CN101527972A - 群集信道下的等化装置与等化方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种群集信道下的等化装置与等化方法。该等化装置利用多个等化器来消除传输信道中多个群集造成的多径干扰，并且多个等化器中所使用的权重在最小均方误差的准则下，利用整个传输信道中每个群集的延迟路径的增益给予不同的权重，进而依据不同的权重将接收的经过延迟的信号进行等化而得等化信号，然后结合等化信号输出结合信号。应用本发明的等化装置与等化方法，能够降低整个信道中因不同群集的延迟路径影响所造成的干扰、增加等化器的效能。

Description

群集信道下的等化装置与等化方法

技术领域

本发明涉及等化技术，特别涉及群集(cluster)信道下的等化装置与等化方法。

背景技术

在无线通讯的环境中，传输器与接收器的传输过程中，由于电磁波受到障碍物的绕射与折射所造成的多径现象，使得信道就时域上观察时，信道中具有多条延迟路径，而就频率域上观察时，信道可视为一频率选择信道(frequency-selective channel)。

以目前的码分多址(CDMA，Code Division Multiple Access)系统为例，为了解决频率选择信道的干扰，CDMA系统的接收器利用等化器(equalizer)技术来等化频率选择信道，换句话说，等化器用来将频率选择信道等化为频率平坦信道(frequency-flat channel)，进而降低频率选择信道对接收信号造成的影响。

图1为传统的CDMA系统的接收器利用等化器等化频率选择信道的系统结构示意图。请参考图1，接收信号r[m]经由信道估测单元110估测出信道响应，也就是估测出信道中各延迟路径的延迟时间τ与每个延迟时间对应的信道增益

并利用所估测出的信道增益计算出等化器130中的多个权重w₀，w₁，w₂，...，w_F-1，，其中，F为等化器130的视窗长度，再将权重w₀，w₁，w₂，...，w_F-1输出给等化器130。等化器130将接收信号r[m]依序延迟一码片时间TC(chipduration)分别得到延迟的接收信号r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]，再将原始接收信号r[m]与延迟的接收信号r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]对应地乘上权重w₀，w₁，w₂，...，w_F-1后，进而将多个所得的乘积结合后输出至相关器150。而相关器150利用用户端的扩频码(spreading code)c[n]来解扩频经过等化器130处理的接收信号，并利用决策单元170解调出一数字信号

上述的等化器130的视窗长度表示为F。而目前的等化器技术中，已有许多的文献，例如，“Low complexity space-time MMSE equalization in WCDMAsystems”(M.Melvasalo，P.

 and V.Koivunen.，proc.of 2005 IEEE 16thInternational Symposium on Personal，Indoor and Mobile Radio Communications，Berlin，Germany，pp.306-310，2005)讨论到等化器的视窗长度F必须要大于或等于两倍的信道长度，等化器才能有效的消除信道对接收信号的影响。因此，就接收器的硬件而言，若信道估测的视窗长度设计为L，其等化器的视窗长度F将会被设计至少为2L。

然而，在信道的延迟扩散(delay spread)较为严重的状况下，实际传输信道的长度大大的增加，如图2所示。

图2为传输信道的功率延迟剖面(channel power delay profile)示意图。请参考图2，横座标为延迟时间，纵座标为各延迟路径的功率。由图2可观察出，信道中的延迟路径在时间的分布上稀疏，并由延迟时间的分布，延迟路径可以被分为多个群集(cluster)，其表示为群集1、群集2、...、群集P。其中，L₁为环境中多路径所形成的群集1内的多路径数量，K₁为群集1的延迟时间，一般设置K₁＝0，以此类推，L_p为环境中多路径所形成的群集p内的多路径数量，K_p为群集p相对于群集1的延迟时间。其中，p为群集索引，造成该传输信道多个群集现象的原因，可能是由于在丘陵地带(HT，Hilly Terrain)中，传送端所发出的电磁波经过长距离的反射后，经过不同群集的延迟路径，才一一被接收器所接收。或者是，接收器刚好位于多个基站的传输范围下，使接收器可以同时接收到多个基站所发出的信号，因而产生多个群集的延迟路径。

在上述图2的信道环境下，如果需要传统的线性等化器达到较佳的接收效能，需要其信道估计视窗L考虑环境中所有的多路径，即满足条件：L≥K_p+L_p，但是由于该多路径通道为稀疏且形成群集现象，此时用整个连续的信道估计视窗L来包覆所有的多路径，效率比较低；同时考虑到硬件限制的原因，一般接收器中的等化器的信道估计视窗L无法满足条件L≥K_p+L_p，这种情况下，若等化器仍维持为F＝2L时的视窗长度，则等化器的视窗长度F将不能够充分考虑到信道中的每条延迟路径，造成等化器将无法充分等化传输信道，进而使得接收器的效能下降。

美国专利申请早期公开号2006/0109892 A1已经提出中一种具有两个等化器的接收器，如图3所示。

图3为美国专利申请早期公开号2006/0109892 A1提出的接收器的系统结构示意图。接收器300的两个等化器335与340分别考虑两个群集的延迟路径305A与305B，等化器335用以对经过延迟单元以及加法器325的接收信号进行等化器的运算，等化器340用以对经过另一延迟单元以及加法器330的接收信号进行等化器的运算。之后，再将两个等化器335与340等化后输出的信号通过结合器结合，并输出至互补型金属绝缘体半导体(CMIS，ComplementaryMetal Insulator Semiconductor)电路352。CMIS电路352包括硬式决策单元、以及与硬式决策单元相连的两个信号重建单元，其中，一个信号重建单元的输出与加法器325相连，另一信号重建单元的输出与加法器330相连，CMIS电路352在将结合器输出的信号进行还原之后，将所还原的信号分别反馈至加法器325与加法器330。

上述美国专利申请早期公开案在计算权重时，等化器335的权重考虑第一个群集的延迟路径的信道响应305A，等化器340的权重考虑第二个群集的延迟路径的信道响应305B，换句话说，等化器335与340的权重并没有在最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)的准则下进行计算。实际上，当信号在信道中传输时，等化器335所接收到的信号也受到了第二个群集的延迟路径305B的干扰，但是，等化器335却只能够降低第一个群集的延迟路径305A的干扰。同样地，等化器340所接收到的信号也受到了第一个群集的延迟路径305A的干扰，但是，等化器340却只能够降低第二个群集的延迟路径305B的干扰。

因此，上述美国专利虽然使用了两个等化器335与340，但是仍无法同时降低两个群集的延迟路径305A与305B的干扰。由于等化器335与340无法完全降低信道中的干扰，经过CMIS电路所还原后的信号也还存在有信道中的干扰，并将该包含有干扰的还原信号反馈至加法器325与330，因而将造成接收器的错误传递(error propagation)的问题。另外，若接收器所接收的信号能量较小时，该反馈机制可能会造成接收器的信号干扰信噪比(SINR，Signal-to-Interference plus Noise Ratio)过小，进而使得接收器的效能下降。

此外，美国专利早期公开号2003/0133424 A1还提出一种具有多个等化器的接收器，如图4所示。

图4为美国专利早期公开号2003/0133424 A1提出的接收器的系统结构示意图。接收器400具有多个等化器408A～408C，用以接收来自多个天线的接收信号以及路径搜寻器和字码产生器输出的信号，并分别对所接收的信号进行等化。其中，路径搜寻器接收来自多个天线的接收信号以及字码产生器输出的信号，输出至各个等化器以及各个时序调整与解扩频器，细胞搜寻器接收来自多个天线的接收信号，分别输出至路径搜寻器和字码产生器。之后，多个经由等化器408A～408C等化后的信号经过相应的时序调整与解扩频器进行时间校正(time-alignment)与解扩频(despreading)后，结合器411再将多个解扩频后的信号结合，并通过检测器输出以回复原始的信号。

上述图4所示的系统在计算等化器408A～408C的权重时，虽然是利用直接反矩阵(direct matrix inversion)方法，并且在最小均方误差的准则之下计算而得。但是，由于要进行反矩阵运算，使得接收器400的计算复杂度大幅的增加。并且，考虑实际的硬件，接收器400的复杂度将会遭受限制，使得等化器408A～408C的视窗长度也必然受到限制，造成等化器408A～408C对于长度较大的传输信道，无法消除接收信号中的干扰。另外，由于每个等化器408A～408C是直接对接收信号进行等化，并未对接收信号进行延迟。因此，当等化器408A～408C的视窗长度明显小于两倍的信道长度时，等化器408A～408C将无法消除信道中的多径干扰，因而使得接收器的效能下降。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种群集信道下的等化装置与等化方法，使得接收器能够完整地处理来自于不同群集的干扰，进而降低接收信号中的干扰并增加等化器的效能。

为达上述目的，本发明提出一种群集信道下的等化装置，所述等化装置应用于无线通讯，具有一个接收支路，接收来自传送端经由传输信道传输的信号。传输信道具有多个延迟路径。等化装置包括信道估测单元、权重计算单元、群组延迟单元、P个等化器与结合单元。其中信道估测单元用以当所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于等化器的个数P时，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，当所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于等化器的个数P时，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益。权重计算单元以信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差运算，以得到第一权重～第S权重，其中，当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′。群组延迟单元用以将接收的信号分别延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，得到多个群组延迟信号，其中接收信号表示为r[m]，m表示时间索引，多个群组延迟信号表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]。上述第1个～第P个等化器对应地接收群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]，并对应地依据第一权重～第S权重，对所接收的信号进行等化运算后，对应地得到第一等化信号～一第S等化信号。结合单元，用以结合第一等化信号～第S等化信号，并输出结合信号。其中，P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

本发明提出一种群集信道下的等化装置，所述等化装置应用于无线通讯，用以接收来自传送端经由传输信道传输的信号，所述传输信道具有多个延迟路径，该等化装置包括：

信道估测单元，当所述等化装置具有一个接收支路时，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于等化器的个数P，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于等化器的个数P，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；当所述等化装置具有t个接收支路、且所述传输信道具有的多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，用以估测所述t个接收支路对应的各个延迟路径的增益，其中，t≥2、且t＝P；

权重计算单元，以所述信道估测单元估测的S个群集对应的延迟路径的增益或所述t个接收支路对应的延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，当所述等化装置具有一个接收支路时，N＝1～S，S的取值为当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′；当所述等化装置具有t个接收支路时，N＝1～t；

群组延迟单元，当所述等化装置具有一个接收支路时，用以将接收的来自传送端经由传输信道传输的所述信号依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，产生多个群组延迟信号，所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号分别表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；

当所述等化装置具有t个接收支路、且所述多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，用以将接收的t个接收支路信号输出，包括：

t-1个延迟单元，所述t-1个延迟单元分别具有一输入端以及一输出端，用以将其输入端所接收的信号延迟K个单位时间；以及

t-1个切换单元，所述t-1个切换单元分别具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其中，第v个切换单元的第一输入端耦接第v+1个分集接收天线，第v个切换单元的第二输入端耦接第v个延迟单元的输出端，第v个切换单元的输出端输出相对应的第t+1个接收支路信号，其中v＝1，2，...，t-1；

P个等化器，分别对应地接收所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]或所述t个接收支路信号，并对应地依据所述权重计算单元得到的第N权重，对所接收的所述多个群组延迟信号或所述t个接收支路信号分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合单元，用以结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

本发明还提出一种群集信道下的等化方法，应用于无线通讯，具有一个接收支路，包括：接收来自传送端经由传输信道传输的信号，传输信道具有多个延迟路径，当所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于进行等化运算的等化器的个数P时，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，当所述多个延迟路径对应的群集个数小于进行等化运算的等化器的个数P时，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；以所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的延迟路径的增益进行最小均方误差运算，以得到第一权重～第S权重；将接收的信号分别延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，得到多个群组延迟信号，其中接收信号表示为r[m]，m表示时间索引，多个群组延迟信号表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；依据第一权重～第S权重，对应地对群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]进行等化运算后，得到第一等化信号～一第S等化信号；以及，结合第一等化信号～第S等化信号，并输出结合信号。其中P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

依照本发明的较佳实施例所述的等化方法，进一步包括：搜寻传输信道中的延迟路径以及延迟路径的延迟时间；以及依据延迟路径的延迟时间，决定延迟路径的群集个数，并且依据群集的间隔时间以及延迟路径所在的群集起始的延迟时间，决定一视窗间隔时间。

依照本发明的较佳实施例所述的等化方法，上述传输信道中的第i条延迟路径的延迟时间表示为D_i，上述决定视窗间隔时间的步骤包括：步骤a.设定i的初值为1；步骤b.计算D_i与D_i-1的差值；步骤c.判断D_i与D_i-1的差值是否大于一门槛值，当判断为是，进行步骤d与步骤e，当判断为否，跳过步骤d，进行步骤e；步骤d.将群集个数参数的值加1，并设定编号为群集个数参数的群集中的第1条延迟路径的延迟时间为D_i；步骤e.判断所有延迟路径是否检查完毕，当判断为否，进行步骤f，然后回到步骤b，当判断为是，进行步骤g；步骤f.将i值加1；以及，步骤g.由每个群集个数参数的群集中的第1条延迟路径的延迟时间决定出视窗间隔时间。

本发明还提出一种群集信道下的等化方法，应用于无线通讯，用以接收来自传送端经由传输信道传输的信号，所述传输信道具有多个延迟路径，该等化方法包括下列步骤：

当判断接收端具有一个接收支路时，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于进行等化运算的等化器的个数P，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于进行等化运算的等化器的个数P，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；根据所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到第N权重，其中，其中，N＝1～S，当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′；

将接收的所述信号分别依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，得到多个群组延迟信号，其中，

所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；

依据所述第N权重，对应地对所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及，结合所述第N等化信号，进而输出结合信号；

当判断接收端具有t个接收支路、且所述传输信道具有的多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，估测所述t个接收支路对应的各个延迟路径的增益，进行最小均方误差演算，从而得到第L权重，其中，t≥2，L＝1～t；将接收的t个接收支路信号输出；对所接收的所述t个接收支路信号分别进行等化运算后，得到第L等化信号；以及，结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_P与m为整数，r[m]为实数。

由上述技术方案可见，本发明通过采用多个等化器以分别等化不同群集的延迟路径下接收的信号，同时，多个等化器的权重在最小均方误差的准则下，分别利用整个信道的增益进行计算而得，使得每个等化器能够大大降低整个信道中不同群集的延迟路径所造成的干扰。

附图说明

图1为传统的CDMA系统的接收器利用等化器等化频率选择信道的系统结构示意图。

图2为传输信道的功率延迟剖面(channel power delay profile)示意图。

图3为美国专利申请早期公开号2006/0109892 A1提出的接收器的系统结构示意图。

图4为美国专利早期公开号2003/0133424 A1提出的接收器的系统结构示意图。

图5为本发明实施例群集通道下的等化装置应用于接收器的系统结构示意图。

图6为本发明实施例群集通道下的等化装置的系统结构示意图。

图7为本发明实施例的信道估测视窗CE Window的摆放位置示意图。

图8为本发明实施例视窗间隔时间的决定方法流程示意图。

图9为本发明实施例的等化器660_1～660_P的系统结构示意图。

图10为本发明实施例的权重计算单元640的系统结构示意图。

图11为本发明另一实施例的权重计算单元1100的系统结构示意图。

图12为本发明另一实施例的等化装置的系统结构示意图。

图13为本发明另一实施例的权重计算单元1300的系统结构示意图。

图14为本发明实施例的等化方法流程示意图。

图15为本发明另一实施例的等化方法流程示意图。

图16为本发明实施例中步骤S1506的各子步骤流程示意图。

附图中的标号说明

110、510、630：信道估测单元

130、335、340、408A～408C、540_1～54_P、660_1～660_P：等化器

150：相关器

170：决策单元

300、500：接收器

325、330：加法器

352：CMIS电路

305A、305B：延迟路径的群集

505、600、1200：等化装置

520、640、1100、1300：权重计算单元

530、650、1250：群组延迟单元

550、670：结合单元

560：解调变单元

610：多路径搜寻器

620：延迟参数产生单元

S805～S880：本发明实施例的视窗间隔时间的决定方法的各步骤

662_1～662_(F-1)：时间延迟器

664_0～664_(F-1)：乘法单元

667：加法器

1010_1～1010_P：指向向量生成单元

1020_1～1020_P、1070_1～1070_P：傅立叶转换单元

1030_1～1030_F：解相关器

1040_1～1040_P：反傅立叶转换单元

1050、1150、1350：相关矩阵计算单元

1060_1～1060_P：循环矩阵生成单元

1080：解相关矩阵单元

1251_1～1251_(P-1)：延迟单元

1252_1～1252_(P-1)：切换单元

S1401～S1408：本发明实施例等化方法的各步骤

S1501～S1510：本发明另一实施例等化方法的各步骤

S1602～S1610：步骤S1506的各子步骤

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明作进一步详细说明。

为了降低延迟扩散过大的信道对信号接收所造成的干扰，本发明实施例提出了一种群集信道下的等化装置与等化方法，采用P(P＞1)个等化器进行等化处理，其中，每个等化器对应等化一个群集的延迟路径下接收的信号，这样，通过P个长度设定为F的等化器，可以相当于以长度PF做接收的一个传统等化器，从而使得接收器能够以较小的计算复杂度完整地处理来自于不同群集的干扰，进而降低接收信号中的干扰并增加等化器的效能。

所应说明的是，本发明实施例中，等化装置设置的等化器的个数P可以根据环境中可能遇到的最大群集数目来设计，设计最多的等化器于等化装置中，或者基于硬件成本等考虑设计等化器的个数；而通道中具有的最大群集数目(例如为P’)是根据信道估计的结果来确定(后面进行详细描述)。因而，在实际应用中，接收机在作信号解调时，通过某种量测方式或装置(例如MPS或信道估计)决定的多路径所形成的群集数量(P’)有可能大于P或等于P或小于P；若为大于P，则等化装置中的P个等化器都进行相应接收处理，将另外(P’-P)个群集忽略；若为小于，则等化装置中只有P’个等化器进行相应接收处理，另外(P-P’)个等化器则暂时停止运作；若为等于，则等化装置中只有P个等化器进行相应接收P’个群集，并进行处理，以下描述中，以等化器个数P等于群集数量(P’)为例进行说明。

在此为了方便说明本实施例，假设传输信道的功率延迟剖面示意图如图2所示。由图2可看出，多条延迟路径在延迟时间的分布上可以分为多个群集1～群集P。其中，群集1的信道长度表示为L₁，群集2的信道长度表示为L₂，...，群集P的信道长度表示为L_P，即L_P表示第p个群集内延迟路径的个数(1≤p≤P)。而群集1中第一条延迟路径的延迟时间表示为K₁，群集2中第一条延迟路径的延迟时间表示为K₂，...，群集P中第一条延迟路径的延迟时间表示为K_P，即K_p表示第p个群集内第一条延迟路径的延迟时间(1≤p≤P)。

以下以离散时间为例来表示接收信号的信道响应，并由上述图2的表示方式可知，第m个单位时间的接收信号可表示为式(1)：

$r\left[m\right]=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\Σ}}}h[K_p+l]d[m-K_p-l]+v\left[m\right]---\left(1\right).$

其中，

h[·]表示为信道增益，d[·]表示为传送端所发出之信号，v[·]表示为高斯噪声(Gaussian noise)。L_p表示第p个群集内延迟路径的个数，K_p表示第p个群集内第一条延迟路径的延迟时间。

为了方便说明本实施例，以下以本实施例提出的群集通道下的等化装置应用于接收器为例进行说明，如图5所示。

图5为本发明实施例群集通道下的等化装置应用于接收器的系统结构示意图。请参考图5，接收器500包括等化装置505与解调变单元560。等化装置505接收经由传送端发出、且经由传输信道传输的信号r[m]，并等化接收的信号r[m]之后，通过结合单元550输出一结合信号q[m]至解调变单元560。解调变单元560将结合信号q[m]解调变为一数字信号

本发明实施例所提出的等化装置505应用于无线通讯，具有一个接收支路，包括信道估测单元510、权重计算单元520、群组延迟单元530、P个等化器540_1～540_P与结合单元550。其中，

信道估测单元510接收接收信号r[m]，并估测P个群集对应的延迟路径的增益。权重计算单元520利用信道估测单元510所估测出的结果，将P个群集对应的增益进行MMSE运算，以计算得到相关权重(第一权重～第P权重)。并且，权重计算单元520对应地将第一权重～第P权重分别输出给等化器540_1～540_P，即，将第一权重输出给等化器540_1，将第二权重输出给等化器540_2，...，将第P权重输出给等化器540_P。而群组延迟单元530分别将接收的信号延迟K₁，K₂，K₃，...，K_P个单位时间后，输出多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_P]。等化器540_1～540_P对应接收多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_P]，例如，等化器540_1接收群组延迟信号r[m-K₁]，等化器540_P接收群组延迟信号r[m-K_P]，并且，等化器540_1～540_P分别依据第一权重～第P权重，对所接收的群组延迟信号进行等化运算后，分别得到第一等化信号～第P等化信号，进而输出结合单元550。结合单元550结合第一等化信号～第P等化信号，并向解调变单元560输出结合信号q[m]。

上述群组延迟单元530中的时间参数K₁，K₂，K₃，...，K_P可依据信道估测单元510所估测出的结果来决定。也就是说，信道估测单元510分别估测出信道中各群集1～群集P的第一条延迟路径的延迟时间，群组延迟单元530再依据所估测出的延迟时间决定出时间参数K₁，K₂，K₃，...，K_P。

另外，本实施例也可以利用目前接收器常使用的多路径搜寻器(MPS，Multi-Path Searcher)来找出各群集的延迟时间，群组延迟单元530依据多路径搜寻的结果决定时间参数K₁，K₂，K₃，...，K_P。

为了方便说明本实施例，上述等化器540_1～540_P的长度设定为F，而权重计算单元520分别输出F个权重给等化器540_1～540_P。也就是说，每个等化器的长度设定为F，权重计算单元520向等化器540_1输出第一权重，...，向等化器540_P输出第P权重，每个第P权重包含F个权重。这样，通过P个长度设定为F的等化器，可以相当于以长度PF做接收的一个传统等化器，降低了硬件复杂度。

在此为了方便说明，以下将第p权重表示为w _p＝[w_p，0 w_p，1 … w_p，F-1]^T，即，权重计算单元640将第p权重输出给第p个等化器，其中，p为介于1～P之间的自然数。换句话说，权重计算单元520输出的权重(第一权重～第P权重)可以表示为{w ₁，w ₂，....，w _P}。其中，上述底线表示该数学符号为一向量。

由于等化装置505用以消除传输信道对接收信号的干扰，因此，在满足MMSE的准则之下，权重计算单元520所计算出的权重w _p 还必须要使得结合信号q[m]能够趋近于传送端所传送的信号，也就是说，在MMSE准则之下，权重{w ₁，w ₂，...，w _P}应满足：

$\{{\underset{\‾}{w}}_1,{\underset{\‾}{w}}_2,...,{\underset{\‾}{w}}_P\}=\underset{\{{\underset{\‾}{w}}_1,{\underset{\‾}{w}}_2,...,{\underset{\‾}{w}}_P\}}{\mathrm{art}}\min E\{d[m-D]-\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{{\underset{\‾}{w}}_p}^H{\underset{\‾}{r}}_{m-K_p}\}---\left(2\right)$

上述第(2)式中：

E{·}表示期望值(expected value)运算，arg min表示取出函数的最小值。其中上标H表示共轭转置运算(Hermitian operator)，D为决策延迟(decisiondelay)，

表示由延迟K_p个单位时间的接收信号所组成的向量，其值 ${\underset{\‾}{r}}_{m-K_p}=(r[m-K_p]r[m-K_p-1]...r[m-K_p-F-1]{)}^T.$

根据上述第(2)式，权重{w ₁，w ₂，...，w _P}可利用适应性方法或直接反矩阵(direct matrix inversion)方法求得，后续以直接反矩阵方法进行详细描述。

上述群组延迟单元530中的时间参数K₁，K₂，K₃，...，K_P可依据信道估测单元510所估测出的结果来决定。也就是说，信道估测单元510估测出信道中各群集1～群集P的第一条延迟路径的延迟时间K₁～K_P，群组延迟单元530再将延迟时间K₁～K_P作为群组延迟单元530中的时间参数K₁，K₂，K₃，...，K_P。另外，本实施例也可以利用目前接收器常使用的MPS来找出各群集的延迟时间，群组延迟单元530依据路径搜寻的结果决定时间参数K₁，K₂，K₃，...，K_P。

在上述实施例中，等化装置505利用了群组延迟单元530对接收信号分别延迟K₁，K₂，K₃，...，K_P个单位时间后，才输出给相应的等化器540_1～540_P。因此，等化装置505中的等化器540_1～540_P能够消除信道中的各群集所造成的干扰。同时，本实施例中的群组延迟单元530也能够等效加长等化装置的长度，使得等化装置505能够消除信道长度较大的传输信道内的干扰。

上述对于图5中等化装置的描述中，仅以等化器个数与群集个数相等的情况进行了说明。事实上，如前所述，本发明中的等化装置对于等化器个数P与群集个数P′的关系并未限定，当二者不等时，仍然可以应用该等化装置，从而使得该等化装置的应用更为广泛，具体在等化器个数和群集个数不等时，该装置的各单元执行的功能如下：

信道估测单元，用以当所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于等化器的个数P时，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，当所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于等化器的个数P时，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；

权重计算单元，以所述信道估测单元估测的S个群集对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，N＝1～S，当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′；

群组延迟单元，用以将接收的来自传送端经由传输信道传输的所述信号依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，产生多个群组延迟信号，其中所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号分别表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；

P个等化器，分别对应地接收所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]，并对应地依据所述权重计算单元得到的第N权重，对所接收的群组延迟信号进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合单元，用以结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

由于在上述计算权重的过程中，权重计算单元520使用直接反矩阵方法或适应性方法，使得接收器500必须花费庞大的计算量或者是花费过长的收敛时间。为了减少计算权重的计算量与收敛时间，以下提出本发明另一实施例群集通道下的等化装置，如图6所示。

图6为本发明实施例群集通道下的等化装置的系统结构示意图。请参考图6，等化装置600包括多路径搜寻器610、延迟参数产生单元620、信道估测单元630、权重计算单元640、群组延迟单元650、P个等化器660_1～660_P与结合单元670。

多路径搜寻器610搜寻出传输信道中的延迟路径以及延迟路径的延迟时间。多路径搜寻器610的搜寻结果的一个示意如图2所示。接下来，延迟参数产生单元620依据延迟路径的延迟时间，决定延迟路径的群集个数P，并且依据延迟路径的群集的间隔时间以及延迟路径的群集起始的延迟时间，决定一视窗间隔时间，表示为K，也就是说，K₁＝0，K₂＝K，K₃＝2K，...，K_P＝(P-1)K。

在本实施例中，为了简化等化装置的计算量，群组延迟单元650利用视窗间隔时间K，将接收信号r[m]依序延迟K个单位时间，以得到多个群组延迟信号r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]。并且，群组延迟单元650将群组延迟信号r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]对应地输出给等化器1～等化器P。另外，信道估测单元630为了搭配群组延迟单元650以及撷取出适当的信道响应来计算输入等化器的权重，信道估测单元630将信道估测视窗(CEWindow，Channel Estimation Window)的摆放位置如图7所示。

图7为本发明实施例的信道估测视窗CE Window的摆放位置示意图。

请参考图7，由于此时多路径搜讯器610已搜寻出此时的信道具有P个群集，因此，本实施例的信道估测单元630具有P个CE Window，以估测出完整的信道响应，其中，信道估测单元630中的每个CE Window的长度表示为W，环境中的通道长度表示为L，群集P的信道长度表示为L_P，群集P中第一条延迟路径的延迟时间表示为K_P，L≥K_p+L_p，W＞L，而F的设计原则上是大于两倍的L，但由于实际上的L只有在经过通道估测后才知道，因此一般的设计还是会使F＝2W。本发明实施例中，设计W大于或等于任一群集的多路径数目，即W≥Max(L₁，L₂，...，L_p)。

第1个CE Window摆放于群集1的第1条延迟路径到达接收端的时间，也就是摆放至延迟时间为0的位置。接着，第2个CE Window与第1个CE Window的摆放位置相距K个单位时间，以此类推，之后的CE Window与其前一个CEWindow皆相距K个单位时间。上述信道估测单元630利用P个CE Window撷取出进行估测的信号，以得到信道响应。由于信道估测技术为本领域的公知技术，因此本发明并未限定信道估测单元630的架构。

由上述信道估测单元630以及群组延迟单元650的操作可知，上述延迟参数产生单元620所决定的视窗间隔时间K，将影响信道估测单元630与等化器1～等化器P的品质。因此，本实施例在下面的描述中提供一流程图说明延迟参数产生单元620如何决定视窗间隔时间K。

图8为本发明实施例视窗间隔时间的决定方法流程示意图。请参考图8：

步骤S805：开始进行本发明实施例的视窗间隔时间的决定方法。

步骤S810：延迟参数单元620接收多路径搜寻器的搜寻结果，并收集信道中每一条路径的延迟时间。其中第(i+1)条延迟路径的延迟时间表示为D_i。i的初值为0，也就是说，第1条延迟路径的延迟时间表示为D₀。

步骤S820：计算第(i+1)条延迟路径的延迟时间与第i条延迟路径的延迟时间之差值。也就是计算D_i与D_i-1的差值。

步骤S830：判断D_i与D_i-1的差值是否大于一门槛值。其中，门槛值可根据系统的实际要求来设计。

步骤S840：当D_i与D_i-1的差值大于门槛值时，将群集个数参数值加1，并设定该加1后编号为群集个数参数值的群集中的第1条延迟路径的延迟时间为D_i。也就是将群集个数参数值加1，并将群集个数参数值对应的延迟时间设定为D_i，其中，群集个数参数值表示为j，第j个群集中的第1条延迟路径的延迟时间表示为K_j。而上述步骤S840中，设定K_j＝D_i。另外，群集个数参数值j的初值为1，且第1条延迟路径的延迟时间为0，也就是说K₁＝D₀＝0。

举例来说，上述图2中从左至右的第7条箭头对应的延迟路径的延迟时间与第8条箭头对应的延迟路径的延迟时间相距很大，换句话说，D₇与D₆的差值大于门槛值。因此，当i＝7时，上述步骤S830将判断为真，因而在上述步骤S840中，设定K₂＝D₇。另外，当步骤S830判断为否时，则直接进行步骤S850。

步骤S850：判断所有延迟路径是否检查完毕。

步骤S860：将i值加1。

步骤S870：当所有路径被检查完毕时，由K₁～K_j决定出视窗间隔时间K。

另外，上述步骤S870中，等化器长度、CE Window的长度或每个群集内延迟路径的总功率等等皆可以作为决定视窗间隔时间参数K的参考，使得各个CE windows放置的位置尽可能包覆所有群集的多路径。

所应说明的是，本发明中信道估测单元中P个CE Window为均匀间隔放置，因此如果群集分布均匀，则可以保证群集p的信道长度Lp将落在第p个CEWindow的长度W之内；而如果群集分布极度不均匀，则可能出现群集p的信道长度Lp将不完全落在第p个CE Window的长度W之内的情况，因而，对于群集分布均匀的传输信道，本发明中的等化方法将达到最佳的等化效果。对于群集分布不均匀的传输信道，在确定视窗间隔时间参数K时，应当全面考虑各个群集间的分布关系，使得相应CE windows放置的位置尽可能包覆相应群集的多路径。

步骤S880：结束本发明实施例的视窗间隔时间的决定方法。

请再参考图6，权重计算单元640利用信道估测单元630所得到的信道响应，并在MMSE准则之下，计算出多个权重。并且，权重计算单元640所计算出的多个第1～第P权重对应地输出给等化器660_1～660_P。

为了方便说明本实施例，权重计算单元640分别输出给等化器660_1～660_P的权重中包含的参数个数为F。其中，权重计算单元640输出给第p个等化器的第p权重表示为w_p，0，w_p，1，...，w_p，F-1，p＝1，2，...，P。为了本实施例叙述的流畅，本实施例在较为后面的内容中，才会详细地说明权重计算单元640如何计算出权重w_p，0，w_p，1，...，w_p，F-1。

为了方便说明本实施例，以下假设等化器660_1～660_P的内部架构皆为一有限脉冲响应(FIR，Finite Impulse Response)滤波器，如图9所示。

图9为本发明实施例的等化器660_1～660_P的系统结构示意图。其中，第p个等化器660_p包括F-1个时间延迟器662_1～662_(F-1)、F个乘法单元664_0～664_(F-1)与加法器667，各元件的耦接关系如图9所示。延迟单元662_1～662_(F-1)顺序级联，延迟单元662_1接收群组延迟信号r[m-(P-1)K]，并将群组延迟信号r[m-(P-1)K]延迟单位时间T_C后输出至乘法单元664_1以及下一延迟单元662_2，延迟单元662_2进行类似处理，最后，延迟单元662_1～662_(F-1)分别输出多个子延迟信号r[m-(P-1)K-1]，r[m-(P-1)K-2]，...，r[m-(P-1)K-(F-1)]至相应的乘法单元664_0～664_(F-1)，也就是说，将群组延迟信号r[m-(P-1)K]输出至乘法单元664_0，延迟单元662_1输出子延迟信号r[m-(P-1)K-1]至乘法单元664_1，...，延迟单元662_(F-1)输出子延迟信号r[m-(P-1)K-(F-1)]至乘法单元664_(F-1)。F个乘法单元664_0～664_(F-1)将群组延迟信号r[m-(P-1)K]与多个子延迟信号r[m-(P-1)K-1]，r[m-(P-1)K-2]，...，r[m-(P-1)K-(F-1)]对应地乘以权重的共轭w_p，0 ^*，w_p，1 ^*，...，w_p，F-1 ^*后，得到多个乘积w_p，0 ^*·r[m-(p-1)K]，w_p，1 ^*·r[m-(p-1)K-1]，...，w_p，F-1 ^*·r[m-(p-1)K-(F-1)]。加法器667将多个乘积w_p，0 ^*·r[m-(p-1)K]，w_p，1 ^*·r[m-(p-1)K-1]，...，w_p，F-1 ^*·r[m-(p-1)K-(F-1)]相加，再将相加之后的和输出至结合单元670，用以输出第p等化信号。最后，结合单元670输出-结合信号q[m]。

以下将说明本实施例的权重计算单元640如何得到输出给多个等化器660_1～660_P的权重{w ₁，w ₂，...，w _P}。

由上述图7的说明可知，信道估测单元内的P个CE Window长度为W，并且相邻的CE Window间隔K个单位时间，因此，式(1)中的接收信号可表示为

$r\left[m\right]=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}h[(p-1)k+l]d[m-(p-1)k-l]+v\left[m\right]---\left(3\right)$

为了数学表示更加简化，接收信号以向量方式表示为r[m]＝(r[m]r[m-1]…r[m-F+1])^T，而传送端所发出之信号也以向量方式表示为d[m]＝(d[m] d[m-1]…d[m-F-W+2])^T。而信道估测单元630由第p个CE Window中所得到的信道响应表示为 $\hat{h}\left[(p-1)K\right]\widehat{,h}[(p-1)K+1],...,\hat{h}[(p-1)K+W-1].$

为了方便说明本实施例，上述信道响应表示为 $\hat{h}\left[(p-1)K\right]\widehat{,h}[(p-1)K+1],...,\hat{h}[(p-1)K+W-1],$ 可组成一拓波力兹矩阵(Toeplitz matrix)，表示为：

其中， ${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_p\∈C^{F\×(F+W-1)}$

其中，上述式中

的两条底线表示该数学符号为一矩阵。

由上述的数学表示方式，上述式(3)可以改写为：

$\underset{\‾}{r}\left[m\right]=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_p\underset{\‾}{d}[m-(p-1)K]---\left(4\right)$

将上述式(4)展开，等化器540_1～540_P在前端所接收的信号(传输信道的延迟路径对应的群集个数大于或等于2)可以矩阵方式表示为：

其中，

r为接收信号r[m]，r[m-K]，...，r[m-(P-1)K]所组成的接收向量，其值为 $\underset{\‾}{r}=\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{r}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{r}[m-K]\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{r}[m-(P-1)K]\end{array}\right)$

同样地，d与v也分别为多个向量所组成之向量，其值分别为 $\underset{\‾}{d}=\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{d}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{d}[m-K]\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{d}[m-2(P-1)K]\end{array}\right),$ 以及 $\underset{\‾}{v}=\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\text{v}}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{v}[m-K]\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{v}[m-(P-1)K]\end{array}\right)$

而

为多个矩阵所组成的维数为PF*[(2P-1)(F+W-1)]的矩阵，其值为

矩阵

属于块状拓波力兹矩阵(Block-Toeplitz matrix)。

本实施例所提出的等化装置600用以消除传输信道对接收信号的干扰，因此，在满足MMSE准则之下，权重计算单元640所计算出的权重w _MMSE必须要使得结合信号q[m]趋近于传送端所传送的信号，也就是说，在最小均方误差准则之下，权重计算单元640所计算出的权重应满足：

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{MMSE}}=\underset{\underset{\‾}{w}}{\arg }\min E\left\{{|\underset{\‾}{d}[m-D]-{\underset{\‾}{w}}^H\underset{\‾}{r}|}^2\right\}---\left(5\right).$

其中，权重以向量表示为w＝(w ₁ ^T w ₂ ^T…w _P ^T)^T，D为决策延迟(decisiondelay)，上标H表示共轭转置运算子(Hermitian operator)。

上述第(5)式中，利用维纳-霍夫(Wiener-Hopf)方程式可以解出权重w _MMSE为：

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{MMSE}}={\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}}^{-1}{\left[\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}\right]}_D---\left(6\right).$

其中，

定义为上述接收向量r的自相关函数矩阵(autocorrelation matrix)，也就是

而上述

表示由矩阵

中的第D行(column)元素所堆迭的向量。

由上述第(6)式可知，权重计算单元640只要计算出

再计算出的反矩阵

并将与向量相乘后，就可以计算出w _MMSE，也就可得到等化器660_1～660_P所需的所有权重。该方法即为前述的直接反矩阵(direct matrixinversion)方法。

在此，若接收器欲得到较好的效能，上述决策延迟D值应设计为(F+W-1)·(P-1)+[(F+W-1)/2]，也就是说，

将可取出矩阵

中间列上的元素。更进一步地说，由上述

的定义可知，当D＝(F+W-1)·(P-1)+[(F+W-1)/2]时，

将取出位于中间行上的子矩阵

并且，仅取出每一个中间行上的子矩阵

内的第(F+W-1)/2行上的元素，表示为

上述第(7)式中，假设F大于W。h _p定义为一指向向量(steering vector)，用以表示

内的第(F+W-1)/2行上的元素所组成的向量。因此，由上述

的子矩阵

的定义以及指向向量h _p的定义可知，

的值为：

${\left[\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}\right]}_D={\left(\begin{array}{cccc}{{\underset{\‾}{h}}_P}^T& ...& {{\underset{\‾}{h}}_2}^T& {{\underset{\‾}{h}}_1}^T\end{array}\right)}^T=\underset{\‾}{h}---\left(8\right).$

由于等化器660_1～660_P所分别处理的接收信号，都同样受到传输信道中来自不同群集Cluster 1～Cluster P的干扰。因此，由上述第(6)式的推导过程可知，本实施例在计算等化器660_1～660_P对应的多个权重时，同时考虑多个群集1～群集P内的信道响应，并在MMSE的准则下，得到权重w _MMSE。

然而，由上述第(6)式可知，权重w _MMSE的计算过程需要将维度FP×FP的矩阵

与长度FP的向量相乘，并且，又必须花费大量的计算量才能得到计算

的反矩阵

造成权重计算单元640实际计算权重w _MMSE的复杂度相当庞大。因此，以下的实施例将推导与说明另一种计算权重w _MMSE的方法，以降低计算的复杂度。

由于传送端所发出的信号d[m]为独立(independent)信号，并且在满足最小均方误差的条件下，上述接收向量r的自相关函数矩阵可表示：

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}=\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I}---\left(9\right)$

其中，σ_v ²表示上述高斯噪声的变异数(variance)，表示维度为FP×FP的单位矩阵(identity matrix)。为了方便说明本实施例，上述第(9)式可改写为：

其中，上述第(10)式中矩阵

的对角线上的子矩阵的值为 ${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}}_0=\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_i{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_i^H+{\mathrm{\σ}}_v^2,$ 其余的子矩阵的值为 ${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}}_p=\underset{i=1}{\overset{P-p}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_i{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_{i+p}^H,$ p＝1，2，...，P-1

由上述

的定义可知，

为拓波力兹矩阵。因此可以推得上述子矩阵

的结构为带状结构(banded structure)，且为拓波力兹矩阵。由文献“EfficientLinear Equalization for High Data Rate Downlink CDMA Signaling”(Zhang，J.Bhatt，T.and Mandyam，G.，proc.of 37th IEEE Asilomar Conference on signals，Systems，and computers，Monterey，CA，pp.141-145，vol.1，Nov.2003)可知，可将上述

的子矩阵

近似为一循环矩阵(circulant matrix)

其中，

又可分解为 ${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{S}}_p={\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}}^H{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}_p\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}.$ 也就是说，上述

的子矩阵

可近似为

${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}}_p\≈{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}}^H{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}_p\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}---\left(11\right)$

上述第(11)式中，

为一对角矩阵(diagonal matrix)，其值为 ${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}_p=\mathrm{diag}\{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}\·{\left[{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{S}}_p\right]}_1\}.$ 其中，diag{x}表示一对角矩阵，其对角线元素由向量x的元素所组成。[·]₁表示以矩阵内第一行上的元素所组成的向量，

表示离散傅立叶转换(DFT，Discrete Fourier Transform)矩阵，表示离散傅立叶转换矩阵的共轭转置。其中，

表示对a进行离散傅立叶转换，

表示对a进行反离散傅立叶转换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)。

另外，上述为近似于

的循环矩阵(circulant matrix)。举例来说，具有带状结构且为拓波力兹矩阵的

维度为FXF，表示为：

的近似循环矩阵例如为：

根据上述第(11)式，上述第(10)式中的自相关函数矩阵

可改写为：

$=(\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I}\⊗{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}}^H)\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}(\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I}\⊗\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F})---\left(12\right)$

其中，表示克罗内克积(kronecker product)，矩阵

利用离散傅立叶转换矩阵的特性以及上述第(12)式，可以得到自相关函数矩阵的反矩阵为

${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}}^{-1}=(\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I}\⊗{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}}^H){\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}^{-1}(\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I}\⊗\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F})---\left(14\right)$

上述第(14)式中，

为维度P×P的单位矩阵。将上述第(14)与第(8)式代入上述第(6)式，可以得到权重w _MMSE为：

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{MMSE}}(\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I}\⊗{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}}^H){\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}^{-1}(\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I}\⊗\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F})\underset{\‾}{h}---\left(15\right)$

因此，相较上述第(6)式，上述第(15)较容易在硬件上实现，并且也大量地降低了权重w _MMSE的运算量。在上述第(15)式中，

与

在硬件上皆能利用快速傅立叶来实现。然而，上述第(15)式中仍要计算维度为FP×FP的矩阵

的反矩阵

为了方便说明本发明实施例中如何计算反矩阵

以下以P＝2，F＝4为例进行说明。

当P＝2，F＝4时，矩阵 $\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}=\left(\begin{array}{cc}{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}_0& {\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}_1^H\\ {\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}_1& {\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}_0\end{array}\right),$ 可展开为

由于矩阵

中的每一个子矩阵

皆为对角矩阵，因此反矩阵

也为4个子矩阵所组成，其中，其内部的4个子矩阵也为对角矩阵。也就是说，在计算反矩阵时，只需计算反矩阵

中的4个子矩阵上每个对角线元素的值。因此，以下便开始说明如何计算子矩阵上的对角线元素的值。

首先，把矩阵

中每一个子矩阵中对角线上第1个元素取出，组成一个2×2特殊矩阵，该矩阵为

${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\mathrm{\Λ}}}_0=\left(\begin{array}{cc}{D}_{\mathrm{0,0}}& D_{\mathrm{1,0}}^{*}\\ D_{\mathrm{1,0}}& D_{\mathrm{0,0}}\end{array}\right).$

接下来，计算特殊矩阵的反矩阵

由于特殊矩阵

的维度为2×2，因此，其反矩阵

的值为

${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\mathrm{\Λ}}}_0^{-1}=\left(\begin{array}{cc}{D}_{\mathrm{0,0}}& {-D}_{\mathrm{1,0}}^{*}\\ -D_{\mathrm{1,0}}& D_{\mathrm{0,0}}\end{array}\right)/\det \left({\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\mathrm{\Λ}}}_0\right).$

其中，

表示特殊矩阵

的行列式(determinant)的值。在求出反矩阵

之后，将反矩阵中的4个元素作为反矩阵

中每个子矩阵中对角线上第1个元素。

下一步，依照上述作法，以矩阵

中每个子矩阵中对角线上第2、3与4个元素分别取出，组成特殊矩阵

与

接着，分别计算反矩阵

与

最后，将反矩阵

与中4个元素作为

中子矩阵内的对角线上元素的值。

由上述可知，反矩阵

可展开为第(16)式：

由上述的举例可知，在计算反矩阵

时，不需将整个维度为FP×FP的矩阵

进行反矩阵运算，而是只需要将矩阵

拆解成F个维度为P×P的特殊矩阵(k＝1，2，...，F)，并只需计算出

的反矩阵

因此，大大降低了计算反矩阵的计算量。

上述可表示为

其中

表示矩阵

中的子矩阵

内对角线上第k个元素，k＝1，2，...，F。

由上述权重计算的推导可知，权重计算单元640在满足最小均方误差准则之下，计算出权重{w ₁，w ₂，...，w _P}。换句话说，等化器660_1～660_P中所使用的权重是利用整个信道中所有群集的延迟路径的增益进行计算而得。因此，等化器660_1～660_P能够大大降低来自于信道中的不同群集所造成的干扰，进而增加接收器的效能。

为了使本领域普通技术人员可以通过本实施例实施本发明，以下依据上述第(15)式中权重计算的数学式方法，提出本实施例的权重计算单元640内部的系统结构示意图。

图10为本发明实施例的权重计算单元640的系统结构示意图。请参考图10，权重计算单元640包括P个指向向量(Steering vector)生成单元10101_1～1010_P、P个傅立叶转换单元1020_1～1020_P、F个解相关器1030_1～1030_F、P个反傅立叶转换单元1040_1～1040_P、相关矩阵计算单元1050、P个循环矩阵生成单元1060_1～1060_P、P个傅立叶转换单元1070_1～1070_P与解相关矩阵单元1080。

首先，指向向量生成单元1010_1～1010_P对应地接收由信道估测单元630利用P个CE Window撷取出的信号进行估测的信道响应，并且指向向量生成单元1010_1～1010_P利用所估测出的信道响应产生指向向量。以第p个指向向量生成单元为例，将接收到第p个CE WWindow的信道响应 $\hat{h}\left[(p-1)K\right]\widehat{,h}[(p-1)K+1],...,\hat{h}[(p-1)K+W-1],$ 并产生指向向量：

${\underset{\‾}{h}}_p=\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{0}\\ \hat{h}[(p-1)K+W-1]\\ .\\ .\\ .\\ \hat{h}[(p-1)K+1]\\ \hat{h}\left[(p-1)K\right]\\ \underset{\‾}{0}\end{array}\right)$

接下来，由上述第(15)式可知，离散傅立叶转换矩阵将分别对每个指向向量进行离散傅立叶转换，以得到

因此，傅立叶转换单元1020_1～1020_P分别对所接收的指向向量进行离散傅立叶转换，并分别向F个解相关器1030_1～1030_F输出对应的F个频率分量。

另外，相关矩阵计算单元1050利用信道估测单元630所估测出的信道响应，计算并产生自相关函数矩阵

接着，循环矩阵生成单元1060_1～1060_P分别将自相关函数矩阵

中的子矩阵近似为循环矩阵(circulant matrix)

并分别取出循环矩阵

内第一行元素，以得到

接下来，傅立叶转换单元1070_1～1070_P分别将

进行离散傅立叶转换，并形成对角矩阵

而解相关矩阵单元1080依据上述第(13)式将矩阵

组成矩阵并且，由上述计算矩阵

的反矩阵

的方法可知，解相关矩阵单元1080依据上述第(17)式，由矩阵

产生F个特殊矩阵

并计算出F个特殊矩阵的反矩阵

再将反矩阵对应地输出给解相关器1030_1～1030_F，例如，将反矩阵输出给解相关器1030_1，将反矩阵

输出给解相关器1030_F。其中，每个反矩阵

的维度为P×P。

接下来，依据第(15)式，反矩阵须与傅立叶转换单元1020_1～1020_P所输出的

相乘。由于反矩阵

由反矩阵所组成。因此，依据上述第(15)式中的矩阵乘法，解相关器1030_1分别接收傅立叶转换单元1020_1～1020_P所输出的第1个频率分量，并将所接收的P个频率分量乘以反矩陈

中相应的P列元素，以输出P个列乘积和，并将第1个列乘积和输出至解相关器1030_1，第P个列乘积和输出至解相关器1030_P；解相关器1030_2分别接收傅立叶转换单元1020_1～1020_P所输出的第2个频率分量，并将所接收的P个频率分量皆乘以反矩阵

中的P列元素，以输出P个列乘积和；.........；解相关器1030_F分别接收傅立叶转换单元1020_1～1020_P所输出的第F个频率分量，并将所接收的P个频率分量皆乘以反矩阵

中的P列元素，以输出P个列乘积和。

最后，依据上述第(15)式，反傅立叶转换单元1040_1分别接收解相关器1030_1～1030_F所输出的第1个列乘积和，并将所接收的F个列乘积和进行反离散傅立叶转换，以输出等化器600_1的权重w ₁；反傅立叶转换单元1040_2分别接收解相关器1030_1～1030_F所输出的第2个列乘积和，并将所接收的F个列乘积和进行反离散傅立叶转换，以输出等化器600_2的权重w ₂；.........；反傅立叶转换单元1040_P分别接收解相关器1030_1～1030_F所输出的第P个列乘积和，并将所接收的F个列乘积和进行反离散傅立叶转换，以输出等化器600_P的权重w _P。

由上述图10中的权重计算单元640的操作可知，本实施例引用了特殊矩阵

使得在计算权重的过程中，不再需要计算维度为FP×FP的矩阵

的反矩阵

而只需要计算出特殊矩阵

的反矩阵

因此，大大减低了权重计算的复杂度。另外，由上述图10中的权重计算单元640的操作可知，傅立叶转换单元与反傅立叶转换单元在硬件的实际应用时，都可以使用快速傅立叶转换来实施，进而更降低权重计算的复杂度。

本领域普通技术人员可以推知，上述实施例不只可以应用于具有多个群集的传输信道，还可以应用于其他不同类型的传输信道。举例来说，当传输信道的延迟路径分布密集且信道长度过长，并且仅有一个群集时，传统的等化器仍会存在由于等化器长度不足以覆盖到过长的传输信道的问题。然而，上述实施例中的等化装置600却仍可以应用于此种传输信道。上述实施例中，只需将视窗间隔时间K直接等于等化器660_1～660_P的长度F，使等化器660_1～660_P等效于一个长度为PF的等化器。同时，对权重计算单元640中的相关矩阵运算单元1050进行相应调整，而等化装置600中的其余元件则不需调整，以下以图11为例进行说明。

图11为本发明另一实施例的权重计算单元1100的系统结构示意图。请参考图11，所应注意的是，本发明实施例中，信道估测单元，用以估测该群集对应的各个延迟路径的增益；群组延迟单元用以将接收的来自传送端经由传输信道传输的所述信号依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_P个单位时间后，产生多个群组延迟信号，其中，P为等化器的个数，K₁＝0，K₂＝K，K₃＝2K，...，K_P＝(P-1)K，其中，视窗间隔时间K等于等化器660_1～660_P的长度F，权重计算单元1100中的各元件结构类似于图10中的权重计算单元640，以所述信道估测单元估测的一个群集对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，N＝1～P，因此，相同部分不再赘述。权重计算单元1100与图10中的权重计算单元640的不同点在于相关矩阵运算单元1150。相关矩阵运算单元1150利用信道估测单元630所估测出的信道响应，计算并产生自相关函数矩阵

而 $\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}=\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I},$ 与前述由多个矩阵

所组成的维数为PF*[(2P-1)(F+W-1)]的矩阵

不同的是，本实施例中，由于传输信道的延迟路径分布密集，并且仅有一个群集，可将所有的CE window串接在一起，并将多个等化器串接当成传统等化器使用。这样，依据传统等化器中通道矩阵的通式，可以得出上述矩阵

的值为：

因此，当延迟参数产生单元620依据多路径搜寻器610搜寻出的结果，判断出此时的传输信道不具有多个群集的特性且分布密集时，延迟参数产生单元620将决定视窗间隔时间K的值等于等化器长度F。并且，权重计算单元640中的硬件或软件也将会调整相关矩阵运算单元1050中的数学运算方式，使等化装置600能够适应目前的信道类型。

另外，同样在延迟路径分布密集且信道长度很长、并且仅有一个群集的传输信道中，若接收器具有多个接收支路(receive branch)时，上述图6的等化装置600在修正内部的群组延迟单元530之后，将使得等化装置600也可应用于具有多个接收支路的接收器，即该等化装置可应用于单接收支路与多接收支路并存的情况下，以下以图12为例进行说明。

图12为本发明另一实施例的等化装置的系统结构示意图。请参考图12，等化装置1200的结构与图6的等化装置600结构类似，而由于图6中的多路径搜寻器610、延迟参数产生单元620、信道估测单元630与权重计算单元640都与等化装置1200中相应单元结构相类似，因此在图12中未示出上述单元。而等化装置1200与图6中的等化装置600的不同点在于：图12中的群组延迟单元1250与图6中的群组延迟单元650结构不同。群组延迟单元1250包括P-1个延迟单元1251_1～1251_(P-1)以及P-1个切换单元1252_1～1252_(P-1)，其耦接关系如图12所示。

当切换单元1252_1～1252_(P-1)的输入端都依次耦接至延迟单元1251_1～1251_(P-1)时，群组延迟单元1250的操作相同于图6中的群组延迟单元530。当接收器具有多个接收支路时，在系统环境为延迟路径分布密集且信道长度很长、并且仅有一个群集的传输信道下，可以开启多个接收支路的同时接收，并且切换单元1252_1～1252_(P-1)的输入端可以切换耦接至多个接收支路，让等化器660_1～660_P不需经过延迟单元，分别直接接收到多个接收支路的接收信号，并分别进行等化处理，从而简化相应传输信道下的信号等化操作，提高等化器的效能。

当上述切换单元1252_1～1252_(P-1)的输入端切换耦接至多个接收支路时，图10中的权重计算单元640的相关矩阵运算单元1050也将作相应调整。

如果考虑图12中等化器个数P与群集个数P′的关系，则该装置的各单元执行的功能如下：

信道估测单元，当所述等化装置具有一个接收支路时，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于等化器的个数P，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于等化器的个数P，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；当所述等化装置具有t个接收支路、且所述传输信道具有的多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，用以估测所述t个接收支路对应的各个延迟路径的增益，其中，t≥2、且t＝P；

权重计算单元，以所述信道估测单元估测的S个群集对应的延迟路径的增益或所述t个接收支路对应的延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，当所述等化装置具有一个接收支路时，N＝1～S，S的取值为当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′；当所述等化装置具有t个接收支路时，N＝1～t；

群组延迟单元，当所述等化装置具有一个接收支路时，用以将接收的来自传送端经由传输信道传输的所述信号依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，产生多个群组延迟信号，所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号分别表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；当所述等化装置具有t个接收支路、且所述多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，用以将接收的t个接收支路信号输出；

P个等化器，分别对应地接收所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]或所述t个接收支路信号，并对应地依据所述权重计算单元得到的第N权重，对所接收的所述多个群组延迟信号或所述t个接收支路信号分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合单元，用以结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

上述考虑等化器个数P与群集个数P′的关系的等化装置，不仅可以应用于等化器个数P与群集个数P′相等的情况，也可以应用于等化器个数P与群集个数P′不相等的情况，这样，扩展了该等化装置的应用范围。同时，上述等化装置可以工作于单接收支路和多接收支路两种模式下，并且可以根据接收信号和实际需要，在两种工作模式下进行切换，以适应多种接收信号和性能要求。

另外，本发明还提供了单独工作于多接收支路下的等化装置，以应用于具有多个接收支路的接收器。其实现复杂度相对于前述图12所示的等化装置相对较小。具体地，此类仅支持多接收支路的等化装置同样需要工作在延迟路径分布密集且信道长度很长、并且仅有一个群集的传输信道中，用以接收来自传送端经由传输信道传输的P个接收支路信号，该等化装置具体包括：

信道估测单元，用以估测所述P个接收支路信号对应的各个延迟路径的增益；

权重计算单元，以所述P个接收支路信号对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，N＝1～P；

P个等化器，分别对应地接收所述P个接收支路信号，并对应地依据所述权重计算单元得到的第N权重，对所接收的P个接收支路信号分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合单元，用以结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P为自然数、且大于等于2。

较佳地，该多接收支路的等化装置进一步包括：

多路径搜寻器，用以搜寻出所述传输信道中的所述多个延迟路径以及所述多个延迟路径的延迟时间。

较佳地，该多接收支路的等化装置进一步包括：

延迟参数产生单元，用以依据所述多个延迟路径的延迟时间以及群集起始的延迟时间，决定视窗间隔时间。

图13为本发明另一实施例的权重计算单元1300的系统结构示意图。该具体结构可以应用于前述图12所示的等化装置以及前述仅支持多接收支路的等化装置中，在接收器具备多个接收分支时，实现多个接收分支的接收信号等化过程中对应权重的计算。请参考图13，由于接收器具有多个接收分支，图13的左侧为多个接收分支所得到的信道的功率延迟剖面示意图。由图13的CEWindow摆放位置可知，信道估测单元630分别对每个接收分支的接收信号进行估测。而权重计算单元1300中的各元件结构类似于图10中的权重计算单元640的各元件结构，因此，相同部分不再赘述。权重计算单元1300与图10中的权重计算单元640的不同点在于相关矩阵运算单元1350。相关矩阵运算单元1350利用信道估测单元630所估测出的信道响应，计算并产生自相关函数矩阵

而 $\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}=\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2\underset{\underset{\‾}{\‾}}{I},$ 与前述由多个矩阵

所组成的维数为PF*[(2P-1)(F+W-1)]的矩阵

不同的是，本实施例应用于接收端为多天线，使用接收分集时，而等化装置又有多个等化器，其通道量测结果表明又没有多个群集(通道中只有一群集)，这时候可以开启多天线接收，并利用装置的多个等化器，以提升接收的效能，因而，其接收支路会直接从天线端接收下来而不需经过延迟单元，如前所述，依据传统等化器中通道矩阵的通式，可以得出上述矩阵

为

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}=\left(\begin{array}{c}{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_1\\ {\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_2\\ .\\ .\\ .\\ {\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}}_P\end{array}\right)\∈C^{\mathrm{PF}\×(F+W-1)}$

其中，

的子矩阵

表示第p个接收分支的接收信号进行估测的结果所组成的矩阵，同样，依据传统等化器中通道矩阵的通式，可以得出子矩阵

的值为

由上述图5中的等化装置505的操作可以归纳出一等化方法，如图14所示。

图14为本发明实施例的等化方法流程示意图。请参考图14：

步骤S1401：开始进行等化方法。

步骤S1402：接收来自传送端经由传输信道传输的信号。该传输信道具有多个延迟路径，该多个延迟路径具有的群集个数与等化器的个数P相等，举例来说，该传输信道可以为上述图2所示。

步骤S1403：估测P个群集分别对应的延迟路径的增益。

步骤S1404：以P个群集分别对应的增益进行最小均方误差演算，以得到第一权重～第P权重{w ₁，w ₂，...，w _P}。上述最小均方误差演算可以用第(2)式表示，而第一权重～第P权重{w ₁，w ₂，...，w _P}可利用适应性方法或直接反矩阵(direct matrix inversion)方法求得。

所应说明的是，如前所述，对于多个延迟路径对应的群集个数P′大于等化器的个数P的情况，以P个群集对应的多个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，N＝1～P；如果多个延迟路径对应的群集个数P′小于等化器的个数P，以P′个群集对应的多个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N′权重，其中，N′＝1～P′。

步骤S1405：将接收的信号r[m]分别延迟K₁，K₂，K₃，...，K_P个单位时间后，得到多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_P]。上述时间参数K₁，K₂，K₃，...，K_P可以是利用信道估测技术估测出每个群集的延迟时间，或是利用MPS来找出各群集的延迟时间。再依据得到的延迟时间决定出时间参数K₁，K₂，K₃，...，K_P。

步骤S1406：接收群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_P]，并对应地依据第一权重～第P权重{w ₁，w ₂，...，w _P}，对所接收的信号进行等化运算后，对应地得到第一等化信号～第P等化信号。上述等化运算可以参照图9的操作。

步骤S1407：结合第一等化信号～第P等化信号，并输出一结合信号。上述结合的方式可以是直接将第一等化信号～第P等化信号相加或将每个等化信号依照一预设的比例相加。

在步骤S1405～步骤S1407中，对应于多个延迟路径对应的群集个数P′大于等化器的个数P的情况，将接收的信号r[m]分别延迟K₁，K₂，K₃，...，K_P个单位时间后，得到多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_P]。接收群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_P]，并对应地依据第一权重～第P权重{w ₁，w ₂，...，w _P}，对所接收的信号进行等化运算后，对应地得到第一等化信号～第P等化信号。

对应于多个延迟路径对应的群集个数P′小于等化器的个数P，将接收的信号r[m]分别延迟K₁，K₂，K₃，...，K_P′个单位时间后，得到多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_P′]。接收群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_P′]，并对应地依据第一权重～第P′权重{w ₁，w ₂，...，w _P′}，对所接收的信号进行等化运算后，对应地得到第一等化信号～第P′等化信号。

步骤S1408：结束进行等化方法。

概括来说，上述步骤S1401～步骤S1408中，对于应用于无线通讯、具有一个接收支路的群集信道下的等化方法，所述无线通讯利用一传输信道来传输信号，所述传输信道具有多个延迟路径，该等化方法包括下列步骤：

当所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于进行等化运算的等化器的个数P时，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，当所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于进行等化运算的等化器的个数P时，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；

根据所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到第N权重，其中，其中，N＝1～S，当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′；

将接收的所述信号分别依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，得到多个群组延迟信号，其中，

所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；

依据所述第N权重，对应地对所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合所述第N等化信号，进而输出结合信号；

其中，P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

同样地，由上述图6中的等化装置600的操作可以归纳出另一等化方法，如图15所示。

图15为本发明另一实施例的等化方法流程示意图。请参考图15：

步骤S1501：开始进行等化方法。

步骤S1502：接收来自传送端经由传输信道传输的信号。该传输信道具有多个延迟路径，该传输信道可以为上述图2所示。

步骤S1503：搜寻传输信道中的多个延迟路径以及该多个延迟路径对应的延迟时间。上述步骤S1503可以利用多路径搜寻器来实施搜寻。

步骤S1504：依据延迟路径的延迟时间，决定延迟路径的群集个数P，并且依据群集的间隔时间以及延迟路径的群集的起始延迟时间，决定视窗间隔时间K。上述步骤S1504中，决定群集个数P以及视窗间隔时间K可以是利用上述图8的步骤。

步骤S1505：利用P个信道估测视窗，对传输信道中的P个群集进行信道估测。P个信道估测视窗在信道功率剖面示意图上的摆放位置如图7所示。其中由第p个信道估测视窗中所得到的信道响应表示为：

$\hat{h}\left[\mathrm{pK}\right],\hat{h}[\mathrm{pK}+1],...,\hat{h}[\mathrm{pK}+W-1]$

步骤S1506：利用信道估测所得的信道响应，进行最小均方误差演算，以计算出第一权重～第P权重{w ₁，w ₂，...，w _P}。即由信道估测的结果进行最小均方误差演算，得到第一权重～第P权重。

计算权重的方式可利用上述第(6)式或第(15)式。其中，若利用上述第(15)式来计算第一权重～第P权重{w₁，w₂，...，wP}，步骤S1506包括下述子步骤。

图16为本发明实施例中步骤S1506的各子步骤流程示意图。请参考图16：

步骤S1602：利用P个信道估测视窗进行信道估测所得的信道响应组成P个指向向量。其中，指向向量的定义如上述第(7)式。

步骤S1603：对每一指向向量进行离散傅立叶转换，其中对第p个指向向量h _p进行离散傅立叶转换，以得到

其中，

中具有F个频率分量。而上述步骤S1603可以按照图10中的傅立叶转换单元1020_1～1020_P的操作步骤。

步骤S1604：利用上述信道估测所得的信道响应，产生自相关函数矩阵

其中自相关函数矩阵的定义可以为上述第(10)式。

步骤S1605：将自相关函数矩阵中的子矩阵

近似为循环矩阵

并分别取出循环矩阵

内第一行元素即产生多个循环矩阵，并分别取出多个循环矩阵第一行元素。

步骤S1606：将

进行离散傅立叶转换，以得到多个对角矩阵

其中第p个对角矩阵 ${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{D}}_p=\mathrm{diag}\{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{F}\·{\left[{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{S}}_p\right]}_1\}.$

步骤S1607：将多个对角矩阵组成矩阵

其中矩阵

可以按照上述第(13)式定义。

步骤S1608：分别由矩阵

产生F个特殊矩阵

并计算出多个特殊矩阵的反矩阵

其中多个特殊矩阵的定义可以为上述第(17)式所定义。

步骤S1609：进行F次解相关运算。上述F次解相关运算可以为图10中的解相关器1030_1～1030_F的操作步骤。其中第i次解相关运算接收上述离散傅立叶转换后所得的

中的第i个频率分量，并将所接收的P个频率分量对应地乘上矩阵

中相应的P列元素，以输出P个列乘积和，其中i＝1，2，...，F。

步骤S1610：进行P次反离散傅立叶转换。上述P次反离散傅立叶转换可以为图10中的反傅立叶转换单元1040_1～1040_P的操作步骤。其中第j次个反离散傅立叶转换接收上述第j个列乘积和，并将所接收的F个第j个列乘积和进行反离散傅立叶转换，以输出权重w _j，其中j＝1，2，...，P。

请继续参考图15：

步骤S1507：依序将接收信号r[m]延迟视窗间隔时间K，得到多个群组延迟信号r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]。

上述步骤S1507可以按照图6中的群组延迟单元650的操作步骤进行操作。

步骤S1508：依据第一权重～第P权重{w ₁，w ₂，...，w _P}，将群组延迟信号r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]对应地进行等化运算后，得到第一等化信号～第P等化信号。即对应地接收群组延迟信号r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]，并对应地依据第一权重～第P权重，对所接收的信号进行等化运算后，对应地得到第一等化信号～第P等化信号。上述等化运算可以按照图9所示的操作进行操作。

步骤S1509：结合第一等化信号～第P等化信号，并输出一结合信号。

上述结合的方式可以是直接将第一等化信号～第P等化信号相加或将每个等化信号依照一预设的比例相加。

步骤S1510：结束进行等化方法。

对应于支持单接收支路与多接收支路两种工作模式的等化装置，本发明还提供对应于支持单接收支路与多接收支路两种工作模式的等化方法，应用于无线通讯，用以接收来自传送端经由传输信道传输的信号，所述传输信道具有多个延迟路径，该等化方法包括下列步骤：

当判断接收端具有一个接收支路时，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于进行等化运算的等化器的个数P，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于进行等化运算的等化器的个数P，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；根据所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到第N权重，其中，其中，N＝1～S，当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′；

将接收的所述信号分别依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，得到多个群组延迟信号，其中，

所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；

依据所述第N权重，对应地对所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及，结合所述第N等化信号，进而输出结合信号；

当判断接收端具有t个接收支路、且所述传输信道具有的多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，估测所述t个接收支路对应的各个延迟路径的增益，进行最小均方误差演算，从而得到第L权重，其中，t≥2，L＝1～t；将接收的t个接收支路信号输出；对所接收的所述t个接收支路信号分别进行等化运算后，得到第L等化信号；以及，结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_P与m为整数，r[m]为实数。

较佳地，该单接收支路与多接收支路并存的群集信道下的等化方法进一步包括：

搜寻出所述传输信道中的所述多个延迟路径以及所述多个延迟路径的延迟时间。

较佳地，该单接收支路与多接收支路并存的群集信道下的等化方法进一步包括：

依据所述多个延迟路径的延迟时间，决定所述多个延迟路径的群集个数，并且分别依据群集的间隔时间以及群集起始的延迟时间，决定视窗间隔时间。

对应于多接收支路的群集信道下的等化装置，本发明还提供对应于多接收支路的群集信道下的等化方法，接收来自传送端经由传输信道传输的P个接收支路信号，所述传输信道具有多个延迟路径，所述多个延迟路径分布密集且具有一个群集，该等化方法包括下列步骤：

估测所述P个接收支路信号对应的各个延迟路径的增益；

以所述P个接收支路信号对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，N＝1～P；

接收所述P个接收支路信号，并对应地依据所述权重计算单元得到的第N权重，对所接收的P个接收支路信号分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P为自然数、且大于等于2。

较佳地，该多接收支路的群集信道下的等化方法进一步包括：

搜寻出所述传输信道中的所述多个延迟路径以及所述多个延迟路径的延迟时间。

较佳地，该多接收支路的群集信道下的等化方法进一步包括：

依据所述多个延迟路径的延迟时间以及群集起始的延迟时间，决定视窗间隔时间。

在上述对各个单元的具体处理进行描述的过程中，均以群集数量与等化器个数相等的情况为例进行说明的。对于群集数量(P’)与等化器个数P不相等的情况，相应单元的具体处理操作相同，只是处理和输出的信号数量、以及处理中涉及的参数取值进行相应调整。

其中，涉及处理和输出的信号数量上的调整具体为，根据群集数量按照前文所述的方式利用信道估测单元确定等化装置需要处理的群集个数S，并估测该S个群集的延迟时间；再利用权重计算单元计算出对应的S个权重，对应输入到S个等化器中；利用群组延迟信号对接收信号进行延迟处理得到S个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S](例如，当视窗间隔时间为K时，将接收信号依序延迟K个单位时间得到S个群组延迟信号r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(S-1)K])，对应输入到S个等化器中；然后S个等化器根据输入的权重和群组延迟单元进行等化处理。

涉及相应单元处理过程中的参数取值调整具体为，处理中涉及的参数P用信道估测单元所估测输出的群集个数S代替，群集索引p的取值范围相应修改为p＝1，2，...，S。

其他具体处理流程与群集数量(P’)与等化器个数P相等时的处理流程相类似，在此不再赘述。

综上所述，本发明实施例的群集信道下的等化装置与等化方法，至少具有以下优点：

1、本发明采用多个等化器分别等化不同群集延迟路径下的接收信号，同时，多个等化器的权重在最小均方误差的准则下、分别利用整个信道的增益进行计算而得，从而能够大大降低整个信道中不同群集的延迟路径所造成的干扰。

2、本发明对接收信号依序延迟K个单位时间之后，才对应地输出给多个等化器。因此本实施例中的群组延迟单元530能够加长等化装置的长度，使得等化装置能够消除信道长度较大的传输信道中的干扰。

3、本发明引入了特殊矩阵

使得在计算权重的过程中，不再需要计算维度为FP×FP的矩阵

的反矩阵

而只需要计算出

的反矩阵

因此，本发明大大减低了权重计算的复杂度。另外，本实施例在硬件的实际应用时，权重计算可以使用快速傅立叶转换来实施，进而进一步降低了权重计算所需硬件结构的复杂度。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，但并非用以限定本发明，本领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，可作些许的更动与润饰，因此，本发明的保护范围应以本发明所主张的权利范围所述为准，而非仅限于上述实施例。

Claims (21)

1、一种群集信道下的等化装置，其特征在于，所述等化装置应用于无线通讯，具有一个接收支路，用以接收来自传送端经由传输信道传输的信号，所述传输信道具有多个延迟路径，该等化装置包括：

信道估测单元，用以当所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于等化器的个数P时，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，当所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于等化器的个数P时，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；

权重计算单元，以所述信道估测单元估测的S个群集对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，N＝1～S，当P′≥P时，S＝P，当时，S＝P′；

群组延迟单元，用以将接收的来自传送端经由传输信道传输的所述信号依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，产生多个群组延迟信号，其中所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号分别表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；

P个等化器，分别对应地接收所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]，并对应地依据所述权重计算单元得到的第N权重，对所接收的群组延迟信号进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合单元，用以结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

2、如权利要求1所述的等化装置，其特征在于，进一步包括：

多路径搜寻器，用以搜寻出所述传输信道中的所述多个延迟路径以及所述多个延迟路径的延迟时间。

3、如权利要求2所述的等化装置，其特征在于，进一步包括：

延迟参数产生单元，用以依据所述多个延迟路径的延迟时间，决定所述多个延迟路径的群集个数，并且分别依据群集的间隔时间以及群集起始的延迟时间，决定视窗间隔时间。

4、如权利要求3所述的等化装置，其特征在于，所述视窗间隔时间表示为K，所述多个延迟路径对应的群集个数P′与等化器个数P相等，且K₁＝0，K₂＝K，K₃＝2K，...，K_P＝(P-1)K，所述群组延迟单元依序将接收的所述信号r[m]延迟K个单位时间，从而产生所述多个群组延迟信号r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]。

5、如权利要求4所述的等化装置，其特征在于，所述信道估测单元具有P个信道估测视窗，所述P个信道估测视窗的长度均相同且表示为W，且相邻的信道估测视窗间隔K个单位时间，所述信道估测单元中由第p个信道估测视窗中所得到的信道响应表示为 $\hat{h}\left[(p-1)K\right],\hat{h}[(p-1)K+1],...,\hat{h}[(p-1)K+W-1],$ 其中p＝1，2，...，P，所述第一权重～第P权重表示为w＝(w ₁ ^T w ₂ ^T … w _P ^T)^T，其中第p权重的个数为F，表示为w _p＝[w_p，0 w_p，1 … w_p，F-1]^T，所述权重计算单元利用 $\underset{\‾}{w}={\underset{\‾}{\underset{\‾}{R}}}^{-1}{\left[\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\right]}_D$ 计算出所述第一权重～第P权重w＝(w ₁ ^T  w ₂ ^T … w _P ^T)^T，

其中

为接收向量r的自相关函数矩阵，

所述接收向量 $\underset{\‾}{r}=\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{r}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{r}[m-K]\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{r}[m-(P-1)K]\end{array}\right),$

其中所述接收向量中的子向量r[m]＝(r[m] r[m-1] … r[m-F+1])^T，

其中，

当所述传输信道的延迟路径对应的群集个数大于或等于2时，

其中矩阵

的子矩阵表达为

其中， ${\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_p\∈C^{F\×(F+W-1)}$

表示矩阵

第D行元素所堆迭的向量，D为决策延迟，其值D＝(F+W-1)·(P-1)+[(F+W-1)/2]；

当所述传输信道的延迟路径分布密集且仅有一个群集时，

6、如权利要求5所述的等化装置，其特征在于，所述权重计算单元根据 $\underset{\‾}{w}=(\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}\⊗{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}}^H){\underset{\‾}{\underset{\‾}{D}}}^{-1}(\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}\⊗\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}){\left[\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\right]}_D$ 计算出所述第一权重～第P权重，当中，

为维度P×P的单位矩阵，为离散傅立叶转换矩阵，矩阵的表达式为

其中，矩阵

包括P个对角矩阵

第p个对角矩阵

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{D}}}_p=\mathrm{diag}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\left[{\underset{\‾}{\underset{\‾}{S}}}_p\right]}_1\},$

其中，diag{x}表示一对角矩阵，其对角线元素由向量x的元素组成，

为近似所述自相关函数矩阵

的子矩阵

的循环矩阵，所述自相关函数矩阵的表达式为

其中，自相关函数矩阵的对角线上的子矩阵的值为 ${\underset{\‾}{\underset{\‾}{R}}}_0=\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_i{{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_i}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2,$ 其余的子矩阵的值为 ${\underset{\‾}{\underset{\‾}{R}}}_p=\underset{i=1}{\overset{P-p}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_i{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_{i+p}^H,$ p＝1，2，...，P-1，σ_v ²为高斯噪声的变异数。

7、如权利要求6所述的等化装置，其特征在于，所述权重计算单元包括：

P个指向向量生成单元，用以对应地接收由所述信道估测单元利用P个信道估测视窗所撷取出的信号进行信道响应的估测，以产生P个指向向量；

P个傅立叶转换单元，用以对所述P个指向向量进行相对应地离散傅立叶转换，从而输出F个频率分量；

相关矩阵计算单元，利用所述信道估测单元所估测出的信道响应，产生所述自相关函数矩阵

P个循环矩阵生成单元，分别将所述自相关函数矩阵

中的子矩阵

近似为循环矩阵

并分别取出循环矩阵

内第一行元素，以分别输出

P个傅立叶转换单元，分别将

进行离散傅立叶转换，以得到所述对角矩阵

解相关矩阵单元，将所述对角矩阵组成矩阵

由矩阵

产生F个特殊矩阵

计算并输出所述特殊矩阵的反矩阵

其中第k个特殊矩阵

为

为对角矩阵

内对角线上第k个元素，其中k＝1，2，...，F；

F个解相关器，对应地接收所述F个特殊矩阵的反矩阵

其中第i个解相关器接收每所述P个傅立叶转换单元所输出的第i个频率分量，并将所接收的P个频率分量对应地乘上矩阵

中的P列元素，以输出P个列乘积和，其中i＝1，2，...，F；以及

P个反傅立叶转换单元，其中第j个反傅立叶转换单元接收所述F个解相关器所输出的第j个列乘积和，并将所接收的F个列乘积和进行反傅立叶转换，以输出权重w _j，其中j＝1，2，...，P。

8、如权利要求4所述的等化装置，其特征在于，所述群组延迟单元包括P-1个延迟单元，所述P-1个延迟单元分别具有一输入端与一输出端，其中第1个延迟单元的输入端接收所述信号r[m]，第u个延迟单元的输入端耦接第u-1个延迟单元的输出端，u＝2，...，P-1，所述P-1个延迟单元分别将其输入端所接收的信号延迟K个单位时间。

9、如权利要求4所述的等化装置，其特征在于，所述第p权重个数为F，所述第p权重分别表示为w_p，0，w_p，1，...，w_p，F-1，p＝1，2，...，P，所述等化器包括：

F-1个时间延迟器，分别具有一输入端与一输出端，其中第1个时间延迟器的输入端接收所述群组延迟信号r[m-(P-1)K]，第y个时间延迟器的输入端耦接第y-1个时间延迟器的输出端，其中y＝2，3，...，F-1，所述F-1个时间延迟器将其输入端所接收的信号延迟单位时间；

F个乘法单元，分别具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端，第1个乘法单元的第一输入端接收所述群组延迟信号r[m-(P-1)K]，第z个乘法单元的第一输入端耦接第z-1个时间延迟器的输出端，其中z＝2，3，...，F，所述F个乘法单元的第二输入端分别接收所述第p权重，其中第g个乘法单元的第二输入端接收所述第p权重w_p，g-1，其中g＝1，2，...，F，所述F个乘法单元用以将其第一输入端所接收的信号与其第二输入端所接收的权重的共轭进行乘法运算；以及

加法器，用以接收所述F个乘法单元的输出端所输出的信号，进而得到第p等化信号。

10、一种群集信道下的等化装置，其特征在于，所述等化装置应用于无线通讯，用以接收来自传送端经由传输信道传输的信号，所述传输信道具有多个延迟路径，该等化装置包括：

信道估测单元，当所述等化装置具有一个接收支路时，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于等化器的个数P，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于等化器的个数P，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；当所述等化装置具有t个接收支路、且所述传输信道具有的多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，用以估测所述t个接收支路对应的各个延迟路径的增益，其中，t≥2、且t＝P；

权重计算单元，以所述信道估测单元估测的S个群集对应的延迟路径的增益或所述t个接收支路对应的延迟路径的增益进行最小均方误差演算，从而得到第N权重，其中，当所述等化装置具有一个接收支路时，N＝1～S，S的取值为当P′≥P时，S＝P，当

时，S＝P′；当所述等化装置具有t个接收支路时，N＝1～t；

群组延迟单元，当所述等化装置具有一个接收支路时，用以将接收的来自传送端经由传输信道传输的所述信号依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，产生多个群组延迟信号，所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号分别表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，R[m-K_S]；

当所述等化装置具有t个接收支路、且所述多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，用以将接收的t个接收支路信号输出，包括：

t-1个延迟单元，所述t-1个延迟单元分别具有一输入端以及一输出端，用以将其输入端所接收的信号延迟K个单位时间；以及

t-1个切换单元，所述t-1个切换单元分别具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其中，第v个切换单元的第一输入端耦接第v+1个分集接收天线，第v个切换单元的第二输入端耦接第v个延迟单元的输出端，第v个切换单元的输出端输出相对应的第t+1个接收支路信号，其中v＝1，2，...，t-1；

P个等化器，分别对应地接收所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]或所述t个接收支路信号，并对应地依据所述权重计算单元得到的第N权重，对所接收的所述多个群组延迟信号或所述t个接收支路信号分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合单元，用以结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

11、如权利要求10所述的等化装置，其特征在于，进一步包括：

多路径搜寻器，用以搜寻出所述传输信道中的所述多个延迟路径以及所述多个延迟路径的延迟时间；

延迟参数产生单元，用以依据所述多个延迟路径的延迟时间，决定所述多个延迟路径的群集个数，并且分别依据群集的间隔时间以及群集起始的延迟时间，决定视窗间隔时间。

12、一种群集信道下的等化方法，其特征在于，应用于无线通讯，具有一个接收支路，所述无线通讯利用一传输信道来传输信号，所述传输信道具有多个延迟路径，该等化方法包括下列步骤：

当所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于进行等化运算的等化器的个数P时，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，当所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于进行等化运算的等化器的个数P时，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；

根据所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到第N权重，其中，其中，N＝1～S，当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′；

将接收的所述信号分别依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，得到多个群组延迟信号，其中，

所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；

依据所述第N权重，对应地对所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及

结合所述第N等化信号，进而输出结合信号；

其中，P′、P、S为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_S与m为整数，r[m]为实数。

13、如权利要求12所述的等化方法，其特征在于，进一步包括：

搜寻所述传输信道中的所述多个延迟路径以及所述多个延迟路径的延迟时间；以及

依据所述多个延迟路径的延迟时间，决定所述多个延迟路径的群集的个数，并且依据所述群集之间的间隔时间以及所述群集起始的延迟时间，决定视窗间隔时间。

14、如权利要求13所述的等化方法，其特征在于，所述传输信道中的第i条延迟路径的延迟时间表示为D_i-1，所述决定该视窗间隔时间的步骤包括：

步骤a，设定i的初值为1；

步骤b，计算D_i与D_i-1的差值；

步骤c，判断D_i与D_i-1的差值是否大于预设的门槛值，当判断为是，进行步骤d与步骤e，否则，跳过步骤d，进行步骤e；

步骤d，将群集个数参数的值加1，并设定编号为群集个数参数的群集的第1条延迟路径的延迟时间为D_i；

步骤e，判断所有延迟路径是否检查完毕，当判断为否，进行步骤f，并回到步骤b，否则，进行步骤g；

步骤f，将i值加1；以及

步骤g，由每个群集个数参数的群集的第1条延迟路径的延迟时间决定出所述视窗间隔时间。

15、如权利要求13所述的等化方法，其特征在于，所述视窗间隔时间表示为K，所述多个延迟路径对应的群集个数为P，且K₁＝0，K₂＝K，K₃＝2K，...，K_P＝(P-1)K，所述得到多个群组延迟信号的步骤包括：

依序将所述信号r[m]延迟K个单位时间，得到所述多个群组延迟信号r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]。

16、如权利要求15所述的等化方法，其特征在于，进一步包括：

提供P个信道估测视窗，所述P个信道估测视窗的长度均表示为W，且相邻的所述信道估测视窗分别间隔K个单位时间；

所述估测P个群集对应的各个延迟路径的增益的步骤包括：

利用所述P个信道估测视窗，对所述传输信道中的所述P个群集进行信道估测，其中由第p个信道估测视窗中所得到的信道响应表示为 $\hat{h}\left[(p-1)K\right],\hat{h}[(p-1)K+1],...,\hat{h}[(p-1)K+W-1],p=\mathrm{1,2},...,P.$

17、如权利要求16所述的等化方法，其特征在于，其中第一权重～第P权重表示为w＝(w ₁ ^T w ₂ ^T … w _P ^T)^T，

其中，第p权重的个数为F，表示为w _p＝[w_p，0 w_p，1 … w_p，F-1]^T，

所述根据所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到第N权重的步骤包括：

利用 $\underset{\‾}{w}={\underset{\‾}{\underset{\‾}{R}}}^{-1}{\left[\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\right]}_D,$ 计算出所述第一权重～第P权重w＝(w ₁ ^T  w ₂ ^T  … w _P ^T)^T；

其中

为接收向量r的自相关函数矩阵，

该接收向量r的表达式为：

$\underset{\‾}{r}=\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{r}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{r}[m-K]\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{r}[m-(P-1)K]\end{array}\right),$

其中，所述接收向量中的子向量r[m]＝(r[m] r[m-1] … r[m-F+1])^T，其中，

其中矩阵

的子矩阵的表达式为：

其中， ${\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_p\∈C^{F\×(F+W-1)}$

其中，

表示矩阵

第D行元素所堆迭的向量，D为决策延迟，其值D＝(F+W-1)·(P-1)+[(F+W-1)/2]。

18、如权利要求17所述的等化方法，其特征在于，所述根据所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到第N权重的步骤包括：

利用 $\underset{\‾}{w}=(\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}\⊗{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}}^H){\underset{\‾}{\underset{\‾}{D}}}^{-1}(\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}\⊗\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}){\left[\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\right]}_D,$ 计算出所述第一权重～第P权重w：

w＝(w ₁ ^T  w ₂ ^T  … w _P ^T)^T，

当中，

为维度P×P的单位矩阵，

为离散傅立叶转换矩阵，矩阵

其中矩阵

包括P-1个对角矩阵

其中第p个对角矩阵 ${\underset{\‾}{\underset{\‾}{D}}}_p=\mathrm{diag}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\left[{\underset{\‾}{\underset{\‾}{S}}}_p\right]}_1\},$ diag{x}表示对角矩阵，其对角线元素由向量x的元素组成，

为近似所述

的子矩阵

的循环矩阵，所述

的表达式为：

矩阵的对角线上的子矩阵的值为 ${\underset{\‾}{\underset{\‾}{R}}}_0=\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_i{{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_i}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2,$ 其余的子矩阵的值为 ${\underset{\‾}{\underset{\‾}{R}}}_p=\underset{i=1}{\overset{P-p}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_i{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_{i+p}^H,$ p＝1，2，...，P-1，σ_v ²为高斯噪声的变异数。

19、如权利要求18所述的等化方法，其特征在于，所述根据所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到第N权重的步骤包括：

利用所述P个信道估测视窗进行信道估测所得的信道响应组成P个指向向量；

对所述P个指向向量分别进行离散傅立叶转换，其中第p个指向向量h _p进行离散傅立叶转换，用以得到

并产生F个频率分量；

利用所述信道估测所得的信道响应，产生自相关函数矩阵

将所述自相关函数矩阵

中的子矩阵

近似为循环矩阵

并分别取出循环矩阵

内第一行元素

将

进行离散傅立叶转换，以得到对角矩阵

其中，第p个对角矩阵 ${\underset{\‾}{\underset{\‾}{D}}}_p=\mathrm{diag}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\left[{\underset{\‾}{\underset{\‾}{S}}}_p\right]}_1\};$

由所述对角矩阵

组成矩阵

分别由矩阵

产生F个特殊矩阵

并计算出所述特殊矩阵的反矩阵

其中第k个特殊矩阵

为：

为对角矩阵

内对角线上第k个元素，其中k＝1，2，...，F；进行F次解相关运算，其中第i次解相关运算接收离散傅立叶转换后所得的

中的第i个频率分量，并将所接收的P个频率分量对应地乘上矩阵

中的P列元素，进而输出P个列乘积和，其中i＝1，2，...，F；以及

进行P次反离散傅立叶转换，其中第j次反离散傅立叶转换接收第j个列乘积和，并将所接收的F个列乘积和进行反离散傅立叶转换，进而输出权重w _j，其中j＝1，2，...，P。

20、一种群集信道下的等化方法，其特征在于，应用于无线通讯，用以接收来自传送端经由传输信道传输的信号，所述传输信道具有多个延迟路径，该等化方法包括下列步骤：

当判断接收端具有一个接收支路时，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′不小于进行等化运算的等化器的个数P，估测P个群集对应的各个延迟路径的增益，如果所述多个延迟路径对应的群集个数P′小于进行等化运算的等化器的个数P，估测P′个群集对应的各个延迟路径的增益；根据所述信道估测单元估测的S个群集分别对应的各个延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到第N权重，其中，其中，N＝1～S，当P′≥P时，S＝P，当P′＜P时，S＝P′；

将接收的所述信号分别依次延迟K₁，K₂，K₃，...，K_S个单位时间后，得到多个群组延迟信号，其中，

所述信号表示为r[m]，m表示时间索引，所述多个群组延迟信号表示为r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]；

依据所述第N权重，对应地对所述多个群组延迟信号r[m-K₁]，r[m-K₂]，r[m-K₃]，...，r[m-K_S]分别进行等化运算后，得到第N等化信号；以及，结合所述第N等化信号，进而输出结合信号；

当判断接收端具有t个接收支路、且所述传输信道具有的多个延迟路径分布密集且具有一个群集时，估测所述t个接收支路对应的各个延迟路径的增益，进行最小均方误差演算，从而得到第L权重，其中，t≥2，L＝1～t；将接收的t个接收支路信号输出；对所接收的所述t个接收支路信号分别进行等化运算后，得到第L等化信号；以及，结合等化运算后得到的等化信号，并输出结合信号；

其中，P为自然数，K₁，K₂，K₃，...，K_P与m为整数，r[m]为实数。

21、如权利要求20所述的等化方法，其特征在于，进一步包括：

搜寻出所述传输信道中的所述多个延迟路径以及所述多个延迟路径的延迟时间；

依据所述多个延迟路径的延迟时间，决定所述多个延迟路径的群集个数，并且分别依据群集的间隔时间以及群集起始的延迟时间，决定视窗间隔时间。

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