线2分别发射。

图3是上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的基站发射机的系统框图。

上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统与第k个移动台连接的MIMO系统的基站按照如下步骤得到还原数据：

步骤3)上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的基站接收机使用现有技术的本地射频解调电路从r₁ ^(k)和r₂ ^(k)提取基带信号t^-1(r₁ ^(k))和t^-1(r₂ ^(k))；

步骤4)上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的基站接收机使用逆矩阵对基带信号t^-1(r₁ ^(k))和t^-1(r₂ ^(k))进行基带空间解调，

$\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(k\right)}\\ y_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{t}^{-1}\left(r_1^k\right)\\ t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right],$

其中t^-1(·)表示射频解调；

步骤5)上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的基站接收机使用置信传播算法的本地LDPC解码器对接收的基带信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)进行解码，提取第k个移动台发射数据流b₁ ^(k)和b₂ ^(k)，无误码时具有

$H_1^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_1^{\left(k\right)}\\ b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

和

$H_2^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_2^{\left(k\right)}\\ b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

其中p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为信息比特向量。

上述基站的两个天线间距为10-15倍的发射信号波长，移动台的两个天线间距为4倍的发射信号波长，使基站接收机的空间解调 ${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 的计算可行。

图4是本发明上行链路移动台发射与基站接收步骤流程图。

根据本发明的一个具体实施方式的计算机仿真结果验证了本发明提出的上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的有效性。

在根据本发明的一个具体实施方式的MIMO系统中，上行链路基站和移动台均使用两个天线来发射和接收，基站发射机已获得最佳信道估计，信道矩阵为 $H_c=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0.56& 0.42\\ 0.4& 0.58\end{array}\right].$

在根据本发明的一个具体实施方式的系统仿真中，每个移动台的LDPC码编码数据直接射频调制后发射，见图2。每个移动台均使用码长为600的随机LDPC码，采用无4环的随机LDPC码的校验矩阵构造方法设计，其校验矩阵的形式见图5，图5中x轴和y轴为校验矩阵的位置变量，z为校验矩阵的元素值；生成矩阵的形式见图6，图6中x轴和y轴为生成矩阵的位置变量，z轴为生成矩阵的元素值；生成矩阵的码重分布形式见图7，图7中x轴为生成矩阵行向量的码重，y轴为生成矩阵的码重分布；生成矩阵的码距分布形式见图8，图8中x轴为生成矩阵行向量的码距，y轴为生成矩阵的码距分布。生成矩阵的最小码重Gwmin＝73，生成矩阵的最小码距Gdmin＝49。

为了验证上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统可用，选择现有的MIMO空时编解码系统和本发明提出的上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统进行比较，两者使用相同的带宽，空间复用信道均为2个。

在系统仿真中，本发明提出的上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统与现有MIMO空时编解码(STBC)系统在相同的信噪比和信道条件下发射200个长度为600的数据帧，获得的误码率结果如图9所示。

图9是使用本发明方法的系统和未使用本发明方法的系统的误码性能比较曲线图。横轴表示信噪比，单位是分贝(dB)，纵轴表示误码率，单位是比值。其中上面的曲线表示未使用本发明方法的MIMO空时分组编解码(STBC)系统的误码曲线，下方的曲线表示使用本发明方法的系统的误码曲线。

观察图9中的仿真结果，可以看到采用目前的MIMO空时编解码系统方案，基站接收机在信噪比为17.3分贝时的误码率为2.5×10^-4。而本发明的上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的移动台接收机却得到了很好的误码率性能。当信噪比为13.5分贝时，误码率为2.5×10^-4，在使用同样带宽的情况下获得3.8分贝的编码增益。在同样的信噪比＝16分贝时，采用目前的MIMO空时编解码系统方案，基站接收机的误码率为2.5×10^-4，而本发明的上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统的基站接收机的误码率为8.3×10^-6。所以，本发明提出的上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统是有效的，在空间复用的情况下可获得良好的误码率性能。

采用本发明上行链路MIMO-LDPC调制与解调系统没有增加额外的时隙，仅在原有信道实现空间复用。尽管在上行链路中，MIMO信道并非完全不相关，但通过本发明的系统可得到较高的通信容量和较好BER(错误比特率)性能。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这些具体实施方式仅是举例说明，本领域的技术人员在不脱离本发明的原理和实质的情况下，可以对上述方法和系统的细节进行各种省略、替换和改变。例如，合并上述方法步骤，从而按照实质相同的方法执行实质相同的功能以实现实质相同的结果则属于本发明的范围。因此，本发明的范围仅由所附权利要求书限定。

Claims (8)

1、一种上行链路MIMO-LDPC基带调制与解调系统，该系统包括基站和与基站连接的多个移动台，其中基站具有基站接收机、基站第一天线、基站第二天线，多个移动台中的每个移动台具有移动台发射机、移动台第一天线、移动台第二天线，其特征在于，

多个移动台中的第k个移动台发射机按照如下步骤发射信号：

步骤1)第k个移动台的数据流为{b₁ ^(k)}和{b₂ ^(k)}，第k个移动台发射机将两个信道的数据流使用两个LDPC码进行编码，得到LDPC编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)：

$s_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{G}_1$

$s_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{G}_2,$

其中G₁和G₂是LDPC码的生成矩阵，第k个移动台的两个空间信道使用两个不同的LDPC码，G₁和G₂对应的校验矩阵为H₁和H₂；

步骤2)第k个移动台发射机对LDPC码编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(s₁ ^(k))和t(s₂ ^(k))，再由移动台第一天线、移动台第二天线分别向基站接收机发射；

步骤3)基站接收机从r₁ ^(k)和r₂ ^(k)提取第k个移动台发射的基带信号t^-1(r₁ ^(k))和t^-1(r₂ ^(k))；

步骤4)基站接收机使用逆矩阵对基带信号t^-1(r₁ ^(k))和t^-1(r₂ ^(k))进行空间解调，

$\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(k\right)}\\ y_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{t}^{-1}\left(r_1^{\left(k\right)}\right)\\ t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right],$

其中t^-1(·)表示射频解调，获得基带信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)；

步骤5)基站接收机对接收的基带信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)进行解码，提取移动台发射数据流b₁ ^(k)和b₂ ^(k)，无误码时具有

$H_1^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_1^{\left(k\right)}\\ b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

和

$H_2^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_2^{\left(k\right)}\\ b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

其中p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为信息比特向量。

2、如权利要求1所述上行链路MIMO-LDPC基带调制与解调系统，其特征在于，步骤1)中还包含步骤：各个移动台编码用的LDPC码生成矩阵G₁和G₂满足条件：

1)G₁不等于G₂；

2)G₁和G₂生成矩阵的行向量{g_k(i)，∈{1，2，...，M}，k＝1，2}的最小码重为w_min(g_k)，k＝1，2，任意和{g_k(i)+g_k(j)，i，j∈{1，2，...，M}，k＝1，2}的最小码重为w_min(g_k(i)+g_k(j))，k＝1，2，均无低数值情况；

3)G₁和G₂对应的校验矩阵为H₁和H₂均无4环，即H₁H₁ ^T和H₂H₂ ^T除对角线外的元素值为0或1。

3、如权利要求1所述上行链路MIMO-LDPC基带调制与解调系统，其特征在于，步骤1)中各个移动台对其两空间信道使用不同的LDPC码的生成矩阵G₁和G₂。

4、如权利要求3所述移动用户对其两空间信道使用不同的LDPC码的生成矩阵G₁和G₂，其特征在于，G₁和G₂对应的随机LDPC码校验矩阵构造方法，具有如下步骤：

步骤1：构造一个M行2列零矩阵：将特定数目的1随机的放置在该矩阵的第1列和第2列上，检验由第1列和第2列构成的子矩阵是否满足第一条件，若满足，进到步骤2；若不满足，调整第2列中1的位置，使调整后的第1列和第2列构成的子矩阵满足第一条件，并进入步骤2；其中，第一条件是：对于给定LDPC码的校验矩阵H，该LDPC码不存在4环的充分必要条件是HH^T除对角线外的矩阵元素为0或1；

步骤2：扩展步骤2的M行2列矩阵：将特定数目的1随机的放置在步骤2得到矩阵的第3列上，检验M行3列矩阵是否满足第一条件，若满足，进到步骤3；若不满足，调整第3列中1的位置，使调整后的M行3列矩阵满足第一条件，并进到步骤3；

步骤3：对于n＝4，...，N，采用步骤2的方法，对M行n-1列矩阵进行扩展：将特定数目的1随机的放置在矩阵的第n列上，检验M行n列矩阵是否满足第一条件，若满足，则n+1，然后返回步骤3，直到n＝N；若不满足，调整第n列中1的位置，使调整后的M行n列矩阵满足第一条件，则n+1，然后返回步骤3；

在上述步骤1到步骤3中，要使每行中的‘1’的个数尽量均匀，要避免全‘0’行和仅含一个‘1’的行的出现，使最后得到的无4环的随机LDPC码的校验矩阵为满秩。

5、如权利要求1所述上行链路MIMO-LDPC基带调制与解调系统，其特征在于，第一基站天线和第二基站天线的间距为发射信号波长的10倍，第一移动台天线和第二移动台天线的间距为发射信号波长的4倍，使基站接收机的基带空间解调 ${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 计算可行。

6、如权利要求1所述上行链路MIMO-LDPC基带调制与解调系统，其特征在于，步骤5)中使用的校验矩阵H₁和H₂和编码矩阵G₁和G₂对应，具有

$H_k{G}_k^T=0,k=\mathrm{1,2}.$

7、如权利要求1所述上行链路MIMO-LDPC基带调制与解调系统，其特征在于，步骤3)中的信道矩阵参数h_ij ^(k)，i，j∈{1，2}由基站接收机通过上行导引序列估计，所述上行导引序列是移动台发射机发射的数据帧之间插入的导引数据帧。

8、如权利要求7所述上行链路MIMO-LDPC基带调制与解调系统，其特征在于，基站接收机根据各个移动台发射的上行导引序列估计其上行链路的基带信道参数。

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