CN101529846A - Qam接收机 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于解调和解码反向散射QAM RFID标签信号的方法和设备，所述QAM RFID标签信号由其在读取器询问器的接收机部分中的解调器的输出端上的同相和正交分量表示。在具有快速变化参数的通信信道中，读取器接收机基于决策反馈，通过跟踪信号的相位和幅度自适应地、相干地校正从标签接收的信号的同相和正交相分量。参考信号用于校正信号分量，其中通过跟踪和平均算法来更新参考信号的坐标。本发明能够简单地实现数字信号处理环境中的接收机。

Description

QAM接收机

技术领域

本发明涉及电信系统，包括经由无线电信道实现数据传输的无线电信系统。更具体地讲，本发明涉及用于在RFID标签和RFID读取器询问器之间进行数据传输的射频识别(RFID)系统和方法。

背景技术

无线通信技术已经显示出了持续强劲的使用多位置相移键控(PSK)和正交幅度调制(QAM)技术的趋势。大部分无线系统基于诸如双相移相键控(BPSK)、四相移相键控(QPSK)、16-QAM和64-QAM的调制技术。这些调制技术被标准化，以便用于当前和未来的移动和固定无线系统，包括用于固定的、便携的、移动的宽带无线接入的IEEE 802.16标准系统。最受欢迎的技术是QPSK和16-QAM。16-QAM调制技术基于位于方阵列的节点处的16点星座。

16-QAM信号调制被认为是未来RFID系统的最有希望的候选之一，其旨在实现数据速率的显著提高。在第二代(Gen 2或G 2)RFID规范中已经在某种程度上实现了提供更高的位速率的请求。RFID标签设计的显著进步也为基于使用QAM信号的数据速率提高开创了新机会。然而，RFID接收机中的QAM信号处理需要进一步的改进。

G2系统以及之前的第一代(Gen 1或G1)系统中使用的接收机在数据速率提高方面具有有限的能力，因为这两种系统使用仅具有幅度调制的二进制信号。已经确定在多位置QAM调制的情况下，与非相干处理相比，幅度和相位都调制的相干信号处理提供显著的能量增益。在具有快速变化的参数的RFID信道中的数据会话期间，相干信号处理要求连续的相位和幅度调整。这些调整包括在传输信号前同步码期间的初始相位和幅度的估计以及在数据传输期间的相位和幅度跟踪。现有的载波恢复的方法对于PSK调制很有效，但对于QAM效率不高，因为在幅度键控信号的解调中涉及一些困难。

用于QAM信号的许多现有的解调或载波恢复方案都基于不使用任何反馈的处理流程。此外，许多现有的实现方法依赖于相对复杂的决策电路。

因此，需要进一步改进基于RFID QAM的读取器的方法和设备，所述基于RFID QAM的读取器被配置用于信号星座的基带处理。

发明内容

将描述用于操作和实现RFID读取器询问器的方法、系统和设备，其中所述RFID读取器询问器能够解调和解码来自RFID标签的QAM编码反向散射信号。

在一个方面中，在具有快速变化参数的通信信道中，读取器接收机基于决策反馈，通过跟踪从标签接收到的信号的相位和幅度来自适应地和相干地校正该信号的同相和正交相分量(分别表示为I和Q)。使用参考信号来校正信号分量，其中通过跟踪和平均算法来更新参考信号的坐标。

在本发明的一个方面中，校正的接收信号用于使用基于比较校正的正交分量与多个预定阈值的简单决策算法来作出决策。此外，基于跟踪和平均算法，计算的决策索引被用于将当前接收的信号变换为更新的参考信号。平均参考向量的更新的坐标被用于接收信号的下一次校正。

当根据本发明的实施例解调和解码反向散射标签信号时，可以实现一个或多个优点。在第一示例方面中，因为采用了相干信号处理，提供了与传统接收机相比的显著的能量增益。在另一个示例方面中，能够在数字信号处理(DSP)环境中简单地实现接收机。

考虑到对本发明的下述详细描述，这些和其它的方面、优点和特征将变得显而易见。应注意，发明内容和摘要部分可以陈述发明人预期的本发明的一个或多个但不是全部示例性实施例。

附图说明

在此并入并形成说明书一部分的附图示出了本发明，并且用于与说明书一起进一步解释本发明的原理，并使得所属领域的技术人员能够做出并使用本发明。

图1根据本发明的实施例示出了RFID读取器与示例性的一组RFID标签进行通信的环境；

图2示出了示例的16-QAM星座图，其中星座点位于方阵列的节点处；

图3示出了用于图2中的16-QAM星座图的映射代码的表格；

图4示出了根据本发明的实施例的16-QAM解码方法的示例步骤的流程图；

图5示出了传统RFID读取器询问器的接收机部分的框图；

图6示出了根据本发明的实施例的16-QAM自适应接收机的框图；

图7是示出了根据本发明的实施例的决策形成算法的表格；

图8示出了根据本发明的实施例的决策形成模块的框图；

图9示出了根据本发明的实施例的用于跟踪算法的变换表格。

现在将参考附图描述本发明。在附图中，相同的附图标记指示相同或功能上相似的元件。此外，附图标记最左边的数位表示附图标记最先出现的附图。

具体实施方式

A.导言

本发明涉及经由具有可变参数的无线电信道实现数据传输的无线电信设备、系统和方法。在一个实施例中，RFID读取器-询问器的基带接收机部分的数字实现提供了从RFID标签接收到的16-QAM编码信号的相干处理和解码。

图1描述了一个示例环境100，其中可以实现本发明。环境100包括RFID标签102a-g构成的一个组120，以及RFID读取器104a-d。读取器104a-d可以独立地操作，或者连接在一起以便形成读取器网络。尽管在图1中没有明确示出，每一个读取器104a-d都与一个或多个天线相耦合。当读取器104通过其对应的天线发送询问信号110时，一个或多个标签102通过将信号112发送回读取器来进行响应。信号112包含标签识别数据，其可以被发出询问的读取器104解码，以便取得关于附有标签102的物品的相关信息，诸如物品价格、物品位置等。

本发明的实施例提供了用于解调和解码反向散射的标签信号的方法和设备，所述反向散射标签信号在读取器询问器的接收机部分中由它们的同相和正交分量表示。应注意，在本申请中，读取器询问器的接收机部分通常被称为“读取器接收机”。

在RFID系统中，一旦读取器询问器从RFID标签接收到调制的响应信号，读取器就执行相当大的量的数据处理来解调和解码所接收的信号。接收机中使用各种算法作为解码过程的一部分。

高效的解码要求使用决策反馈。决策反馈回路要求提供接收信号的线性变换，以便在噪声环境下有效地平均。基于所接收的信号与固定阈值的比较的简单决策形成过程可以相当程度地简化决策电路。本发明满足这些要求。

与传统数据处理方法相比，本申请中描述的方法和系统具有几个优点。实施例提供了稳定的性能并可靠地做出决策，即使反向散射信号参数有很大的差异。本发明的实施例提供了可靠的数据解码和读取器接收机的基带部分的简单的装置实现。

应注意，本说明书中提到“一个实施例”、“实施例”、“示例实施例”等表明所描述的实施例可以包括特定特征、结构或特性，但每个实施例不一定包括该特定特征、结构或特性。此外，这样的术语不一定是指相同的实施例。此外，当结合一个实施例描述特定特征、结构或特性时，应认为结合明确描述或未明确描述的其它实施例实现这样的功能、结构或特征也在本领域技术人员的知识范围内。

B.位于方阵列节点处的示例16-QAM星座

星座图是复平面中的数字调制的表示。复平面上的实和虚轴通常被称作同相轴或I轴以及正交相轴或Q轴。星座图上的点被称作星座点。星座图实现调制处理的直观的视觉化。接收的符号可以作为任意点被设置在I-Q平面内，并且其解码二进制值等于离其位置最近的星座点的值。

图2示出了位于方阵列210的节点处的示例16-QAM星座200。在该情况下，位被组合成每组四个的组。因此，在16-QAM星座图的信号空间中，有对应于索引为1、2、...16的16个星座点的4-位/符号的16进制数据信号的16个可能的二进制值。4×4阵列的大小由最大正方形的对角线来定义，即方阵列210的对角线208等于外接圆206的直径2R。星座点的功率级与R²成比例。在图2中，索引为3、7、11和15的点具有峰值功率。

16-QAM星座200的点之间的最小距离D_min等于：

$D_{\min }=\sqrt{2}*R/3\≈0.47R$

应注意，最佳16进制QAM星座具有约0.48R的最小距离，如Yuri Okunev的名为“Phase and Phase-Difference Modulation inDigital Communications”的书中第1.5节讨论的，所述内容在此通过引用并入本文。与其相比，可认为图2中的星座200非常接近最佳星座。在具有有限峰值功率的所有可能的16进制QAM星座中，与星座200相似的方阵列星座提供了对加性高斯白噪声(AWGN)的最高的噪声免疫。

星座200的其它优点是：其具有最佳映射代码。图3中的表格I示出了图2中的16-QAM星座200的映射代码。表格I的列1列出了星座点索引，列2列出了对应的映射代码，而列3列出了距离列1中列出的星座点最近的点的索引。

如上述Okunev的参考书中所讨论的，表格1的映射代码满足最佳映射代码的主要要求。为了满足最佳映射代码要求，对应于其间的最小距离为0.47R的两个星座点的两个映射代码应只有一位不同。例如，离星座点1(映射代码1100)最近的星座点为点2(映射代码1101)、4(映射代码1110)、5(映射代码1000)和13(映射代码0100)。星座点1和2之间的距离220、星座点1和4之间的距离222、星座点1和5之间的距离224、星座点1和13之间的距离226都等于D_min。每一个最近的点的映射代码都与1100有一位不同。作为最佳映射代码的结果，如果接收机作出了支持相邻的最近点的错误决策，则解码数据的四个数位中只有一个是错误的。

图2的16-QAM星座200和表格1的映射代码(图3)是下面描述的算法的基础。应注意，本发明对于任何QAM信号都适用，不限于16-QAM信号，但出于示例的目的使用了16-QAM信号。

C.示例RFID数据解码技术和接收机

本发明的实施例提供了相对于传统技术在RFID读取器接收机中进行改进的信号处理的方法和设备。使用决策反馈在具有快速变化的参数的无线电信道中跟踪信号相位和信号幅度。在实施例中实现基于校正的接收信号与固定阈值的比较的简单的决策形成过程。

作为解码方法的一种实现方式，用于16-QAM信号的自适应读取器接收机提供数据会话内的信号参数的有效的跟踪，并且相干地解码所接收的信号。RFID接收机将接收的高频信号线性变换为基带分量I和Q。应注意，接收的编码信号的同相和正交分量具有相对于彼此的正交相位关系(即90°异相)。因此，这两者都被称为所接收的信号的正交分量。为了区别和清楚起见，在此处，一个分量被称为同相分量(I)，而另一个分量被称为正交分量(Q)。

I和Q具有正交相位关系，并且可以被表达为具有固定坐标系的复平面中的向量的实分量和虚分量。在数字实现的情况下，信号分量I和Q由它们的样本来表示。

图4示出了流程图400，其提供根据本发明的实施例的信号处理方法的示例步骤。流程图400的步骤可以由此处描述的读取器接收机的实施例来执行。基于与流程图400相关的下述讨论，其它结构和操作实施例对于相关领域的技术人员是显而易见的。图4所示的步骤不一定必须按照示出的顺序进行。流程图400的步骤由本发明的示例设备实施例中的不同的功能模块执行，其随后将在图6中被详细描述。

在步骤410中，接收机接收16-QAM编码数据信号。数据信号可以是在传输了信号前同步码之后的来自RFID标签的反向散射数据信号。例如读取器RF前端605可以执行步骤410。

在步骤415中，16-QAM编码数据信号被解调，并产生同相分量和正交相分量。例如，如图6所示，I/O解调器606可以使用来自读取器RF前端605和本地振荡器607的输入来执行步骤415。

在步骤420中，产生了接收信号向量(I_i，Q_i)，其中接收信号向量的坐标I_i和Q_i分别表示所接收的编码数据信号的同相和正交相分量。在数字实现的情况下，通过对每一个数据符号间隔期间的同相分量I和正交相分量Q的样本求和，并且将求和的结果累加而产生(I_i，Q_i)。在模拟实现的情况下，在每一个符号间隔的持续期间内对I和Q积分。例如加法器-累加器609和611可以执行步骤420。

在步骤425中，根据校正算法通过用当前的参考信号向量(I_r，Q_r)修正接收信号向量(I_i，Q_i)，产生校正的接收信号向量(I_icor，Q_icor)。等式1a-1c示出了示例校正算法。例如校正模块613可以执行步骤425。

应注意，如步骤421所示，参考信号向量(I_r，Q_r)的起始值是从信号前同步码提取的。例如，如果接收机包括在RFID读取器询问器中，则其可以响应询问器发出的询问命令，从RFID标签接收包括前同步码的反向散射数据信号。前同步码在实际数据传输之前。随后的数据处理方法使用参考信号向量(I_r，Q_r)，其基于决策反馈持续地更新。然而，从前同步码提取I_r和Q_r的初始值。例如，读取器RF前端605和I/Q解调器606可以执行步骤421。可以在每一个数据会话的开始时只执行一次步骤421。

在步骤430中，根据决策形成算法(例如稍后关于图8和9讨论的算法)从校正的接收信号向量确定数据符号的决策索引和解码二进制值。例如，决策模块615可以执行步骤430。

在步骤435中输出解码数据符号。应注意，由决策反馈回路450的结果不断地更新步骤435的输出结果。

在步骤440中，通过根据跟踪算法(例如，如关于图7所讨论的)使用步骤430中计算的决策索引变换接收信号向量，来产生变换的接收信号向量(I_ir，Q_ir)。例如，估计模块617可以执行步骤440。

在步骤445中，使用对一系列数据符号取平均的变换的接收信号向量的计算值(根据等式2a-2b)来更新当前参考信号向量(I_r，Q_r)的坐标。经由反馈回路450发送更新的坐标，从而校正算法可以使用最新的参考信号向量坐标。例如，平均模块619可以执行步骤445。

a.示例传统RFID读取器实施例

与图1中的读取器104相似，图5示出了传统RFID读取器询问器500的接收机部分的示例框图。读取器询问器500典型地包括一个或多个天线504、一个或多个接收机502、一个或多个发射机、一个或多个存储单元、以及一个或多个处理器(发射机、存储单元和处理器没有在图5中示出)。如图5的实例所示，接收机502包括RF前端505、I/Q解调器506以及解码器516。接收机502也可以包括与解调器506相耦合的本地振荡器507。读取器500的这些部件可以包括用于执行它们的功能的软件、硬件和/或固件，或其任何组合，将在本文后面的章节中更详细地对其进行描述。

天线504用于与标签102和/或其它读取器104进行通信。RF前端505典型地包括天线匹配元件、放大器、滤波器、回声消除单元和/或降频转换器中的一个或多个。在实施例中，RF前端505通过天线504接收标签响应信号，并且将响应信号降频转换为用于进一步信号处理的频率范围。

解调器506与RF前端505的输出端相耦合，并且从RF前端505接收调制的标签响应信号。解调器506解调标签响应信号。在解调器506的输出端，标签响应信号由同相分量542(被表示为I)和正交相分量544(被表示为Q)表示。

解码器516与解调器506的输出端相耦合，并且分别接收同相和正交相分量542和544。参照后续附图，在下面进一步描述解码器516内包括的子部件。解码器516以硬件和/或软件执行一个或多个算法，以便产生解码数据信号520。

信号535是参考信号。传统读取器接收机可以从前同步码接收参考信号参数，或产生并保存多个参考信号535。

我们现在描述本发明的示例设备实施例，其具有与图5中的传统读取器相似的一些部件，并在解码器516中添加了其它功能模块，其执行本发明所教导的信号处理方法的不同步骤。

b.示例16-QAM自适应接收机

在实施例中，本发明的自适应接收机基于相干信号处理，其被示出为提供与多位置QAM调制信号的传统非相干处理相比显著的能量增益。相干信号处理基于通过连续的相位和幅度调整的载波恢复，所述相位和幅度调整包括前同步码期间的初始相位和幅度估计和在数据传输期间的相位和幅度跟踪。

通常通过测量在前同步码期间传输的参考信号的正交分量来提供初始相位和幅度估计。该过程被称为信号均衡，其是相关领域技术人员公知的过程。出于本发明说明的目的，假设已经在数据传输之前的前同步码处理期间完成了参考正交分量的初始化。

在一个实施例中，本发明的跟踪方法依赖于在接收机中估计和更新参考信号的正交分量。跟踪算法基于决策反馈。

本发明的基于反馈的解码方法基于将所接收的信号变换为固定坐标系的向量。该变换允许基带接收机提供简单的决策形成过程，而无需校正星座点。

图6示出了用于执行图4中讨论的解码和跟踪方法的示例自适应读取器接收机600的框图。

接收机600包括下述主要功能块：RF前端605、I/Q解调器606、本地振荡器607以及解码器616。解码器616具有第一积分器609、第二积分器611、校正模块613、决策模块615、估计模块617和平均模块619。

RF前端605模块与I/Q解调器606相耦合，由I/Q解调器606接收RF前端605的输出信号635。I/Q解调器606也与本地振荡器607相耦合，并且由I/Q解调器606接收本地振荡器607的输出信号640。由第一积分器609接收I/Q解调器606的输出信号642，并由第二积分器611接收I/Q解调器606的输出信号644。

第一积分器609和第二积分器611的输出端与校正模块613相耦合。校正模块613从第一积分器609接收信号646，并且从第二积分器611接收信号648。信号646和648也由估计模块617接收。校正模块613从平均模块619的输出端接收信号662和660。

决策模块615与校正模块613的输出端相耦合。决策模块615从校正模块613接收输出信号650和652。决策模块也输出数据位620。

估计模块617与决策模块615的输出端相耦合。估计模块617从决策模块615接收输出信号654，并从积分器609和611的输出端分别接收信号646(I_i)和648(Q_i)。

平均模块619与估计模块617的输出端相耦合。平均模块615从估计模块617接收输出信号656和658。如上所述，平均模块619输出信号660和662，其可以通过反馈回路被校正模块613接收。

RF前端605从RFID标签102接收前同步码以及调制的数据信号630。与图5相似，I/Q解调器606接收RF前端605的输出信号635。I/Q解调器606也与本地振荡器607耦合，其将信号640发送至解调器606，从而解调器606基于本地振荡器载波频率解调并向下转换信号635。在解调器606的输出端，标签响应信号由本地振荡器607的参数中的包含数据符号的同相分量642(被表示为I)和正交相分量644(被表示为Q)表示。取决于接收机的实现方式，以模拟或数字形式表示I和Q分量。

第一积分器609在每一个符号间隔内接收并积分同相分量642。由在图6中未示出的符号同步单元来确定符号间隔。在I/Q解调器606具有模数转换器的数字信号处理的情况下，积分器609可以被加法器-累加器替换，所述加法器-累加器对每一个符号上的所有数字样本的值求和，并在第i个符号间隔的末尾将求和的结果累加。加法器-累加器在图6中被表示为具有反馈的求和单元。积分或累加的结果是接收信号向量(I_i，Q_i)的同相分量I_i，被表示为信号646。

第二积分器611在每一个符号间隔内接收和积分正交相分量644。在数字信号处理的情况下，积分器611可以是加法器-累加器，其对每一个符号间隔内的所有数字样本的值求和，并在第i个符号间隔的末尾将求和的结果累加。积分或累加的结果为接收信号向量(I_i，Q_i)的正交相分量Q_i，被表示为信号648。

校正模块613与积分器609和611的输出端相耦合，并且接收所述接收信号向量(I_i，Q_i)，即信号分量646和648。校正模块613也接收参考信号向量(I_r，Q_r)，其由来自平均模块619的信号分量662和660表示。如上所述，(I_r，Q_r)最初是根据前同步码估计的，然后基于决策反馈被更新。

校正算法

校正模块613根据在下面示出的等式1a-1c中的校正算法校正接收信号向量(I_r，Q_r)，利用参考信号向量坐标来修正接收信号向量坐标，以便产生由信号650和652表示的校正的接收信号向量(I_icor，Q_icor)。

根据下面的等式，校正算法被数学地表示为算法(1)，

I_icor＝(Q_iQ_r+I_iI_r)/A²，(1a)

Q_icor＝(Q_iI_r-I_iQ_r)/A²，(1b)

A²＝(I_r)²+(Q_r)².       (1c)

算法(1)基于参考信号I_r、Q_r的现有估计值的使用。在数据传输的最开始，校正算法使用从前同步码接收的参考信号(I_r，Q_r)的估计值。在数据传输期间，如图6所示，由校正模块613从平均模块619的输出端接收更新的估计值I_r、Q_r。

应注意，如果估计值(I_r，Q_r)正确，则算法(1)将接收向量(I_i，Q_i)变换为具有图2中的星座200中示出的初始固定坐标中的一个的向量，其中新校正的向量具有坐标(I_icor，Q_icor)。希望能计算(I_icor，Q_icor)而无需使用决策形成过程来改变星座点坐标。

决策算法

由决策模块615接收校正的接收向量(I_icor，Q_icor)的分量，即信号650和652。如相关领域技术人员所理解的，存在可以用于解码所接收的符号的二进制值的不同决策算法。出于示例的目的，我们已经详细讨论了基于I_icor和Q_icor分量与有限数量的预定阈值的比较的算法。决策模块615也可以被配置为执行替换算法。

图7和8示出了示例的决策形成算法。该算法是为了图2的16-QAM星座200开发的。该算法基于校正的接收向量(I_icor，Q_icor)的实分量I_icor和虚分量Q_icor与两个预定的阈值0和2的比较。

图7中的表格II描述了该决策形成算法。

表格II的第一列列出了从1到16的星座点的决策索引。每一个决策索引都是从表格II的3-6列获得的组合信息的结果。

表格II的第二列列出了包含对应于星座点的4位二进制数据‘b₁b₂b₃b₄’的映射代码。

第三列列出了Q_icor的符号(正或负)。第三列中列出的值也可以被解释为Q_icor与0阈值的比较结果。

第四列列出了I_icor的符号(正或负)。第四列中列出的值也可以被解释为I_icor与0阈值的比较结果。

第五列列出了Q_icor与预定阈值，例如阈值2的比较的结果(是或否)。

第六列列出了I_icor与预定阈值，例如阈值2的比较的结果(是或否)。

I_icor和Q_icor与预定阈值0和2比较的结果完全确定了决策索引以及对应的二进制值。应注意，从列3-6，可以直接确定解码的二进制数据‘b₁b₂b₃b₄’的各个位。

例如，应注意，Q_icor(第三列)的符号对应于第二列中的第一位b₁(符号“+”对应于1，而符号“-”对应于0)。相似地，I_icor(第四列)的符号对应于第二列中的第二位b₂(符号“+”对应于1，而符号“-”对应于0)。此外，Q_icor与阈值2的比较结果(第五列)对应于第二列中的第三位b₃(假设‘是’对应于1，而‘否’对应于0)；而I_icor与阈值2的比较结果(第六列)对应于第二列中的第四位b₄(假设‘是’对应于1，而‘否’对应于0)。

图8是示出了图7所描述的操作的方案的决策模块614的扩展框图。决策模块615具有第一比较块870、第二比较块872、第三比较块874、第四比较块876、第一赋值块878、第二赋值块880、第三赋值块882、第四赋值块884、第五赋值块886、第六赋值块888、第七赋值块890、第八赋值块892、输出块895。第一赋值块878和第二赋值块880被耦合至第一比较块870的输出端，第三赋值块882和第四赋值块884被耦合至第二比较块872的输出端，第五赋值块886和第六赋值块888被耦合至第三比较块874的输出端，以及第七赋值块890和第八赋值块892被耦合至第四比较块872的输出端。

第一比较块870和第三比较块874接收信号652(Q_icor)，并且第二比较块872和第四比较块876从校正模块613接收信号650(I_icor)。

第一比较块970执行逻辑运算‘Q_icor＞0？’。换句话说，其将Q_icor与0阈值相比较，从而确定符号。如果比较的结果为‘是’，即Q_icor的符号为正(如图7中的表格II的列3所示)，则第一赋值块878将二进制值‘1’赋值给符号的第一位b₁。如果比较的结果是‘否’，即Q_icor的符号为负(如图7中的表格II的列3所示)，则第二赋值块880将二进制值‘0’赋值给符号的第一位。

相似地，基于由第二比较块872执行的逻辑运算‘I_icor＞0？’的结果，将值1或0赋值给符号的第二位b₂。

第三比较块874执行逻辑运算|Q_icor|＞2。换句话说，其将Q_icor的绝对值与阈值2相比较。如果比较的结果为‘是’(如图7中的表格II的列5所示)，则第五赋值块886将二进制值‘1’赋值给符号的第三位b₃。如果比较的结果是‘否’，(如图7中的表格II的列3所示)，则第六赋值块888将二进制值‘0’赋值给符号的第三位。

相似地，基于由第四比较块876执行的逻辑运算|I_icor|＞2的结果，将值1或0赋值给符号的第四位b₄。

所接收的“是”和“否”比较结果的组合完全确定了传输的二进制符号b₁b₂b₃b₄，并作为信号894、896、898和899由输出块895接收。然后，解码值b₁b₂b₃b₄作为解码数据位620被输出块895输出。例如，如果Q_icor＜0，I_icor＞0，|Q_icor|＞2，并且|I_icor|＜2，则b₁b₂b₃b₄＝0110。

解码值b₁b₂b₃b₄作为当前数据位被直接输出，并且还用于确定被发送至估计模块617的决策索引654，以便支持在那里进行的跟踪过程。

跟踪和平均算法

回到图6，估计模块617接收每一个解码符号的当前的决策索引654，其等于图7中的表格II的列1上列出的星座点索引。估计模块617也接收到当前接收的信号向量(I_i，Q_i)，并对其进行变换，以便根据跟踪算法使用决策索引654来产生变换的接收信号向量(I_ir，Q_ir)。

跟踪算法如图9的表格III所示。

表格III的第一列指示决策模块615提供的决策索引654，表格III的第二和第三列示出了期望的I_ir和Q_ir分量作为I_i和Q_i的线性组合。例如，决策索引10对应于I_ir＝-0.1Q_i-0.3I_i，以及Q_ir＝0.1I_i-0.3Q_i。

估计模块617分别输出表示I_ir和Q_ir的信号656和658，其被平均模块619接收。平均模块619根据下述公式，对N个符号的序列进行I_ir和Q_ir平均：

$I_r\left(i\right)=(1/N)\underset{j=i-N}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{jr}}---\left(2a\right)$

$Q_r\left(i\right)=(1/N)\underset{j=i-N}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{\mathrm{jr}}---\left(2b\right)$

此处，对紧靠在要确定的第(i+1)个数据符号之前的‘N’个数据符号的预定序列执行求和，所述数据符号的序列具有索引j＝i-N，i-(N-1)，i-(N-2)，...，i。

来自等式2a-2b的值I_r(i)和Q_r(i)是用作载波相位和幅度跟踪的基础的更新参考信号向量的I和Q分量的估计值。

应注意，可以以不同方式实现由等式2a-2b描述的平均过程。

例如，第一过程是使用滑动窗的传统的求平均值的方法。在该情况下，通过对N个先前的符号求平均值，而为每一个符号计算估计值I_r(i)和Q_r(i)。该方法确保了最准确的相位校正，但其要求相当大的处理资源和存储器。

第二过程是通过对N个符号的块求平均值来实现等式2a-2b。在该情况下，为每一个N个符号的块计算估计值I_r(i)和Q_r(i)，并且为每一个N-符号块提供一次相位校正。后一个过程需要非常小的存储器并且要求最小的处理资源。

还应注意，如果参加平均过程的所有决策都是正确的，则I_r和Q_r是最佳估计值，即它们在最小方差方面是无偏差和有效的。

然后，如图6所示，由校正模块613接收参考向量(I_r，Q_r)的分量，即由平均模块619输出的信号660和662，作为用于解码下一个符号，即第(i+1)个符号的校正参数。

应注意，每一个接收的信号向量(I_i，Q_i)都是根据等式1a-1c校正的，但校正参数I_r，Q_r可以基于所选择的信号平均方法，在从一个符号间隔到N个符号间隔的不同的时间间隔内被改变。典型地，校正参数以慢于数据调制速率的速率改变。在几个符号间隔期间，所接收的信号以相同的校正参数I_r、Q_r校正，从而简化了接收机的实现。

结论

尽管在上面描述了本发明的各种实施例，应理解为它们仅为了示例而不是限制而被呈现。对于相关领域技术人员来说，显而易见的是可以在不偏离本发明的实质和范围的情况下在形式和细节上进行各种改变。因此，本发明的宽度和范围不应限制于上述任何示例性实施例，而应仅根据下述权利要求及其等同物被限定。

Claims (27)

1、一种在基带接收机中相干地跟踪和解码所接收的16-QAM编码的数据信号的方法，所述16-QAM编码的数据信号包括多个数据符号，所述方法包括：

(a)解调所接收的16-QAM编码的数据信号，以便产生编码的数据信号的同相分量和正交相分量；

(b)在每一个数据符号间隔期间对同相分量积分；

(c)在每一个数据符号间隔期间对正交相分量积分；

(d)将(b)和(c)中的积分的结果组合，以便产生接收信号向量，其中接收信号向量的坐标分别代表所接收的编码的16-QAM数据信号的同相和正交相分量；

(e)根据校正算法通过用当前参考信号向量的坐标修正接收信号向量的坐标来校正接收信号向量，以便产生校正的接收信号向量；

(f)根据决策形成算法，使用校正的接收信号向量为多个数据符号中的每一个确定决策索引和解码的二进制值，所述多个数据符号中的每一个对应于在具有16个预定状态的星座图中被排列为4×4方阵列的16个星座点中的一个；

(g)根据跟踪算法，使用决策索引来变换接收信号向量，以便产生变换的接收信号向量；以及

(h)使用对数据符号的预定序列取平均的变换的接收信号向量的计算值来更新当前参考信号向量的坐标。

2、根据权利要求1所述的方法，还包括：

使用参考信号向量的更新的坐标来重复(a)-(h)。

3、根据权利要求1所述的方法，其中在(e)中，根据下述校正算法来产生校正的接收信号向量(I_icor，Q_icor)的坐标I_icor和Q_icor：

I_icor＝(Q_iQ_r+I_iI_r)/A²，

Q_icor＝(Q_iI_r-I_iQ_r)/A²，

其中

A²＝(I_r)²+(Q_r)²；

(I_i，Q_i)是具有分别表示编码的数据信号的同相和正交相分量的坐标I_i和Q_i的接收信号向量；以及

(I_r，Q_r)是具有坐标I_r和Q_r的当前参考信号向量。

4、根据权利要求3所述的方法，其中在(f)中，决策形成算法包括：

(i)基于校正的接收信号向量的Q_icor或I_icor的符号来产生数据符号的第一位‘b₁’；

(j)基于校正的接收信号向量的互补分量的符号来产生数据符号的第二位‘b₂’；

(k)基于校正的接收信号向量的Q_icor或I_icor的绝对值相对于预定阈值来产生数据符号的第三位‘b₃’；以及

(l)基于校正的接收信号向量的互补分量的绝对值相对于预定阈值来产生数据符号的第四位‘b₄’。

5、根据权利要求3所述的方法，其中在步骤(g)中，跟踪算法包括：

将变换的接收信号向量(I_ir，Q_ir)的坐标I_ir和Q_ir的期望值表达为I_i和Q_i的线性组合，每一个期望值对应于在(f)中确定的决策索引。

6、根据权利要求5所述的方法，其中在步骤(h)中，根据下述公式来计算变换的接收信号向量(I_ir，Q_ir)的分量的平均值I_r(i)和Q_r(i)：

$I_r\left(i\right)=(1/N)\underset{j=i-N}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{jr}},$

$Q_r\left(i\right)=(1/N)\underset{j=i-N}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{\mathrm{jr}};$

其中对紧靠在第(i+1)个数据符号之前的‘N’个数据符号的预定序列执行求和，所述数据符号的序列具有索引j＝i-N，i-(N-1)，i-(N-2)，...，i。

7、根据权利要求6所述的方法，其中I_r(i)和Q_r(i)的计算值被用作当前参考信号向量的更新的坐标。

8、根据权利要求6所述的方法，其中通过为当前符号之前的N个符号计算I_r(i)和Q_r(i)来为每个数据符号提供一次相位校正。

9、根据权利要求6所述的方法，其中通过为N个符号计算I_r(i)和Q_r(i)来为每N个数据符号提供一次相位校正。

10、根据权利要求1所述的方法，其中在(e)中，通过测量在接收数据符号之前的前同步码期间传输的参考信号的同相和正交相分量，来估计当前参考信号向量的初始坐标。

11、根据权利要求1所述的方法，其中编码的数据信号包括来自从RFID标签接收的反向散射信号的数据。

12、根据权利要求1所述的方法，其中在(f)中，通过这样一种方式来确定决策索引，使得具有决策索引的两个数据符号的解码的二进制值有一位不同，所述两个数据符号对应于在星座图中相隔最小距离的两个星座点。

13、根据权利要求1所述的方法，其中该方法是数字解码方法，并且其中(b)和(c)中的积分处理为在每一个数据符号间隔期间执行的累加处理。

14、一种基带接收机，被配置为相干地跟踪并解码包括多个数据符号的16-QAM编码的数据信号，所述接收机包括：

本地振荡器，在本地改变编码的数据信号的频率以便进行后续处理；

解调器，将编码的数据信号解调为同相分量和正交相分量；

第一积分器，接收编码的数据信号的同相分量，并通过在数据符号间隔期间对同相分量积分而产生接收信号向量的实坐标；

第二积分器，接收编码的数据信号的正交相分量，并通过在数据符号间隔期间对正交相分量积分而产生接收信号向量的虚坐标；

校正模块，接收所述接收信号向量和参考信号向量，并根据校正算法用参考信号向量的坐标来修正接收信号向量的坐标，来校正接收信号向量，以便产生校正的接收信号向量；

决策模块，接收校正的接收信号向量，并根据决策形成算法，使用校正的接收信号向量为每一个数据符号确定决策索引和解码二进制值，所述每一个数据符号对应于在具有16个预定状态的星座图中以4×4方阵列排列的16个星座点中的一个；

估计模块，接收所述接收信号向量和由决策模块确定的决策索引，并根据跟踪算法，使用决策索引来变换接收信号向量，以便产生变换的接收信号向量；以及

平均模块，接收变换的接收信号向量，并且通过更新当前参考信号向量的坐标来输出更新的参考信号向量，所述更新是通过使用对数据符号的预定序列取平均的变换的接收信号向量的计算值进行的。

15、根据权利要求14所述的接收机，其中，接收机包括在RFID读取器询问器装置中。

16、根据权利要求15所述的接收机，其中接收机还包括：

耦合至天线的射频(RF)前端。

17、根据权利要求15所述的接收机，其中编码的数据信号包括来自从RFID标签接收的反向散射信号的数据。

18、根据权利要求14所述的接收机，其中第一积分器是数字加法器-累加器，其接收编码的数据信号的同相分量的样本，执行每一个数据符号间隔期间的求和，并对求和的结果进行累加，以便产生接收信号向量的实分量。

19、根据权利要求14所述的接收机，其中第二积分器是数字加法器-累加器，其接收编码的信号的正交相分量的样本，执行每一个数据符号间隔期间的求和，并对求和的结果进行累加，以便产生接收信号向量的虚分量。

20、根据权利要求14所述的接收机，其中根据下述校正算法来产生校正的接收信号向量(I_icor，Q_icor)的坐标I_icor和Q_icor：

I_icor＝(Q_iQ_r+I_iI_r)/A²，

Q_icor＝(Q_iI_r-I_iQ_r)/A²，

其中

A²＝(I_r)²+(Q_r)²；

(I_i，Q_i)是具有分别表示所接收的信号的同相和正交相分量的坐标I_i和Q_i的接收信号向量，以及

(I_r，Q_r)是具有坐标I_r和Q_r的当前参考信号向量。

21、根据权利要求20所述的接收机，其中，决策模块基于校正的接收信号向量的Q_icor或I_icor的符号来产生数据符号的第一位‘b₁’；基于校正的接收信号向量的互补分量的符号来产生数据符号的第二位‘b₂’；基于校正的接收信号向量的Q_icor或I_icor的绝对值相对于预定阈值来产生数据符号的第三位‘b₃’；基于校正的接收信号向量的互补分量的绝对值相对于预定阈值来产生数据符号的第四位‘b₄’。

22、根据权利要求20所述的接收机，其中估计模块将变换的接收信号向量(I_ir，Q_ir)的坐标I_ir和Q_ir的期望值表达为I_i和Q_i的线性组合，每一个期望值对应于由决策模块确定的决策索引。

23、根据权利要求22所述的接收机，其中，平均模块根据下述公式来计算变换的接收信号向量(I_ir，Q_ir)的分量的平均值I_r(i)和Q_r(i)：

$I_r\left(i\right)=(1/N)\underset{j=i-N}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{jr}},$

$Q_r\left(i\right)=(1/N)\underset{j=i-N}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{\mathrm{jr}};$

其中对紧靠在第(i+1)个数据符号之前的‘N’个数据符号的预定序列执行求和，所述数据符号的序列具有索引j＝i-N，i-(N-1)，i-(N-2)，...，i。

24、根据权利要求23所述的接收机，其中平均模块将I_r(i)和Q_r(i)作为当前参考信号向量的更新的坐标发送至校正模块。

25、一种在基带接收机中相干地跟踪并解码包括多个数据符号的m-QAM编码的数据信号的方法，其中编码的数据信号被解调为同相分量和正交相分量，所述跟踪和解码方法包括：

在每一个数据符号间隔期间对同相分量和正交相分量积分；

将同相分量积分和正交相分量积分的结果进行组合，来产生接收信号向量，其中接收信号向量的坐标分别代表接收的编码m-QAM数据信号的同相和正交相分量；

根据校正算法通过用当前参考信号向量的坐标来修正接收信号向量的坐标来校正接收信号向量，以便产生校正的接收信号向量；

根据决策形成算法，使用校正的接收信号向量来为多个数据符号中的每一个确定决策索引和解码的二进制值，所述多个数据符号中的每一个对应于在具有m个预定状态的星座图中以n×n方阵列排列的m个星座点中的一个；

根据跟踪算法，使用决策索引来变换接收信号向量，以便产生变换的接收信号向量；以及

使用对数据符号的预定序列取平均的变换的接收信号向量的计算值来更新当前参考信号向量的坐标。

26、一种基带接收机，被配置为相干地跟踪并解码包括多个数据符号的m-QAM编码的数据信号，其中编码的数据信号被解调成同相分量和正交相分量，所述接收机包括：

第一积分器，接收编码的数据信号的同相分量，并通过在数据符号间隔期间对同相分量积分而产生接收信号向量的实坐标；

第二积分器，接收编码的数据信号的正交相分量，并通过在数据符号间隔期间对正交相分量积分而产生接收信号向量的虚坐标；

校正模块，接收所述接收信号向量和参考信号向量，并根据校正算法用参考信号向量的坐标修正接收信号向量的坐标来校正接收信号向量，以便产生校正的接收信号向量；

决策模块，接收校正的接收信号向量，并根据决策形成算法使用校正的接收信号向量为每一个数据符号确定决策索引和解码的二进制值，所述每一个数据符号对应于在具有m个预定状态的星座图中以n×n方阵列排列的m个星座点中的一个；

估计模块，接收所述接收信号向量和由决策模块确定的决策索引，并根据跟踪算法使用决策索引来变换所述接收信号向量，以便产生变换的接收信号向量；以及

平均模块，接收变换的接收信号向量，并且通过更新当前参考信号向量的坐标来输出更新的参考信号向量，所述更新是通过使用对数据符号的预定序列取平均的变换的接收信号向量的计算值进行的。

27、一种在基带接收机中相干地跟踪并解码包括多个数据符号的m-QAM编码的数据信号的系统，其中编码的数据信号被解调为同相分量和正交相分量，所述跟踪和解码系统包括：

在每一个数据符号间隔期间对同相分量和正交相分量进行积分的装置；

将同相分量积分和正交相分量积分的结果进行组合来产生接收信号向量的装置，其中所述接收信号向量的坐标分别代表接收的编码m-QAM数据信号的同相和正交相分量；

根据校正算法通过用当前参考信号向量的坐标修正接收信号向量的坐标来校正接收信号向量，以便产生校正的接收信号向量的装置；

根据决策形成算法使用校正的接收信号向量来为多个数据符号中的每一个确定决策索引和解码的二进制值的装置，所述多个数据符号中的每一个对应于在具有m个预定状态的星座图中以n×n方阵列排列的m个星座点中的一个；

根据跟踪算法，使用决策索引来变换接收信号向量，以便产生变换的接收信号向量的装置；以及

使用对数据符号的预定序列取平均的变换的接收信号向量的计算值来更新当前参考信号向量的坐标的装置。

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