CN101521465A - 直接ac-ac电力电子功率变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种直接AC－AC电力电子功率变换器及其控制方法。本变换器包括主回路和自动调整占空比的闭环控制系统，主回路拓扑为：输入单相低频交流正弦形电压Vin的相线经过二只串联的高频互补电子交流开关S1、S2连接到负载R的高电位端，负载R的低电位端与单相交流电压的零线连接；所述高频互补电子交流开关S1、S2串联的中点与单相交流电压的零线之间连接一只贮能电感L2，一个滤波电容C2并联在负载R的二端；由所述闭环控制系统自动调整占空比，实行输出交流电压Vout幅度上升、下降的调节。本发明可实行升压和降压调节，实用性广泛，输入电流和输出电压波形非常接近正弦形，几乎无谐波污染和负载上电压几乎无畸变，主回路拓扑结构精简，易达到寿命长，体积小，重量轻，高效，低成本。

Description

直接AC-AC电力电子功率变换器及其控制方法

技术领域：

本发明涉及一种从传统的AC-DC-AC电力电子功率变换器升级至实行交流升降压调节的直接AC-AC电力电子功率变换器

背景技术：

电力电子功率变换器由于其性能的优越，被广泛地应用在电力拖动调速和各类静止电源。特别是近年来IGBT、MOSFET等新颖全控型电力电子器件及其控制芯片的性价比的明显改善，使电力电子功率变换器在工农业生产和科学研究中应用越来越广泛，已经普及到国民经济的另一重要领域——家用电器。故电力电子功率变换器成为当前各国科技界关注的热门领域，是“电力电子”及“电工理论与新技术”二个学科研究的前沿。

现代电器设备一般都含有电子线路，它的普及及其他的冲击负荷使得应用最广泛的电源——工频电网成了复杂供用电系统，造成电网污染，功率因数下降，电压波动，谐波分量多波形失真大，还常有干扰脉冲。电网供电质量差，不能满足工农业生产发展和人民生活水平提高的需求，或发生用电设备失常或失控而引发事故。

二十世纪末，随着瞬时功率理论的不断完善和发展，国外研发出电力电子功率变换器有：VVVF变压变频电源——PWM变频器、动态电压恢复器DVR(Dynamic VoltageRestorer)、并联补偿式交流稳压电源等。它们都是AC—DC—AC的电力电子功率变换器。

它们的系统内变换环节多造成电路复杂，使变换效率降低和产品的成本上升。其中AC—DC变换环节将电网交流电压Vac整流滤波成直流电压Vdc，整流后的电容低频滤波使输入电流畸变成尖峰(见图1)造成谐波污染和功率因数劣化，直接导致电站发电机组和电网功率容量的使用率下降。低频滤波电容的电解质易变质，引发变换器寿命缩短。

通断控制、相位控制和斩波器都是实行交流调压的直接AC—AC电力电子功率变换器，但它们只能实行有效值降压调节且输入电流和输出电压波形分别存在周期间断、波形缺损和波形断续(见图2)，产生谐波污染电网和负载上电压波形畸变。

为此，1980年诞生了能直接AC—AC变换的矩阵变换器。矩阵变换器的输入电流和输出电压波形均近似于正弦，被冠于“绿色变换器”之褒名；近年来成为国内、外“电力电子”和“理论电工”领域的研究热点。因一些技术问题尚未解决，如矩阵变换器的主回路拓扑决定了该变换器电压传输率(输出与输入电压之比)不能大于1，只能使输出交流电压幅度往降低方向调节，即只能实现降压调节；不能适应电网电压往往偏低时，输出交流电压幅度往升高方向调节的需求。故至今，矩阵变换器还没有工业产品问世。

发明内容：，

本发明的目的在于针对现有技术存在的缺陷，提供一种新颖的主回路拓扑可构成实行交流升降压调节的直接AC—AC电力电子功率变换器。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种直接AC-AC电力电子功率变换器，包括主回路和自动调整占空比的闭环控制系统，其特征在于主回路拓扑结构为(见图4)：输入单相低频交流正弦形电压Vin(例如：电网50Hz交流电压)的相(火)线经过二只串联的高频互补电子交流开关S1、S2连接到负载R的高电位端，负载R的低电位端与单相交流电压的零线连接。高频互补电子交流开关S1、S2串联的中点与单相交流电压的零线之间连接一只贮能电感L2，滤波电容C2并联在负载R的二端。由所述闭环控制系统自动调整占空比，实行输出交流电压Vout幅度上升、下降的调节。

可以在单相交流电压的相(火)线与电子交流开关S1之间插入一只电感L1，电感L1、高频电子交流开关S1之间的连接点与单相交流电压的零线之间插入一只电容C1(见图5)；电感L1、电容C1构成输入滤波器。输入滤波器可加也可不加；不加时，输入电流Iin波形断续；加时，可使输入电流Iin波形连续、功率因数改善。

高频互补电子交流开关S1、S2切换频率升高或增大输入端滤波器的电感L1、电容C2之值，都可将输入电流Iin上迭加的高频纹波幅度减至更小而可略。

一对高频互补电子交流开关S1、S2不断地在闭合和断开之间循环切换。互补电子开关之一S1的闭合期即互补电子交流开关之二S2断开期，输入的交流电压Vin对贮能电感L2充电；互补电子交流开关之一S1的断开期即互补电子交流开关之二S2闭合期，贮能电感L2放电产生负脉冲，贮能电感L2放电时释放出感应电压VL2幅度即负脉冲幅度高于电网交流电压Vin幅度(见图6)。互补电子交流开关S1、S2不断地循环切换产生的负脉冲列幅度依次与输入正弦规律变化的交流电压Vin瞬时值一一对应。负脉冲列幅度的包络线是电网电压Vin的倒相波形(见图6)，由电容C2充放电的积分效应将负脉冲列转换成倒相的正弦形交流输出电压Vout(见图6)。高频互补电子交流开关S1、S2切换频率升高或增大贮能电感L2、积分电容C2之值，都可将交流输出电压Vout上迭加的高频纹波幅度减至更小而可略。

输出交流电压幅度升、降的调节：互补电子交流开关之一S1的“闭合期/(闭合期+断开期)”即互补电子交流开关之二S2的“断开期/(闭合期+断开期)”即贮能的“占空比”。改变占空比即可实行输出交流电压Vout幅度上升、下降的调节。占空比＝0.5时，输出正弦交流电压Vout幅度≈输入正弦交流电压Vin幅度(见图7)。占空比>0.5时，贮能电感L2可在较长时间内贮入较多能量，放电时释放出感应电压VL2幅度就较高，电容C2积分输出正弦交流电压Vout幅度>输入正弦交流电压Vin幅度(见图8)。占空比<0.5时，贮能电感L2只能在较短时间内贮入较少能量，放电时释放出感应电压VL2幅度就较低，电容C2积分输出正弦交流电压Vout幅度<输入正弦交流电压Vin幅度(见图9)。

为适应交流电压产生正、反双向流动的交流电流，高频电子交流开关S1和S2均由高频二极管D加上IGBT、MOSFET等全控型电力电子器件T组成，每个电子交流开关S使用串联型或全桥型可精简驱动信号。串联型(见图10)：一只D与一只T反向并联成一只单向开关，二只单向开关以T的电流出端e即D的正极为中点反相串联，二个T的控制端g并联，二个T的电流入端c即D的负极插入主回路；从而构成串联型交流开关，其导通压降稍小，但成本较高。全桥型(见图11)：四只D组成整流全桥的输出正端接至一只T的电流入端c，全桥输出负端接至此T的电流出端e，全桥的二个输入端插入主回路；从而构成全桥型交流开关，其导通压降稍大，但成本较低。

驱动信号的矩形波加于T的控制端g与电流出端e之间。矩形波为高电平时，电子交流开关S导通；矩形波为低电平时，电子交流开关S断开。电子交流开关S1、S2的g与e之间分别加的矩形波高、低电平互补时，S1、S2就成为一对互补电子交流开关。互补矩形波为高频时，S1、S2就成为一对高频互补电子交流开关。

负戴R值变化尤其是输入交流电压Vin(例如：电网电压)幅度变化都会使输出交流电压Vout幅度不稳定，输入交流电压Vin波形往往存在的畸变使输出电压Vout波形发生非正弦失真。为此，应用现代成熟的闭环控制技术，将输出电压采样(也可含贮能电感L2的电流采样)，与基准正弦波电压比较，由电压负反馈闭环控制(也可含负电流反馈)自动调整占空比(见图12)，使负载上的输出交流电压Vout幅度稳定、波形失真改善。

本发明与现有技术相比较，具有如下显而易见特点和显著优点：

根除了矩阵式变换器主回路拓扑只能实行降压调节的缺点。本发明除了可实行降压调节外，还可实行升压调节，实用性更广泛。

本发明的输入电流和输出电压波形非常接近正弦形(见图3)，几乎无谐波污染和负载上电压几乎无畸变，趋近“绿色变换器”。

无整流后低频滤波的电解质电容、无工频铁芯，实行升降压调节的主回路拓扑结精简，易达到变换器使用寿命长、体积小、重量轻、高效、成本低。

附图说明

图1是AC-DC-AC电力电子功率变换器中AC-DC变换环节的输入电压波形和整流后的电流畸变图。

图2是已有技术的AC-AC变换器输入电流和输出电压波形图。

图3是本发明的输入电流和输出电压波形。

图4是本发明的主回路拓扑结构。

图5是本发明含输入滤波器的主回路拓扑结构。

图6是本发明的输入交流电压、电感L2感应电压及倒相的交流输出电压波形。

图7是占空比＝0.5时，本发明的输出交流电压幅度≈输入交流电压幅度。

图8是占空比>0.5时，本发明的输出交流电压幅度>输入交流电压幅度。

图9是占空比<0.5时，本发明的输出交流电压幅度<输入交流电压幅度。

图10是串联型电子交流开关。

图11是全桥型电子交流开关。

图12是本发明应用闭环控制使输出交流电压幅度稳定、波形畸变改善的方框原图。

图13是本发明构成直接AC—AC功率变换的三相变压变频绿色电源主回路拓扑。

具体实施方式：

本发明的优选实施例结合附图说明如下：参见图4，本直接AC-AC电力电子功率变换器，由包括主回路和自动调整占空比的闭环控制系统主回路拓扑为：输入单相低频交流正弦形电压Vin的相线经过二只串联的高频互补电子交流开关S1、S2连接到负载R的高电位端，负载R的低电位端与单相交流电压的零线连接；所述高频互补电子交流开关S1、S2串联的中点与单相交流电压的零线之间连接一只贮能电感L2，一个滤波电容C2并联在负载R的二端；由所述闭环控制系统自动调整占空比，实行输出交流电压Vout幅度上升、下降的调节。

参见图5，在上述直接AC-AC电力电子功率变换器中，在单相交流电压的相线与所述交流开关S1之间插入另一只电感L1，该电感L1、高频电子交流开关S1之间的连接点与单相交流电压的零线之间插入另一只电容C1；所述电感L1、电容C1构成输入滤波器；该输入滤波器可使输入电流Iin波形连续、功率因数改善；高频互补电子开关S1、S2切换频率升高或增大输入滤波器的电感L1、电容C2之值，都可将输入电流Iin上迭加的高频纹波幅度减至更小而可略。

参见图10和图11，在上述直接AC-AC电力电子功率变换器中，两个高频互补电子交流开关S1、S2中每个高频互补交流开关同为串联型交流开关或全桥型交流开关；所述串联型交流开关的结构是：一只二极管D与一只全控型电力电子器件T反向并联成一只单向开关，二只单向开关以全控型电力电子器件T的电流出端e即二极管D的正极为中点反相串联，二个全控型电力电子器件T的控制端g并联，二个全控型电力电子器件T的电流入端c即二极管D的负极插入主回路；所述全桥型交流开关的结构是：四只二极管D组成整流全桥的输出正端接至一只全控型电力电子器件T的电流入端c，输出负端接至此全控型电力电子器件T的电流出端e，全桥的二个输入端插入主回路；所述全控型电力电子器件为IGBT或MOSFET等全控型电力电子器件；驱动信号的矩形波加于全控型电力电子器件T的控制端g与电流出端e之间；矩形波为高电平时，电子交流开关S导通；矩形波为低电平时，电子交流开关S断开。二个电子交流开关S1、S2驱动信号是高、低电平互补的矩形波时，就成为一对互补电子交流开关S1、S2。互补矩形波为高频时，就成为一对高频互补电子交流开关S1、S2。

参见图13，在上述直接AC-AC电力电子功率变换器中，在交流ABC三相电压供电情况中，主回路拓扑的电压输入端使用L1A、C1A、L1B、C1B、L1C、C1C组成的三套输入滤波器，在输入滤波器的输出与三个贮能电感L2A、L2B、L2C之间插入9个高频电子交流开关S1A1、S1A2、S1A3、S1B1、S1B2、S1B3、S1C1、S1C2、S1C3组成的3×3开关矩阵；高频电子交流开关S2a、S2b、S2c闭合期，贮能电感放电产生负脉冲。电容C2a、C2b、C2c充放电的积分效应将负脉冲列转换成负载Ra、Rb、Rc上的交流abc三相输出电压。上述的直接AC-AC电力电子功率变换器的控制方法如下：

交流单相供电时，使用一对高频互补电子交流开关S1、S2(例如：串联型)的拓扑，构成的装置可用于单相交流升、降压调节；输出电压Vout频率与输入电压Vin相同。输出电压Vout取样信号(也可含贮能电感L2的电流取样信号)和给定的基准正弦波电压(此电压与输入电压Vin同频率、同相位)输至脉宽调制PWM芯片进行比较，由芯片内误差放大器将比较出的差值放大，去控制芯片输出矩形波的占空比自动调整。芯片输出矩形波由互补隔离模块转换成二路与另线隔离的互补矩形波，驱动高频互补电子交流开关S1、S2。电压负反馈闭环脉宽调制PWM控制(也可含电流负反馈)后(见图12)，可使负载R上的输出交流单相电压Vout幅度稳定和波形畸变减小。

交流三相供电时，使用三套上述交流单相供电时拓扑(见图12)，可用于三相交流升、降压调节；输出电压频率与输入电压相同。电压负反馈闭环脉宽调制PWM控制(也可含电流负反馈)后，可使输出交流三相电压幅度稳定和波形畸变减小。

交流ABC三相电压供电情况中，主回路拓扑的电压输入端使用L1A、C1A、L1B、C1B、L1C、C1C组成的三套输入滤波器(见图13)，在输入滤波器的输出与三个贮能电感L2A、L2B、L2C之间插入9个高频电子交流开关S1A1、S1A2、S1A3、S1B1、S1B2、S1B3、S1C1、S1C2、S1C3组成的3×3开关矩阵。高频电子交流开关S2a、S2b、S2c闭合期，贮能电感放电产生负脉冲。电容C2a、C2b、C2c充放电的积分效应将负脉冲列转换成负载Ra、Rb、Rc上的交流abc三相输出电压。若给定输出目标电压是三相变压变频正弦波瞬时值，由比较选通电路控制开关矩阵，将输入ABC三相电压瞬时值中最接近输出某一相目标电压者，接入此相的贮能电感上；闭环脉宽调制PWM控制自动调整贮能占空比，使此相的输出电压瞬时值趋近目标电压。从而实行输出电压幅度和频率均可升、降调节，可构成直接AC—AC功率变换的三相变压变频绿色电源。

Claims (6)

1.一种直接AC-AC电力电子功率变换器，包括主回路和自动调整占空比的闭环控制系统，其特征在于主回路拓扑为：输入单相低频交流正弦形电压Vin的相线经过二只串联的高频互补电子交流开关S1、S2连接到负载R的高电位端，负载R的低电位端与单相交流电压的零线连接；所述高频互补电子交流开关S1、S2串联的中点与单相交流电压的零线之间连接一只贮能电感L2，一个滤波电容C2并联在负载R的二端；由所述闭环控制系统自动调整占空比，实行输出交流电压Vout幅度上升、下降的调节。

2.根据权利要求1所述的直接AC-AC电力电子功率变换器，其特征在于在单相交流电压的相线与所述电子交流开关S1之间插入另一只电感L1，该电感L1、高频电子交流开关S1之间的连接点与单相交流电压的零线之间插入另一只电容C1；所述电感L1、电容C1构成输入滤波器；该输入滤波器可使输入电流Iin波形连续、功率因数改善；高频互补电子开关S1、S2切换频率升高或增大输入滤波器的电感L1、电容C2之值，都可将输入电流Iin上迭加的高频纹波幅度减至更小而可略。

3.根据权利要求1或2所述的直接AC-AC电力电子功率变换器，其特征在于所述两个高频互补电子交流开关S1、S2中每个高频互补交流开关同为串联型交流开关或全桥型交流开关；所述串联型交流开关的结构是：一只二极管D与一只全控型电力电子器件T反向并联成一只单向开关，二只单向开关以全控型电力电子器件T的电流出端e即二极管D的正极为中点反相串联，二个全控型电力电子器件T的控制端g并联，二个全控型电力电子器件T的电流入端c即二极管D的负极插入主回路；所述全桥型交流开关的结构是：四只二极管D组成整流全桥的输出正端接至一只全控型电力电子器件T的电流入端c，输出负端接至此全控型电力电子器件T的电流出端e，全桥的二个输入端插入主回路；所述全控型电力电子器件为IGBT或MOSFE等全控型电力电子器件；驱动信号的矩形波加于全控型电力电子器件T的控制端g与电流出端e之间；矩形波为高电平时，电子交流开关S导通；矩形波为低电平时，电子交流开关S断开。二个电子交流开关S1、S2驱动信号是高、低电平互补的矩形波时，就成为一对互补电子交流开关S1、S2。互补矩形波为高频时，就成为一对高频互补电子交流开关S1、S2。

4.根据权利要求1所述的直接AC-AC电力电子功率变换器，其特征在于在交流ABC三相电压供电情况中，主回路拓扑的电压输入端使用L1A、C1A、L1B、C1B、L1C、C1C组成的三套输入滤波器，在输入滤波器的输出与三个贮能电感L2A、L2B、L2C之间插入9个高频电子交流开关S1A1、S1A2、S1A3、S1B1、S1B2、S1B3、S1C1、S1C2、S1C3组成的3×3开关矩阵；高频电子交流开关S2a、S2b、S2c闭合期，贮能电感放电产生负脉冲。电容C2a、C2b、C2c充放电的积分效应将负脉冲列转换成负载Ra、Rb、Rc上的交流abc三相输出电压。

5.一种用于根据权利要求1所述的直接AC-AC电力电子功率变换器的控制方法，其特征在于通过所述闭环控制系统实行闭环脉宽调制PWM，将输出电压Vout采样与给定的基准正弦波电压比较，自动调整占空比，使输出交流电压Vout幅度稳定、波形失真改善；交流单相供电时，使用一对高频电子交流开关S1、S2的拓扑，可用于单相交流升、降压调节；输出电压Vout频率与输入电压Vin相同；闭环脉宽调制PWM控制后，可使输出交流单相电压Vout幅度稳定和波形畸变减小；

交流三相供电时，使用三套上述交流单相供电时拓扑，可用于三相交流升、降压调节；输出电压频率与输入交流电压相同；闭环脉宽调制PWM控制后，可使输出交流三相电压幅度稳定和波形畸变减小。

6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于在交流ABC三相电压供电的情况下，若给定输出目标电压是三相变压变频正弦波瞬时值，由比较选通电路控制开关矩阵，将输入ABC三相电压瞬时值中最接近输出某一相目标电压者，接入此相的贮能电感上；闭环脉宽调制PWM控制自动调整贮能占空比，使此相的输出电压瞬时值趋近目标电压；从而实行输出电压幅度和频率均可升、降调节，可构成直接AC—AC功率变换的三相变压变频绿色电源。

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