CN101517897A - 非均匀采样正弦信号的检测和利用该检测的多普勒传感器 - Google Patents

Abstract

多普勒传感器通过以非均匀间隔发送脉冲而工作。通过将对象反射的各样点乘以第一系数c_xk和第二系数s_xk而对这些样点进行处理，对乘积分别求和以形成两个测度，对这两个测度进行考察以确定是否检测到展现出特定多普勒频率f_x的对象。这些样点出现在非均匀间隔的时间t_xk处，使得在所述时间t_xk采样的频率f_x的余弦波的平均值大致为零，并且在所述时间t_xk采样的频率f_x的正弦波的平均值大致为零。

Description

非均匀采样正弦信号的检测和利用该检测的多普勒传感器

技术领域

本发明涉及一种利用非均匀采样来检测噪声和背景杂波中是否存在具有未知频率、相位和幅度的正弦信号的方法，所述方法特别地但并不专门地适用于利用相干脉冲电磁发射来确定感兴趣对象的距离和多普勒频率的传感器(例如，微波传感器)。

背景技术

在许多实际的应用中，需要检测在背景噪声和杂波中是否存在具有未知频率、相位和幅度的正弦信号。通常，这种检测是基于以非均匀间隔的时刻获取的信号样点；此外，所采用的平均采样率可能实质上小于采样定理规定的奈奎斯特速率。在这种情况下，常规的频率分析方法将不能提供可靠且在统计上有意义的结果。

如将在下面更详细地解释的，在利用短相干电磁脉冲来照射某个感兴趣的区域以便关于在预定距离R处并以预先选择的径向速度V运动的对象是否存在做出决策的微波多普勒传感器中，需要对采样正弦波进行检测。根据发射的和反射的脉冲之间的时间延迟τ来计算未知距离R，其中R＝cτ/2，c是光速。根据发射的和反射的电磁波的频率之间的多普勒偏移f_D＝2V/λ₀来确定径向速度V，其中λ₀是发射波长。

在测距应用中，将脉冲重复间隔T₀选择为提供所需的非模糊距离R₀＝CT₀/2，而潜在的距离分辨率cΔ₀/2由所发射的脉冲的时长Δ₀确定。如果以时长为T_F的观测间隔执行频率分析，则频率分辨率近似等于1/T_F。

通过适当改变假定的距离R和速度V两者的值，将对延迟/多普勒(即，距离/速度)平面中感兴趣的区域进行扫描以检验是否潜在地存在可能出现在微波传感器的视野中的各种对象。所涉及的检测过程通常包括：首先，确定延迟/多普勒平面中的反射能量的分布；其次，利用适当选择的决策阈值来找出已经超出该阈值的这些点的延迟/多普勒频率坐标、τ和f_D(或等价地，R和V)。

图1示意性描述了脉冲串的参数与利用这种脉冲串进行测距的微波多普勒传感器可实现的潜在的距离分辨率和多普勒频率(速度)之间的关系。

由采样定理得出，为了根据离散时间均匀样点确定多普勒频率的值，需要未知频率的每周期至少两个样点。因此，当采用周期性脉冲串来确定感兴趣的对象的距离R和速度V两者时，对最大非模糊距离R₀和最大非模糊径向速度V_max的乘积施加如下约束：

R₀|V_max|≤cλ₀/8

可以看出，对乘积R₀|V_max|的约束与所发射的电磁波的波长λ₀成比例；因此，使用较长的波长似乎是优选的。然而，由于空间约束以及其他力学上的考虑，许多实际的系统需要小天线尺寸但是窄的射束；这将意味着使用毫米波长，优选地，使用与35、94、140和240GHz的大气传输窗口对应的那些波长。

为了充分理解上述基本限制的后果，考虑具有λ₀≈3.2mm的94GHz微波多普勒传感器。例如，在龙卷风的多普勒成像中，预期的风速可能超过75m/s；因此，最大非模糊距离将限制为1600m。在家庭安全应用中，应当可以在相对长的距离处检测到以200m/s到1500m/s的速度行进的各种抛射体。然而，即使对于仅200m/s的速度，最大非模糊距离也不会超过600m。

可使用两种基本的现有技术来构造能够减少距离模糊和速度模糊的合成脉冲串。

-可以将若干脉冲串(每个脉冲串具有不同的和适当选择的脉冲重复间隔)组合(例如，经由交织)，以便形成具有非均匀的脉冲间间隔的合成脉冲串；

-在各脉冲重复间隔T₀内，在基础(underlying)脉冲串中出现的单个脉冲可以由适当交错的(例如，不等间隔的)脉冲群代替，因此有效降低了平均脉冲间间隔。

这两种方法都将生成包括具有非均匀脉冲间间隔的脉冲的合成脉冲串。然而，为了保留相同的非模糊距离，所得到的合成脉冲串的自相关函数应当展现其峰值之间的相对低的旁瓣值。另选地，可利用适当的距离-速度模糊求解算法，如基于中国余数定理(Chinese RemainderTheorem)或数据聚类的算法中的一种。然而，无论用于测距的合成脉冲串的形式如何，都必须根据在与发射测距脉冲的时刻相对应的非均匀时刻采集的样点来确定未知多普勒频率的值。

图2是利用电磁能量的短相干脉冲的微波多普勒传感器的简化框图。该传感器包括响应于由控制单元CTR提供的时钟脉冲CK根据预定主序列而生成在时间上适当交错的重复脉冲PP的脉冲模式发生器PPG。该传感器还包括生成具有所要求的载频的相干正弦信号CR的相干稳定振荡器OSC、以开关(on-off)方式对低电平载波信号CR进行调制的脉冲调制器PMD、将脉冲载波信号PC放大到所要求的电平的功率放大器PAM、向着感兴趣的运动对象OBJ辐射电磁能量的脉冲CP的发射元件TEL、接收由对象OBJ反射回的电磁脉冲RP的适当接收元件REL、对从接收元件REL获得的信号RP进行预处理的信号调节单元SCU、用于将双极基带信号VS提供给采样器SMR的同步(零差)检测器SDR、可变延迟线VDL和多普勒处理器DOP。

从远处的运动对象OBJ反射并由接收元件REL捕获的电磁脉冲RP是向该对象发射的相干脉冲CP经过时间延迟和多普勒偏移后的复本。同步检测器SDR以相干方式对预处理的接收脉冲RX和由振荡器OSC提供的参考正弦载波CR联合地进行处理。在检测器SDR的输出获得的作为结果的基带信号VS包括由未知多普勒频率进行幅度调制后的双极脉冲。

在由来自延迟线VDL的参考脉冲RS确定的时刻，在采样器SMR中对脉冲VS进行采样(“门控(gated)”)。参考脉冲RS构成了发射脉冲PP经过延迟后的复本，延迟量DA由控制单元CTR设置。如果用于形成经过时间延迟的复本RS的延迟DA与所发射的脉冲串经历的往返时间延迟相匹配，则由同步检测器SDR生成的接收脉冲VS将原样地传递到多普勒处理器DOP以用于随后的频率分析。为了正确地进行工作，多普勒处理器还将具有从控制单元CTR接收的同步脉冲SN。从由控制单元CTR提供给脉冲模式发生器PPG的时钟脉冲CK而适当地得到同步脉冲SN。该同步脉冲确定了用于多普勒分析的时间间隔T_F的时长。

如上所述，由脉冲模式发生器PPG提供的脉冲PP在可变延迟线VDL中延迟了由控制单元CTR设置的量DA，每个所选择的延迟值对应于对假定对象进行检测时的不同测距区(range cell)。在特定时间间隔T_F内，多普勒处理器DOP(在每个感兴趣的测试频率)对输入视频脉冲ZZ执行某种形式的频谱分析，以确定所接收的信号来源于该对象还是仅仅由噪声和干扰自身生成。

当在所考察的测距区内以这些测试频率之一检测到对象时，多普勒处理器将该“全局”决策GD传递到控制单元CTR。在控制单元CTR的输出可获得的最终检测决策DD为列表(或“地图”)的形式，该列表(或“地图”)示出了其中检测到对象的测距区以及与各检测到的对象相关联的多普勒频率的估计值。

应当指出，在实际应用中，噪声可能伴有通过生成具有显著水平的恒定的或在时间上缓慢变化的返回信号来证明其存在的某种类型的背景干扰，如来自平稳杂波的反射。

在微波多普勒传感器中，可通过设置延迟线VDL的不同延迟值DA、并对每个所设置的延迟而扫描预期的多普勒频率的整个范围来顺序地测试所有测距区和感兴趣的所有多普勒频率。另选地，可通过利用多个(固定)延迟线和多个多普勒处理器以并行方式来检验所有距离和频率。

出于例示的目的，示出了包括非均匀间隔的脉冲的所发射的脉冲串(图3a)、由运动对象反射的脉冲串(图3b)、以及包括由多普勒频率进行幅度调制后的脉冲的基带信号(图3c)的示例。图3d描绘了当所处理的样点数量小于所确定的多普勒频率的半周期的数量时的欠奈奎斯特(sub-Nyquist)非均匀采样的情况。

当接收信号包括交错的脉冲时，在时刻t_k(k＝1，2，…，K)以非均匀间隔出现提供给多普勒处理器DOP的离散时间样点。结果，与基于均匀采样的常规傅立叶分析相反，用于在各测试频率f_x进行频谱分析的离散时间正弦和余弦函数

{sin(2πf_xt_k)，cos(2πf_xt_k)；k＝1，2，...，K}

将不再正交。因此，如果采用常规的频谱分析来处理非均匀采样的信号，则这种分析的性能将会降低，并且获得的结果不可靠。

存在称为Lomb归一化周期图的现有技术的频谱分析的方法，其中通过在各测试频率f_x引入以满足如下条件方式选择的时间延迟g_x来恢复非均匀采样的正弦和余弦的正交性：

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left[2\mathrm{\π}{f}_x(t_k-g_x)\right]\cos \left[2\mathrm{\π}{f}_x(t_k-g_x)\right]=0---\left(1\right)$

(例如参见W.H.Press，S.A.Teukolsky，W.T.Vetterling and B.P.Flannery：Numerical Recipes in C.Cambridge University Press，1992.pp.575-584)。

然而，上述Lomb周期图方法不能以统计上有意义的方式对样点值的恒定偏移进行处理。这被看作该方法的严重缺陷，因为在一些所希望的应用中，来自平稳杂波的发射脉冲的反射总会引入恒定(或缓慢变化的)偏移。在希望在严重的杂波环境中检测小的运动对象的多普勒传感器中，该问题会特别严重。

还存在频谱分析的另一现有技术，其中已经进行尝试对恒定偏移引入的偏差(bias)进行校正(见：R.I.Shrager：On a three-term variant of LombPeriodogram.Astrophysics and Space Science，277，2001.pp.519-530)。尽管该技术在各测试频率f_x也采用时间延迟g_x，但是在拟合模型中还包括固定项。然而，尽管已经进行了修改，该技术仍不非常适于在噪声和平稳杂波的混合中检测非均匀采样的正弦信号。

因此，期望提供一种利用以非均匀方式获取的样点以感兴趣的任何频率而检测在噪声和背景杂波的混合中是否存在具有未知频率、相位和幅度的正弦信号的改进方法。

还期望将改进的检测方法与对合成脉冲串的构造组合起来，该合成脉冲串能够提供非冗余和有效的欠奈奎斯特采样以减少距离和速度模糊的组合效果。

还将期望提供一种合并到微波传感器中的改进的多普勒处理器，该微波传感器利用相干脉冲发射来确定感兴趣的对象的距离和多普勒频率二者。

发明内容

在所附权利要求中阐述了本发明的多个方面。

下面将在多普勒处理器和包括这种处理器的多普勒传感器的上下文中描述本发明，该多普勒传感器用于对来自位于多个距离处的运动对象的不同多普勒频率进行感测。然而，在其他上下文中本发明有更广泛的应用，例如，用于对来自位于至少一个测距区中的对象的至少一个多普勒频率进行感测，或实际上对任何信号进行处理以检测其任何正弦分量。

在本发明的一个优选实施方式中，对样点进行分析以确定是否存在频率为f_x的正弦信号，这些样点优选地为脉冲串的形式。该脉冲串可以是运动对象对由多普勒传感器发射的脉冲串的反射。与频率f_x有关地选择这些样点的定时，使得具有该频率f_x的正弦和余弦波的这种定时的样点的平均值很低，并且优选地大致为零。已经发现，通过以此方式选择定时，抑制了恒定和缓慢变化的偏移(例如平稳杂波导致的偏移)的影响。

包括下面的一个或更多个的各种技术可用于实现采样的适当定时：

(a)参照频率f_x来构造特定样点串，使得这些样点具有所要求的定时；

(b)通过适当选择起始样点而构造能够满足一个或更多个频率所要求的条件的循环样点串(在各循环中具有非均匀间隔的样点)；

(c)选择频率f_x，使得对于给定样点串满足所要求的条件；以及

(d)选择性地丢弃现有样点，直到满足所要求的条件(例如偏移或拉长观测间隔以获得所要求的条件，和/或丢弃居间(intervening)的样点使得使用非连续样点满足所要求的条件)为止。

因此，可能存在样点的主序列，并且通过使用该序列中的所有样点或者通过从该序列中选择特定(连续或非连续)样点可以从该序列得到具有所要求的定时的样点。

在某些情况下，将名义频率的正弦波和余弦波的平均值降低到零可能是不实际的或者甚至是不可能的。在这些情况下，各平均值的幅度应当优选地低于预定阈值，和/或应当选择观测间隔的开始和结束以最小化这些平均值的幅度。

该脉冲串可以是由预定数量K个相同的周期性脉冲串形成的合成串，这些周期性脉冲串中的每一个具有相同的脉冲重复间隔T₀，并且这些周期性脉冲串适当交织以形成合成周期性脉冲信号s(t)。尽管这些基础脉冲串中的每一个包括每周期T₀单个脉冲，但所得到的周期性脉冲信号s(t)的各周期T₀包括在时间上交错的K个脉冲。

出于例示的目的，图4象征性描绘了以非均匀方式交织K个相同的脉冲串的方法、以及包括在定时t_k(k＝1，2，…，K)处每周期T₀有K个交错脉冲的所得到的周期性(循环)脉冲串s(t)。(这里假设脉冲串的各循环包括C个脉冲，并且使用同样数量的K＝C个脉冲来确定是否存在正弦信号。然而，在一些情况下使用更多脉冲使得C≤K≤2C可能是有益的。)

在另选布置中，可以在观测间隔T₀期间从随机间隔的样点中选择这些样点。

因此，例如多普勒处理器的信号处理器在时长T₀的周期内接收K个样点z(t_k)，k＝1，2，…，K，这K个样点包括：噪声和平稳杂波(如果没有运动对象)，或另选地包括：噪声和平稳杂波以及由运动对象反射的信号。

根据本发明的优选实施方式，对于各测距区，在由I和Q象征性表示的两个并行信道中处理接收的样点z(t_k)。优选地在两阶段对样点z(t_k)执行的操作是：

1.加权积分；

2.构造检测统计量，之后进行决策处理。

加权积分

首先在两个信道中对所接收的样点z(t_k)进行处理以生成相应的如下加权和I_x以及Q_x：

$\begin{array}{cc}{I_x}^{\underset{\‾}{\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{xk}}z\left(t_k\right);& {Q_x}^{\underset{\‾}{\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{xk}}z\left(t_k\right)---\left(2\right)\end{array}$

其中，系数c_xk和s_xk由下式确定

c_xk＝cos(2πf_xt_k-φ_x)；s_xk＝sin(2πf_xt_k-φ_x)  (3)

其中φ_x是相角，可选择所述相角以获得与Lomb周期图相关的上述优点。

与诸如对于任何选择的测试频率f_x仅优化单个参数(时间延迟)的Lomb周期图之类的利用不规则样点进行频谱分析的现有技术相反，本发明另外利用脉冲定时而独立地获得额外的优点。尽管如此选择样点定时以使得在(3)中出现的离散时间正弦和余弦函数与常函数h(t_k)≡1“几乎正交”，即下述表达式中的每一个显著小于1：

$(1/K)\left|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_x{t}_k-{\mathrm{\φ}}_x)\right|;(1/K)\left|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sin (2\mathrm{\π}{f}_x{t}_k-{\mathrm{\φ}}_x)\right|$

但是适当调整相角φ_x可以使这两个函数至少彼此大致正交，即：

$(1/K)\left|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_x{t}_k-{\mathrm{\φ}}_x)\sin (2\mathrm{\π}{f}_x{t}_k-{\mathrm{\φ}}_x)\right|$

也显著小于1。如下面将解释的，这种过程导致形式上方便的检测统计量，同时显著抑制了平稳杂波。

上面的描述仅假设了单个感兴趣的频率f_x。更一般的情况是对多个频率f_x感兴趣。不同频率的检测可能涉及使用不同定时t_k处的样点。因此，在适当情况下，下面将用于对不同频率进行检测的样点的定时称为t_xk。(还应注意，不同频率的检测可能涉及使用不同数量K个样点。)

下面的描述总结了针对相应频率而获得样点定时和相角φ_x的可能方式。

通过使用所发射的周期T₀的周期性合成脉冲串，总是能够以如下方式来偏移时长T₀的观测间隔，即该间隔将开始于任意选择的脉冲。因此，尽管根据本发明可以自由地选择样点定时的值，但是在优选实施方式中，通过使观测间隔开始于不同时间而获得不同样点定时(以用于检测不同频率f_x)，从而获得不同的起始脉冲。因此，起始脉冲设置在与不同脉冲相对应的K个值中的任意一个处。因此，用于检测频率f_x的脉冲定时t_xk由下式给出：

t_xk＝t_k-μ_x

其中μ_x是为了将所选择的脉冲设置为起始脉冲而将观测间隔相对于基本脉冲串的起点所偏移的量。(因此，偏移的观测间隔中的第一脉冲将是基本脉冲串中在时间μ_x之后出现的第一个脉冲。)

各特定时间偏移μ_x将导致不同模式，这是因为该模式将以不同脉冲开始。这些不同的脉冲在这里称为“循环偏移模式(circularly shiftedpattern)”或简称为“偏移模式”。方便的是，利用与观测间隔开始的脉冲的(原始序列中的)编号相等的索引κ来标记K个偏移模式中的每一个，因此

κ∈{1，2，...，K}

上述布置涉及对感兴趣的各频率f_x使用相同数量的K个样点，这些样点的数量等于脉冲串的各周期中的样点的数量。然而，这些条件都不是必要的。

在优选实施方式中，在感兴趣的各预定测试频率f_x处，将脉冲的最优定时选择为使得由下式定义的杂波泄漏L_x0最小化：

${L_{x0}}^{\underset{\‾}{\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}}}\sqrt{{\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{xk}}\right)}^2+{\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{xk}}\right)}^2}---\left(4\right)$

其中系数c_xk和s_xk由(3)给出。

考虑对不同频率使用不同脉冲定时，可以将表达式(3)重写为：

c_xk＝cos(2πf_xt_xk-φ_x)；s_xk＝sin(2πf_xt_xk-φ_x)  (5)

或者，在上述“偏移模式”布置的上下文中，

c_xk＝cos[2πf_x(t_x-μ_x)-φ_x]；s_xk＝sin[2πf_x(t_x-μ_x)-φ_x]

并且μ_x对应于如下选择的值，亦即使得在可以形成起始脉冲的K个可能的脉冲中，挑选针对感兴趣的频率f_x给出L_x0的最低值的脉冲。

在以随机定时发射脉冲并动态选择样点的另选布置中，在观测间隔T₀期间接收各样点时计算值L_x0。当L_x0下降到预定阈值以下、并且优选地在T₀已经超过预定最小长度时，终止观测间隔。该布置可通过如下方式进行修改：(a)当接收到新的样点时丢弃处于观测间隔的起点的样点，使得观测间隔大致维持相同的长度；和/或(b)丢弃观测间隔内的样点，因此以选择性方式使用非连续样点以便更快速地降低杂波泄漏。

为了示出由(4)定义的杂波泄漏L_x0的值不依赖于(5)中的相角φ_x，方便的是以如下的等效复数形式来表达(4)：

$L_{x0}=\left|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\exp \right[j(2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}-{\mathrm{\φ}}_x)\left]\right|$

因此， $L_{x0}=\left|\exp (-j{\mathrm{\φ}}_x)\right|\left|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)\right|$

然而， $\left|\exp (-j{\mathrm{\φ}}_x)\right|=|\cos \left({\mathrm{\φ}}_x\right)-j\sin \left({\mathrm{\φ}}_x\right)|=\sqrt{{\cos }^2\left({\mathrm{\φ}}_x\right)+{\sin }^2\left({\mathrm{\φ}}_x\right)}=1$

所以， $L_{x0}=\left|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)\right|.$

因此，在用于确定定时t_xk的优化过程中，(4)中φ_x的值可设置为任意值，例如零。因此，杂波泄漏幅度可以用在定时t_xk处频率f_x的正弦波和余弦波的样点的形式来表示：

$\sqrt{{\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)\right)}^2+{\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)\right)}^2}$

因此，理想地，将脉冲定时选择为使得该表达式大致等于零(在效果上这意味着其具有显著小于K的幅度)。实践中，即使获得该表达式的零值不可能或不实际，但是本领域技术人员在考虑特定要求和工作条件的情况下易于确定可接受的最大幅度。例如，如果期望使用其中通过将循环偏移μ_x应用于预定脉冲序列而获得定时的上述优选布置，则可以存在对脉冲定时的约束。在这种情况下，简单地将μ_x选择为给出杂波泄漏的最低值的值。

通常，期望所述余弦波和正弦波的平均值的幅度m_c、m_s不大于所述余弦波和正弦波的相应幅度的0.1(或更优选地为0.05)倍。因此：

$\begin{array}{cc}{m}_c=\left|(1/K)\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)\right|\≤0.1;& m_s=\left|(1/K)\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)\right|\≤0.1\end{array}$

优选地，平均值的幅度m_c、m_s的平方和(m_c ²+m_s ²)小于或等于0.01(或更优选地0.0025)。另外地或另选地，从给定主序列中以使得幅度m_c、m_s的平方和最小化的方式来选择脉冲定时。

当使用最优定时时，(5)中出现的离散时间正弦函数和余弦函数将变为与常函数h(t_k)≡1“几乎正交”。这使得能够有效地抑制由于平稳杂波而引起的恒定偏移。

根据本发明的另一优选特征，通过适当选择测试频率f_x来进一步减小杂波泄漏L_x0。即，并非选择(例如)规则地间隔的测试频率，而是选择稍微偏移它们的名义值的测试频率，使得可以获得L_x0的较低值。如果所引入的频率偏移|δf_x|小于1/T₀，其中T₀是用于信号处理的时间间隔，则在误差可忽略的情况下，由偏移的测试频率获得的结果假设对于名义测试频率而言是正确的。

当样点定时t_xk和测试频率f_x都已经确定时，离散时间正弦函数和余弦函数的相角φ_x可以选择为使得这两个函数彼此正交。因此，相角φ_x的值由以下条件确定：

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sin (2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}-{\mathrm{\φ}}_x)\cos (2\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}-{\mathrm{\φ}}_x)=0---\left(6\right)$

因此

$\tan \left(2{\mathrm{\φ}}_x\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(4\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)/\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left(4\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)---\left(7\right)$

可以看出：

2sin(2πf_xt_xk-φ_x)cos(2πf_xt_xk-φ_x)＝sin(4πf_xt_xk-2φ_x)

因此，条件(6)等效于要求

sin(4πf_xt_xk-2φ_x)

的平均值等于零。即使没有完全满足该条件，也期望该平均值低。但是本领域技术人员在考虑特定要求和工作条件的情况下易于确定可接受的最大幅度。该平均值很可能具有不大于0.2、优选地不大于0.1的幅度。

检测统计量的构造

当对感兴趣的各测试频率f_x选择了脉冲定时和相角φ_x时，可如下构造信号检测统计量D_x

${D_x}^{\underset{\‾}{\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}}}\frac{1}{2P_N}(\frac{I_x^2}{A_x}+\frac{Q_x^2}{B_x})---\left(8\right)$

其中I_x和Q_x由(2)给出，P_N是噪声功率，并且归一化系数A_x和B_x由下式给出：

$\begin{array}{cc}{A}_x=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{xk}}^2;& B_x=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{xk}}^2---\left(9\right)\end{array}$

应当指出，上述归一化将稍微降低杂波抑制的有效性，但是在实际应用中可以忽略该性能下降。

当被测的测距区中不存在对象时，多普勒处理器将在周期T₀内接收包括噪声n(t_xk)和平稳杂波z₀的K个样点z(t_xk)，使得

z(t_xk)＝z₀+n(t_xk)，k＝1，2，...，K

如果“泄漏的”杂波的功率(z₀L_x0)²相对于噪声功率P_N可忽略，并且观测的噪声具有高斯分布，则检测统计量(8)将服从具有单位均值的指数分布，而与所选择的测试频率f_x无关。

在优选实施方式中，如果检测统计量D_x的观测值已经超过预定决策阈值η，则声明存在所选择的测试频率f_x的信号。

本领域技术人员已知，可以将决策阈值η选择为使得确保误警的概率P_FA(即，噪声自身已经超过决策阈值η的概率)为可接受的值。因为在仅有噪声的假设下，检测统计量D_x具有指数分布，频率f_x下的检测测试变为

D_x＞η＝-lnP_FA

例如，当要求P_FA＝10^-2时η≈4.6P_N；对于P_FA＝10^-3，η的值上升到6.91P_N。

假设输入噪声n(t)的功率P_N已知或可以例如由长期观测可靠地估计。还可以利用其他适当的现有技术，如CFAR(恒定误警率)信号处理或基于知识的杂波映射。

如果“泄漏的”杂波的功率(z₀L_x0)²不能忽略，则现有技术中已知，可以由非中心χ²分布的分析而获得决策阈值η；例如参见：R.N.McDonough and A.D.Whalen：Detection of Signals in Noise.AcademicPress，San Diego，1995.pp.137-141。

当被测的测距区包含运动对象时，多普勒处理器将在各观测间隔T₀内接收包括正弦信号w(t_xk)以及噪声n(t_xk)和平稳杂波z₀在内的K个样点z(t_xk)

z(t_xk)＝w(t_xk)+z₀+n(t_xk)

其中，w(t_xk)＝W₀cos(2πf_Dt_xk-θ₀)

并且W₀、f_D和θ₀分别表示三个未知参数：幅度、多普勒频率和初始相位。

当既不存在噪声也不存在杂波、并且多普勒处理器中使用的参考信号的延迟τ已经与探测信号的往返延迟匹配时，检测统计量D_x的观测值将在与信号v(t_xk)的未知多普勒频率f_D相等的测试频率f_x处达到其最大值。应当注意，频谱分析的分辨率将近似等于1/T₀，其中T₀是观测间隔。

可适当修改检测统计量(8)以提供在接近或远离正检测的对象之间进行区分所要求的额外(二进制)信息。该信息包含在所确定的多普勒频率的符号(sign)中。保留该二进制信息所要求的修改对本领域技术人员是已知的。

现在将参照附图通过示例来描述体现本发明的布置。

附图说明

图1示意性描绘了脉冲串的参数与潜在的距离分辨率以及多普勒频率之间的关系。

图2是利用电磁能量的短相干脉冲的微波多普勒传感器的简化框图。

图3a示出了所发射的脉冲串的示例。

图3b描绘了由运动对象反射的脉冲串。

图3c示出了包括通过多普勒频率进行幅度调制后的脉冲的基带信号的示例。

图3d示出了欠奈奎斯特非均匀采样的情况。

图4象征性地描绘了对用在根据本发明的多普勒传感器中的多个相同脉冲串以非均匀方式进行交织的方法。

图5a是通过在圆周上布置8个点的圆形模式而对周期性脉冲串的象征性表示。

图5b例示了通过循环地和重复地复制基础圆形点模式而获得周期性脉冲模式的方法。

图6a象征性例示了用于确定不同偏移l的自相关函数R(l)的方法。

图6b示出了周期模式的自相关函数R(l)。

图7a和图7b描绘了由相同循环差集表示但利用具有不同时长的脉冲的两个脉冲串的自相关函数。

图8a描绘了57个循环偏移中生成了8个不同脉冲模式的8个循环偏移。

图8b例示了将观测间隔的起点移到各脉冲位置的操作。

图9是根据本发明而构造的多普勒处理器的功能框图。

图10象征性描绘了基于循环差集的脉冲模式中的脉冲位置。

图11象征性描绘了通过基础模式的循环偏移而获得的脉冲模式中的脉冲位置。

图12描绘了用于对627kHz正弦信号进行采样的脉冲的最优布置。

图13描绘了对于其频率f_s在0到980kHz之间摆动的正弦信号的多普勒滤波器响应。

图14示出了通过噪声和其频率在0到980kHz之间摆动的正弦信号的混合而激励的滤波器响应。

图15描绘了对添加有噪声以及可以表示平稳杂波的强dc分量的、其频率在0和980kHz之间摆动的正弦信号的滤波器响应。

图16象征性描绘了十个多普勒滤波器的布置的响应特性。

图17示出了两个脉冲模式的杂波泄漏L_x0特性的片段。

图18是根据本发明的微波多普勒传感器的框图。

图19是帮助解释图9的多普勒处理器的操作的定时图。

具体实施方式

根据本发明的多普勒传感器在图18中示出，并且除了以下不同之处以外对应于图2的现有技术布置。

图18的脉冲模式发生器PPG包括循环差集存储器CDS并且根据下述技术而生成非均匀间隔的脉冲。图2的多普勒传感器DOP由根据本发明而构造并在图9的功能框图中示出的多普勒处理器DP替代。此外，如下进一步所述，控制单元CTR生成附加的信号。

类似于图2的发生器PPG，脉冲模式发生器PPG可以被布置成生成图4中的s(t)处示出的模式的脉冲。如上所述，脉冲串s(t)可以视为通过交织K个规则脉冲串的组合。

然而，在图18的布置中，合成脉冲串s(t)中的脉冲优选地以下述方式交错：在周期T₀内，任意两个不同脉冲之间的时间间隔在所有这种间隔中恰好出现一次，并且在该串中出现的任意两个相邻脉冲之间的最大时间间隔小于周期时长T₀的一半。

假设发射的脉冲信号s(t)的各周期的时长T₀等于MΔ，其中M是整数，并且Δ表示单位时间间隔。假设t_j和t_k(j，k＝1，2，…，K)分别是第j个脉冲和第k个脉冲的出现时间。因此，t_j＝m_jΔ并且t_k＝m_kΔ，其中m_j和m_k(0≤m_j，m_k≤M-1)是该周期内的脉冲位置。因此，差的值

${d_{\mathrm{jk}}}^{\underset{\‾}{\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}}}(m_k-m_j),j\≠k$

应当是各不相同的。

由于任意两个脉冲之间的时间间隔的值不同，周期性脉冲信号s(t)的上述构造提供了针对时长为T₀的各周期具有K个采样时间的非冗余采样模式。(采样时间中具有重复间隔的常规均匀采样方案可以被认为是高度冗余的。)

优选地，通过对K个相同的脉冲串进行交织获得的周期性脉冲信号s(t)是循环差序列的代表性映射或者是循环差集(M，N，Λ)。具有参数(M，N，Λ)的循环差集是N个整数的集合，这N个整数的差以M为模表示从1到M-1(与时间的数量Λ相同数量)个的每个非零余数。

作为示例，周期性脉冲串可以由循环差集(57，8，1)表示，其中具有M＝57个位置的各循环包括位于下述位置{m₁，m₂，m₃，m₄，m₅，m₆，m₇，m₈}的N＝8个脉冲：

0，1，6，15，22，26，45，55

图5a是脉冲串的适当象征性表示，包括位于具有57个标记位置的圆周上的8个点(每个点表示脉冲)的圆形模式。周期性(无限)脉冲模式(串)可通过对该基础圆形点模式进行循环(和重复)复制而获得，如图5b所示。

当使用具有Λ＝1的循环差集(M，N，Λ)来构造周期性脉冲信号s(t)时，所得到的采样模式除了是非冗余的外，还变成针对各信号周期具有N个采样点的最有效的采样模式。这种采样模式的高效是由于在给定具有不同(点间)距离的预定数量的N个点的情况下其循环M可能最短。在这种情况下，循环长度M等于N²-N+1。

可以从所公布的循环差集表获得在集合(M，N，Λ)的循环M内放置N个脉冲的特定位置；例如参见：P. Fan and M.Darnell：Sequence Designfor Communications Applications，Wiley，1996，或La Jolla CyclicDifference Set Repository，http://www.ccrwest.org/diffsets.html。应当指出，可能存在其中所有三个参数M、N和Λ具有相同值的多个不同循环差集。

对于由循环差集(M，N，Λ)表示的合成脉冲串s(t)，M是周期的整数长度，N是每周期的脉冲数量，并且Λ是对于不等于零也不是M的倍数的所有整数偏移l而言串s(t)的自相关函数R(l)的恒定水平。对于所有的其他偏移l，即l＝iM，其中i＝0，1，2，…，自相关函数R(l)将假设其最大值为N。因此，为了确保R(l)的小旁瓣水平以改进距离的确定，整数参数Λ的值应当是小的，优选地等于1。

通过对在主圆形点模式与借助于l个位置的循环偏移(旋转)而获得的其复本之间(在一个完整的周期内)出现的点重合次数进行计数，利用与图5a对应的表示，可以确定周期为M的周期性脉冲模式的(周期性)自相关函数R(l)。在Λ＝1的循环差集(M，N，Λ)中，对于使得l≠iM(其中i＝0，1，2…)的任意偏移l恰好存在一次点的重合；否则，对于任意偏移l＝iM，i＝0，1，2，…，点重合的次数将总是等于N，即每周期的点数。

考虑与上述分析并在图5b中描述的相同的周期性脉冲串。图6a象征性例示了用于确定自相关函数R(l)的与不同偏移l对应的各个值的方法。图6b示出了所得到的周期性自相关函数R(l)。可以看出，周期M等于57，并且自相关函数的峰值与点重合的最大次数(即8)相同。

因为发射的脉冲串s(t)是时间的函数，所以在象征性脉冲模式中使用的“单位”距离由预定单位时间间隔Δ替代。因此，具有循环长度M的序列将通过具有脉冲模式重复间隔PPRI的脉冲串s(t)表示，T₀＝MΔ。

下面，假设串s(t)中的所有脉冲具有相同的时长Δ₀，该时长Δ₀可以小于或等于预定的“单位”时间间隔Δ。所得到的发射脉冲串s(t)的周期性自相关函数R_s(τ)是连续时间偏移τ的函数。

图7描绘了由Λ＝1的相同循环差集(M，N，Λ)表示、但利用具有不同时长Δ₀(在图7a中Δ₀＝Δ，而在图7b中Δ₀＝Δ/2)的脉冲的两个脉冲串s₁(t)和s₂(t)的自相关函数R₁(τ)和R₂(τ)。所描绘的自相关函数的形状非常适于测距应用；在包括无脉冲内调制的矩形脉冲的周期性信号的类中，这也是可实现的最佳形状。

图8a描绘了在57个循环偏移中生成8个不同偏移模式的8个循环偏移，这8个循环偏移中的每一个都是由图5b的基本脉冲串得到。图8b例示了将观测间隔的起点偏移到各脉冲位置的等效操作。如上所述，可以针对各测试频率f_x选择适当的一个偏移模式，以获得μ_x的适当值。

图18的脉冲模式发生器PPG包括用于存储脉冲的位置的循环差集存储器CDS，这些脉冲是根据一个或更多个预定循环差集生成，使得响应于时钟信号CK而在正确的定时生成这些脉冲。根据本发明优选实施方式的布置使用如下所述的多普勒处理器，可以充分地利用由上述脉冲串基于循环差集而提供的唯一非冗余采样模式。在下述布置中，在使用循环差集(M，N，Λ)的系统中由多普勒处理器使用的脉冲的数量等于N；然而，这不是必须的。优选地，N≤K≤2N。优选地，Λ＝1；然而，在一些情况下可能希望Λ＞1，并且希望丢弃某些样点，使得所得到的K个样点包括由循环差集限定的主序列中为非连续的连续样点。

图18的控制单元CTR生成要发送到脉冲模式发生器PPG的第一同步脉冲SY和模式选择信号SS。发生器PPG根据模式选择信号SS的值而选择存储器CDS中的循环差集之一，并且在接收到同步脉冲SY后，开始以根据所选择的循环差集而确定的定时将脉冲提供给脉冲调制器PMD。

控制单元还生成与经过时间延迟的周期性脉冲串RS的基本周期(即，κ＝1)的第一脉冲重合的第二同步脉冲SN；因此，同步脉冲SY和SN之间的延迟等于周期性脉冲串PP与其经过时间延迟的复本RS之间的延迟DA。控制单元将第二同步脉冲SN和模式选择信号SS发送到多普勒处理器DP。

图9的多普勒处理器DP包括一组J个相同的多普勒滤波器DF1，…，DFj，…，DFJ，其滤波器输入并行地驱动，并且其输出连接到公共决策块DBK。尽管该组的各多普勒滤波器被“调谐”为不同的测试频率fx，但是由各滤波器执行的功能和操作是相同的。多普勒处理器DP的蜂窝结构使其非常适于硬件ASIC实现。

多普勒处理器DP从采样器SMR接收待处理的信号样点ZZ，并且从可变延迟线VDL接收由发生器PPG生成的周期性脉冲串PP的经过时间延迟的复本RS。

J个相同的多普勒滤波器DF1，…，DFj，…，DFJ中的每一个包括以下电路：

-同步器SYR；

-地址计数器ACT；

-存储恒定系数的存储器寄存器CME；

-两个乘法器MXI和MXQ；

-两个累加器ACI和ACQ。

-信道组合器CCR。

同步器SYR、地址计数器ACT和存储器寄存器CME协同工作的目的是在与待处理信号样点ZZ的出现重合的时间生成“正弦”和“余弦”系数的正确值。

对于由信号SS指示的预先选择的循环差集，同步器SYR通过在与同步脉冲SN重合的时间经由预设输入PT而加载适当的非正初始状态来启动地址计数器ACT的操作。地址计数器ACT通过对在经过时间延迟的脉冲串RS中出现的脉冲进行“计数”而改变其状态。

计数器ACT的初始状态对应于滤波器的相关观测间隔的起点。当初始状态设置为“(-κ+1)”时，其中针对感兴趣的测试频率f_x而优化循环偏移κ，地址计数器ACT将在经过时间延迟的脉冲串RS中的脉冲κ的时间位置到达状态“0”。接下来，计数器ACT的状态将通过串RS的各脉冲而递增1。当计数器的所有非负状态的数量等于每RS的周期的脉冲数量(K)时，该状态将在下一个如此定义的周期的起点再次为“0”。此后，计数器将与经过时间延迟的脉冲串RS正确同步地连续工作。

图19是示出信号样点ZZ、脉冲串PP和RS、同步脉冲SY和SN、以及地址计数器ACT的状态之间的时间关系的定时图。

只要在同步脉冲SN的时间满足如下“同步”条件，就维持正确的同步：

ACT状态＝(K-κ+1)mod K

应当注意到，计数器同步仅需要例如在初始系统“通电”状态时执行一次。然而，如果需要，可合并辅助“同步”监视器电路。该电路将连续地监视上述“同步”条件，并且当违反了该条件时恢复同步。

地址计数器ACT还生成“周期结束”脉冲EP，该脉冲用于重置累加器ACI和ACQ并将它们的输出传送到信道组合器CCR。

计数器ACT的各非负状态用作存储器寄存器CME的单元的地址AD，该单元存储各个“余弦”和“正弦”系数。例如，对于每周期K个脉冲，计数器ACT的状态将形成周期性序列

…，‘0’，‘1’，‘2’，…，‘(K-2)’，‘(K-1)’，‘0’，‘1’，…因此，地址为“0”的单元将包含适于样点号1(对应于由所选择的循环差集定义的基本序列中的样点号κ)的一对归一化系数；类似地，地址为“(K-1)”的单元将包含适于样点号K的一对归一化系数。

由各多普勒滤波器接收的信号样点ZZ在两个乘法器MXI和MXQ中乘以由存储器寄存器CME提供的对应加权系数CK和SK。这些系数的值首先根据(5)确定，然后适当进行修正以保留由(8)和(9)给出的归一化，因此

$\mathrm{CK}=\frac{c_{\mathrm{xk}}}{\sqrt{A_x}};$ $\mathrm{SK}=\frac{s_{\mathrm{xk}}}{\sqrt{B_x}}$

将乘法器的输出乘积ZC和ZS分别提供给两个累加器ACI和ACQ以生成加权和IX以及QX。

这两个累加器都借助于公共的“周期结束”重置脉冲EP设置为零，同时，响应于脉冲EP而将它们的内容传送到信道组合器CCR。信道组合器CCR利用该加权和而确定在由多普勒滤波器使用的测试频率f_x处的检测统计量的值Yj。

决策块DBK使用J个检测统计量的值Y_j来生成全局决策GD，该全局决策GD表明：首先，是否检测到对象；然后，如果检测到对象，则指明在观测到的统计量达到最大值的情况下多普勒滤波器的编号j＝1，2，…，J。该编号指明了与检测到的对象的径向速度对应的多普勒频率。

各滤波器可以连续工作以基于在多个观测间隔接收的脉冲而生成输出信号。另选地，各滤波器可以基于在单个观测间隔期间接收的脉冲而生成输出值Y_j。

下面，给出了滤波器设计的两个示例以帮助更好地理解本发明的主要方面，并且还用于例示应用多普勒处理器的一些可能的方式。

设计I

假设所分析的94-GHz微波多普勒传感器能够检测在至多15km的距离处以V＝1000m/s的径向速度行进的投射体。还假设与各测距区的范围对应的所需的距离分辨率应当是大约15m或更好。

可以根据下式而确定与感兴趣的速度V对应的多普勒频率f_D

f_D＝2V/λ₀≈627kHz

因此，单滤波器多普勒处理器使用的测试频率f_x也将等于627kHz。

由于非模糊距离R₀＝15km，因此所设计的合成脉冲串s(t)的周期T₀假设为100μs。各分辨率单元的范围指明将需要大约1000个“名义”(“notional”)距离分辨率单元。

对列出循环差集的可用源的检查表明：下表1中所示的循环差集(M＝993，N＝32，Λ＝1)可以用于构造合成脉冲串s(t)，在该合成脉冲串s(t)中K＝N＝32个脉冲置于下述位置{m₁，m₂，…，m₃₁，m₃₂}处：

表1

0，  1，  23， 31， 60， 66， 77， 84，

87， 195，253，257，291，331，401，416，

468，473，515，590，606，618，711，713，

752，761，841，867，892，912，961，980

图10象征性描绘了上面的脉冲模式中的脉冲位置。仅示出了一个单模式循环，以单位时间间隔沿水平轴指示了脉冲定时。所述模式还可被视为κ＝1和偏移为零的偏移模式。

因为循环差集的循环M是993，并且脉冲串的周期T₀是100μs，所以“单位”时间间隔Δ的值等于T₀/M≈100.7ns。K＝32个采样时间{t_k}中每一个的值可以通过将表1中所示各脉冲位置m_k乘以单位时间间隔Δ而确定。此外，发射脉冲的时长Δ₀不应超过100.7ns；例如，当Δ₀＝60ns时，潜在的距离分辨率将限于9m。

现在对上述循环差集表示的脉冲串的所有32个偏移模式进行考察，以找到将在测试频率f_x＝627kHz处展现最小杂波泄漏L_x0的偏移μ_x(因此而找到对应的偏移模式)。

计算机搜索表明，对于f_x＝627kHz处的频率分析而言最优的脉冲模式对应于通过将脉冲编号9(最初在位置87)左偏移到位置0而获得的κ＝9的偏移模式；因此，μ_x＝t₉＝87Δ。在f_x＝627kHz处，每脉冲的杂波泄漏功率值L_x0 ²/32恰好非常小并等于-48dB。

在κ＝9的最优偏移模式内的脉冲位置如下：

表2

0，  108，166，170，204，244，314，329，

381，386，428，503，519，531，624，626，

665，674，754，780，805，825，874，893，

906，907，929，937，966，972，983，990

图11是与图10类似但是象征性描绘了上述偏移的脉冲模式的单个循环的脉冲位置的图。

多普勒滤波器设计的下一步骤是针对所选择的κ＝9的最优模式而调整测试频率f_x＝627kHz处的相角φ_x。根据(6)而确定的φ_x的最优值等于-22.1°。

由于现在参数t_k、μ_x和φ_x的值是已知的，因此所有32个系数对{(c_xk，s_xk)}可以根据(3)确定并归一化，以便得到在存储器CME中存储的值CK、SK的集合。

出于例示目的，图12描绘了用于检测627kHz正弦信号的最优偏移模式的形式。在图12中，垂直轴表示任意单位，水平轴表示以微秒为单位的时间。该图示出了名义上的627kHz正弦信号以及要使用所选择的偏移模式进行采样的信号波形上的点。(应当注意到，在实际布置中，可能从不存在完整的正弦信号。在多普勒传感器布置中，如图3所示地对反射的脉冲进行幅度调制，调制模式对应于名义正弦波)。

应当指出，在100μs的观测间隔内，将出现627kHz正弦多普勒信号的几乎63个循环。因此，常规的均匀采样要求至少126个样点用于频率分析。然而，如下所述，利用基于循环差集的偏移采样，可以仅利用32个样点来完成适当的频率分析。成功的欠奈奎斯特采样这一示例展示了所发明的方法的许多优点之一。

已经通过计算机仿真研究了根据本发明设计的单滤波器多普勒处理器的性能；出于例示目的，下面示出了一些代表性结果。

图13描绘了测试频率f_x＝627kHz的多普勒滤波器对频率f_s在0到980kHz之间摆动的正弦信号的响应。该响应揭示出与作为均匀采样的特性的公知“正弦x/x模式”非常不同的旁瓣结构。

图14示出了由相同的输入信号激励的、但添加了与该信号相同功率的噪声的滤波器的响应。

图15描绘了对于相同的输入信号和噪声、但添加了功率比输入信号的功率大625倍的dc偏置的滤波器的响应。

在图13到15中，垂直轴表示任意单位的滤波器响应，而水平轴表示以kHz为单位的频率。大的峰值都正确地出现在f_x＝627kHz处。

设计II

假设利用相同合成脉冲串的相同94GHz微波多普勒传感器应当能够检测多普勒频率在从500kHz到600kHz范围的信号。还假设在感兴趣的频率范围内，每脉冲的杂波泄漏功率L_xo ²/32应当不超过-30dB。

因为频谱分析的频率分辨率大约等于1/T₀＝10kHz，所以需要包括至少十个滤波器的组来覆盖所要求的频率范围。已经发现，下面五个偏移模式提供了在所指示的以kHz为单位的中心频率处至少所要求的30dB杂波衰减。

表3

循环偏移模式κ

可以看出，两个模式κ＝8和κ＝16中的每一个覆盖了500-600kHz范围内的三个10kHz频带。图16象征性描绘了十个“虚拟”多普勒滤波器的响应特性。图17示出了在感兴趣的频率范围内针对偏移模式κ＝8(实线)和κ＝16(虚线)而获得的杂波泄漏特性的片段，垂直轴表示衰减比，水平轴表示以kHz为单位的频率。

注意到，各种多普勒滤波器的频率非均匀地分布。对于各滤波器，已经将最优频率选择为使得当使用最优偏移模式时杂波泄漏最小化。

可以设计图9的布置来用于单循环差集，并且各滤波器可以与多系数CK、SK一起存储单初始计数器状态(对应于κ并且表示要在滤波器中使用的偏移模式)，其中针对循环差集中的每个值有一对系数。这形成了用于对展示出预定范围内的多普勒频率的对象进行检测的完整数据集。

另选地，存储器CDS可存储多循环差集，并且多普勒处理器DP可以存储多组值，每组对应于基于循环差集之一的相应偏移模式，并且意图用于相应的不同多普勒频率范围。

在另一个另选布置中，图9的多普勒处理器DP可以具有对表示(至少)感兴趣的多普勒频率范围的输入信号做出响应的系数计算器。响应于该输入信号，系数计算器使用上述原理能够：

(i)例如基于循环差集、优选地通过选择多个预先存储的脉冲序列中的一个，来选择脉冲序列，

(ii)使用预先存储的或输入的表示期望的观测间隔的值，针对滤波器组中的各滤波器来计算名义中心频率，

(iii)对于各滤波器，获得全部位于名义中心频率的预定范围内的一组偏移频率；

(iv)对于各滤波器，选择给出最低杂波泄漏值的值κ和偏移频率f_x，以及

(v)对于各滤波器，针对由所选择的值k限定的序列内的各脉冲而计算一对系数值CK、SK。

然后将该数据上载到存储器CME，并由多普勒处理器DP用于随后的脉冲生成和脉冲反射处理。

在又一个另选实施方式中，由发生器PPG生成的主脉冲序列包括至少一些随机脉冲间隔。(术语“随机”这里用于覆盖诸如具有适当反馈电路的移位寄存器生成的循环序列之类的确定性伪随机序列，以及脉冲定时不可预测的优选无序布置或真随机布置)。多普勒处理器除了具有系数计算器外，还具有用于通过重复地测试连续脉冲间隔(例如以便计算对杂波泄漏的影响)而选择性和动态地得到满足所要求的定时条件的一组脉冲的装置。通过延长或偏移观测间隔，和/或通过丢弃中间样点(使得K个得出的样点包括主序列中为不连续的连续样点)，所述杂波泄漏将发生变化。可响应于下降到预定值以下的杂波泄漏(虽然这优选地发生在观测周期超过预定最小时长时)来选择这些样点。

在上述所有实施方式中，主序列中样点的定时(并且，在丢弃了一些样点的情况下，优选地的是，从这些样点中得出的由多普勒处理器使用的样点的定时)充分不均匀，以便确保在给定观测间隔T₀内，在脉冲识别中不存在模糊。

已经出于例示和描述目的而给出了本发明的优选实施方式的上述描述。并不旨在穷举或将本发明限制为所公开的确切形式。根据以上描述，显而易见的是，许多改变、修改和变型将使得本领域技术人员能够在适于所预期的特定使用的各种实施方式中利用本发明。

Claims (26)

1.一种通过使用由非均匀间隔的信号样点的主序列得到的样点对预定测试频率f_x的正弦信号进行检测的方法，该方法包括以下步骤：

(a)在非均匀间隔的时间t_xk得到K个样点，使得在所述时间t_xk采样的频率f_x的余弦波的平均值大致为零，并且在所述时间t_xk采样的频率f_x的正弦波的平均值大致为零；

(b)将各样点乘以一组K个第一预定系数c_xk中的相应一个以及一组K个第二预定系数s_xk中的相应一个，以得到K个第一量和K个第二量；

(c)通过将所述第一量组合而得到第一测度，并且通过将所述第二量组合而得到第二测度；以及

(d)根据所述第一测度和所述第二测度二者的幅度确定存在频率fx的正弦信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述主序列包括重复的循环，在其各循环中样点间隔非均匀。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，在所述主序列的各循环中样点的数量是C，并且其中C≤K≤2C。

4.根据前述权利要求中任意一项所述的方法，其中，所述样点间隔中的至少一些是随机的。

5.根据权利要求4所述的方法，该方法包括以下步骤：重复地测试所述主序列的连续样点间隔以得到所述K个样点。

6.根据权利要求5所述的方法，该方法包括以下步骤：改变包含所得到的所述K个样点的观测间隔，直到满足预定条件为止。

7.根据权利要求5或权利要求6所述的方法，该方法包括以下步骤：将样点丢弃使得所得到的所述K个样点包括所述主序列中为非连续的连续样点。

8.根据权利要求1到3中任意一项所述的方法，其中，所述主序列具有由参数为(M，N，Λ)的循环差集定义的样点间隔，该循环差集包括N个整数，该N个整数的差以M为模表示从1到(M-1)个与时间的数量Λ相同数量的每个非零余数。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，Λ＝1。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，Λ＞1，并且该方法包括以下步骤：将样点丢弃使得所得到的所述K个样点包括所述主序列中为非连续的连续样点。

11.当用于检测是否存在两个或更多个测试频率的正弦信号时，根据前述权利要求中任意一项所述的方法。

12.根据权利要求10所述的方法，其中，用于第一测试频率的所得到的K个样点的定时t_xk与用于第二测试频率的所得到的K个样点的定时t_xk不同。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，用于所述第一测试频率的所得到的K个样点和用于所述第二测试频率的所得到的K个样点都是由具有相同主序列的样点得到，该主序列包括重复的循环，并且用于所述第一测试频率的所得到的K个样点开始于所述主序列的循环中与用于所述第二测试频率的所得到的K个样点不同的点处。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，用于所述第一测试频率的所得到的K个样点和用于所述第二测试频率的所得到的K个样点由不同的主序列得到。

15.根据权利要求11、12或14所述的方法，其中，用于所述第一测试频率的所得到的K个样点的数量与用于所述第二测试频率的所得到的K个样点的数量不同。

16.根据前述权利要求中任意一项所述的方法，其中，所述非均匀间隔的时间t_xk使得所述余弦波和正弦波的平均值的幅度m_c、m_s不大于所述余弦波和正弦波的相应幅度的0.1倍。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述非均匀间隔的时间t_xk使得所述平均值的幅度m_c、m_s的平方和小于或等于0.1。

18.根据前述权利要求中任意一项所述的方法，其中，以使得所述余弦波和正弦波的平均值的幅度m_c、m_s的平方和最小化的方式从所述主序列中选择所得到的K个样点。

19.根据前述权利要求中任意一项所述的方法，其中，以使得所述余弦波和正弦波的平均值的幅度m_c、m_s的平方和最小化的方式选择所得到的K个样点和频率f_x。

20.根据前述权利要求中任意一项所述的方法，其中，由下式得到所述系数c_xk和s_xk：

c_xk＝cos(2πf_xt_xk-φ_x)；s_xk＝sin(2πf_xt_xk-φ_x)

其中，选择φ_x使得在波形sin(4πf_xt_xk-2φ_x)的时间t_xk取得的样点的平均值大致等于零。

21.根据权利要求20所述的方法，其中波形sin(4πf_xt_xk-2φ_x)的样点的平均值的幅度不大于0.2。

22.根据前述权利要求中任意一项所述的方法，其中，φ_x满足以下条件：

$\tan \left({2\mathrm{\φ}}_x\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(4\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right)/\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left(4\mathrm{\π}{f}_x{t}_{\mathrm{xk}}\right).$

23.根据前述权利要求中任意一项所述的方法，该方法包括以下步骤：生成样点的所述主序列。

24.一种对象检测方法，该方法包括以下步骤：以非均匀间隔发射脉冲；检测来自对象的脉冲的反射，该反射的脉冲构成了通过正弦信号调制的样点，该正弦信号具有由于对象的相对运动而引起的多普勒频率；以及使用根据前述权利要求中任意一项所述的方法来检测所述正弦信号。

25.一种用于检测是否存在正弦信号的装置，该装置被布置为根据权利要求1到23中任意一项所述的方法而工作。

26.一种被布置为使用根据权利要求24所述的方法来检测对象的多普勒传感器。

Images