CN101515910A - Dmr物理层四电平调制解调器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DMR物理层四电平调制解调器，它属于无线通信技术领域。该调制器将原始二进制数据按系统要求的格式进行组帧，并将数据两两顺序映射为四进制符号；然后在四进制符号之间插入零值，并对插值后的数据进行根升余弦滤波，产生带限的四进制基带信号。解调器对四进制基带信号的采样数据帧进行去直流分量处理，并通过根升余弦滤波器进行匹配滤波；将滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置；然后利用最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，得到四进制符号；最后将四进制符号反映射，还原二进制数据信息。本发明可按系统要求灵活的进行组帧，适用于各种数据帧结构包括DMR帧结构的数字通信系统。

Description

DMR物理层四电平调制解调器

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及通信中的调制与解调，可应用于DMR集群数字无线系统的四电平调制解调。

背景技术

DMR(Digital Mobile Radio)是欧洲电信标准协会(ETSI)于2004年提出的新型数字集群通信系统，与TETRA系统和iDEN系统相比具有技术简单，成本较低的优点，并且支持从模拟到数字的过渡。2006年9月ETSI发布了DMR的空中接口、语音技术、数字业务及集群协议的相关协议ETSI TS 102 361。

DMR采用4FSK调制方式，是一种恒包络连续相位FSK调制，与TETRA采用的π/4-DQPSK调制方式、iDEN系统采用的多进制正交振幅调制M-16QAM相比，调频调制可以有效地抑制无线环境下的干扰和衰落，大大减少了传输的复杂性，电路简单可靠，速度快，同时成本大大降低。为了提高4FSK调制方式在移动通信环境下的性能，可在发送端对信号频谱进行整形，以减少对相邻信道的干扰，同时通过在接收端的解调器中设置与发送端根升余弦滤波器相匹配的匹配滤波器，以减少码间干扰。

通常采用连续相位FSK调制的数字无线系统构成如图1所示。原始数据经编码之后通过一低通滤波器，也即成型滤波器，对信号进行带限处理，然后将基带带限信号作为调制信号控制振荡器的频率进行调频(FM)。接收端通过FM接收机解调出四电平信号，经匹配滤波器进行滤波之后进行抽样判决及解码等步骤恢复原始信息。

4FSK是一种常见的调制方式，目前市场上也提供实现4FSK的芯片，例如MX929B。尽管该芯片能将二进制信号映射为四电平信号并进行成型滤波输出波形，但是该芯片产生的数据帧具有其特定的帧结构，如果系统有特定的数据格式要求，则不能采用这种芯片。MX929B产生的数据帧也不符合DMR协议规定的帧格式。DMR的数据突发结构如图2所示，每一个突发包含两个108比特的有效负荷域和一个48比特同步或信令域，且每一个突发总长度为30ms，其中27.5ms用于264比特内容，余下的2.5ms是保护时间。

对于4FSK解调，中国专利(申请号：200610020632.X，公开号：CN 1852279A)提出了一种4FSK软解调方式，该方法是在获取当前时刻四个调制频点的能量值的情况下，摒弃传统的硬判决，把调制信息的高低比特分开考虑计算高低位的输出值。这种方式无法适用于图1所示的数字无线系统，因为该系统对经过鉴频器输出的四进制基带信号只能在基带上进行解调。为此很需要设计一种可满足这种系统需要的调制解调方法。

现有的基带多电平判决方法通常采用固定门限的硬判决方式，在接收电平不稳定的情况，固定门限判决会产生较大的误码。

发明内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，提供一种DMR物理层四电平调制解调器及调制解调方法，以适用于各种数据帧结构包括DMR帧结构的数字通信系统，并减小由于接收电平不稳引起的误码。

为实现上述目的，本发明的调制器采用基带成型滤波技术，为射频模块提供格式正确的适合的基带调制信号。本发明的解调器采用匹配滤波技术，并利用内插同步码在实现帧同步的同时获得位同步信息，同时采用分段式动态门限进行多电平判决。

本发明的调制器包括：

符号映射单元：用于将原始二进制数据按系统要求的格式进行组帧，并将数据两两顺序映射为四进制符号；

插值单元：用于在四进制符号之间插入零值，提高每个符号的采样率；

成型滤波单元：用于对插值后的数据进行滤波，产生带限的四进制基带信号；

上述三个单元依次连接，成型滤波单元输出的四进制基带信号将被送往FM调频模块。

本发明的解调器包括：

去直流单元：用于对进入解调器的数据进行去直流处理；

匹配滤波单元：用于对去直流后的数据进行匹配滤波，滤除带外噪声；

相关运算单元：用于将匹配滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置；

判决单元：用于利用相关运算单元获得的最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，恢复四进制符号；

解映射单元：用于将四进制符号反映射成二进制信号；

上述五个单元顺序连接，上一个单元的输出为下一个单元的输入。

为实现上述目的，本发明提供的四电平调制解调方法，包括如下步骤：

1)将编码产生的二进制数据按照系统要求组帧，并对该数据帧进行符号映射，获得四进制符号；

2)在四进制符号间进行插值，形成新的数据帧，并对该数据帧用根升余弦滤波器进行滤波，得到四进制基带信号波形；

3)对四进制基带信号的采样数据帧进行去直流分量处理，并通过根升余弦滤波器进行匹配滤波；

4)将滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置；

5)利用最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，得到四进制符号；

6)将判决得到的四进制符号进行反映射，恢复二进制数据流，并对该二进制数据流去同步码，还原原始数据信息。

上述步骤2)中的四进制基带信号，通过DA转换器送往FM模块进行调频发射；

上述步骤3)中的四进制基带信号是通过AD转换器对接收端的鉴频器输出进行采样而获得。

上述步骤4)所述的将滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置，按如下步骤进行：

(1)在本地存储同步码波形，其采样率与接收数据相同，例如每个符号周期均采样T个点；

(2)对滤波后的数据选择适当的相关运算窗口，该窗口的选择要保证包含理论上相关峰出现的位置，在该窗口范围内与本地存储的同步码波形进行滑动相关运算，获得一系列相关运算值；

(3)划定一个合适的门限，比较每次进行相关运算得到的累加值与该门限的大小，当相关运算的值大于该门限时，寻找最大值并返回最大值出现的位置；

(4)当相关运算值再次小于门限值时，停止滑动相关运算；

(5)利用返回的最大值位置推算该帧数据的第一个最佳抽样判决位置，然后以T为周期，每T个点抽样一次，获得该帧数据最佳抽判位置的样点值。

上述步骤5)所述的利用最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，按如下步骤进行：

(1)选取合适长度N，以N个点为一段，将步骤4)获得的最佳抽判位置的样点划分成M段，不能整除的情况下，最后一段的样点个数比前M-1段多；

(2)分别对每一段的数据取最大值max(i)和最小值min(i)，i＝1，2，…M；

(3)利用max(i)和min(i)计算得到M个中值作为各段的中间门限：mid_level(i)＝[max(i)+min(i)]＞＞1；

(4)由max(i)和mid_level(i)计算得到上门限：up_level(i)＝[max(i)+mid_level(i)]＞＞1；

(5)由min(i)和mid_level(i)计算得到下门限：low_level(i)＝[min(i)+mid_level(i)]＞＞1；

(6)将第i段的N个抽样判决点的值与该段的门限up_level(i)、mid_level(i)和low_level(i)进行比较判决，判决规则为：当抽样判决点的值大于该段的up_level时，判决为符号+3，在mid_level到up_level之间的判决为符号+1，在mid_level到low_level之间的判决为符号-1，小于low_level时判决为符号-3。

附图说明

图1是现有连续相位FSK调制数字无线系统的结构示意图；

图2是现有DMR系统的帧结构示意图；

图3是本发明的基带四电平调制器结构示意图；

图4是本发明的基带四电平解调器结构示意图；

图5是本发明的系统信号处理流程图；

图6是本发明调制输出的信号波形及眼图；

图7是寻找最佳抽判位置时的相关运算示意图；

图8通过无线信道传输后接收端采样的基带四进制信号波形图；

图9对图7所示信号进行匹配滤波后的波形与眼图；

图10段计算判决门限的动态判决方法示意图；

图11根据分段调整思想对波形进行调整后的波形与眼图。

具体实施方式

下面将结合附图，以DMR系统中的四电平基带调制解调为例对本发明技术方案的实施作进一步的详细描述。以下所述的四电平基带调制解调方法全部在DSP中完成。

参照图3，本发明的调制器由三个单元组成：符号映射单元、插值单元和成型滤波单元。符号映射单元将原始二进制数据按DMR系统要求的格式进行组帧，并将数据两两顺序映射为四进制符号+3、+1、-1和-3，数据速率由9.6kb/s降低为4800符号/秒。插值单元在四进制符号之间插入零值，具体做法是在每个符号之后插入七个零，相当于每个符号周期采样八个点，经过插值之后数据率变为38.6k/s。成型滤波单元对插值后的数据帧进行滤波，滤波器采用根升余弦滤波器，滤波输出的四进制基带信号通过DA送往FM模块进行调频发射。

参照图4，本发明的解调器由五个单元组成：去直流单元，匹配滤波单元，相关运算单元，判决单元和解映射单元。去直流单元用于对进入解调器的数据进行去直流处理。匹配滤波单元对去直流后的数据进行匹配滤波，滤除带外噪声。相关运算单元将匹配滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置。判决单元利用相关运算单元获得的最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，恢复四进制符号。解映射单元将四进制符号反映射成二进制信号，恢复原始二进制流。

参照图5，在发送端，原始二进制数据流在DSP中经基带四电平调制后生成带限四电平信号，通过DA转换器送往FM模块进行调频发射；在接收端，通过鉴频接收后输出基带四电平信号，经AD转换器采样后将数据送往DSP进行基带四电平解调，恢复原始二进制数据流。其中基带四电平调制解调的具体步骤如下：

一.四电平调制步骤：

1)将二进制数据按照系统要求组帧。

将输入的原始二进制数据按DMR系统要求进行组帧，DMR帧结构如图2所示，每一帧数据总共264bit，中间48bit填充同步码，有效载荷区在两边，各占108bit。

2)对组帧后的二进制数据帧进行符号映射。

将一帧264bit的数据两两顺序映射为四进制符号，映射规则如表1所示。

表1映射关系表

经过符号映射之后，原来为9.6kb/s的数据速率降低为4800符号/秒，每帧数据长度由264变为132。

3)在四进制符号间进行插值，形成新的数据帧。

插值时在每个符号之后插入七个零，相当于每个符号周期采样八个点，使每帧数据长度由132变为1056，数据率提升到38.6k/s。

4)对插值后的数据帧用根升余弦滤波器进行滤波，得到四进制基带信号波形。

滤波器采用根升余弦滤波器，滤波输出的四进制基带信号通过DA送往FM模块进行调频发射。根据DMR系统的要求，设定根升余弦滤波器的参数如下：

理想低通滤波器截止频率：Fc＝4800/2＝2400Hz；

滤波器滚降系数：α＝0.2；

滤波器阶数：N＝16。

图6为用该滤波器对DMR数据帧进行滤波输出的四进制调制信号以及其眼图。其中图6a为四进制调制信号，图6b为眼图。该调制数据帧包含1056个数据，要在27.5ms时间内发送往FM模块，可利用定时器以0.026ms的间隔将数据送往连接基带与射频模块的DA转换器。

基带四电平调制器产生的信号进入FM模块，控制压控振荡器的频率就可以产生FM波，4FSK的频偏取决于FM模块的调频参数及精度。4FSK的最大频偏D定义如下：

D＝3h/2T    (1)

其中h代表每个特殊调制的频偏系数，根据DMR系统对频偏的要求确定为0.27；T代表符号周期，为(1/4800)s。

根据式(1)可计算出最大频偏D为1.944kHz。

表2列出了DMR系统中特定符号与频偏的对应关系：

表2符号频偏对应表

可见相邻符号间的频偏间隔相等。

二.四电平解调步骤：

1)对四进制基带信号的采样数据帧进行去直流分量处理。

射频部分的接收机对FM信号进行鉴频并输出四进制基带信号，经AD变换器以48KHz的速率对其进行采样变成数字信号，即每个符号周期采样10个点，然后送给解调器进行解调。由于AD变换之前有电平抬高电路，所以采样进来的数据有一直流分量。要对数据进行进一步的处理，需要去掉直流分量。且由于该直流分量的值不固定，将所有接收帧减去一个固定值的方法不可取。正确的方法是取不易出现坏值的中段数据，找出最大最小值，求平均得到一个中值，用所有数据减该中值即可完成对数据的调整。

2)对去直流后的数据用根升余弦滤波器进行匹配滤波。

针对接收端采样率为48K的情况，发送端的成形滤波器为16阶时，接收端的匹配滤波器取24阶以上进行滤波的效果较好。匹配滤波器依然采用根升余弦滤波器，滚降系数为0.2。

3)将滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置。

针对一个符号周期10个样点的情况，首先要在本地存储240个数据长的同步码波形，然后将本地存储波形与滤波调整后的数据帧做滑动相关运算。相关运算示意图如图7所示，其中图7a显示的是DSP中存储的本地同步码波形；图7b是经过滤波后的接收波形；图7c为将这两个数组进行滑动相关得到的结果，其具有尖锐单峰特性，峰值略大于20000。DSP进行处理时，为了减少运算量，可将滑动搜索窗口定义在包含理论值的一段区域，例如580-640，因为如果返回位置为同步码开始的位置，理论值为610。由于相关运算的峰值略大于20000，故可设置门限为15000，当相关运算的值大于15000时，寻找最大值并返回该点位置，且当累加值再次小于15000时结束该过程。将返回的相关峰的位置减去(108/2)*10＝540可得到第一个抽样判决点，然后每间隔10个点抽样一次，可得到132个符号对应的最佳抽样判决点的值。如果从580-640进行滑动相关运算均没有超过15000的相关值，则认为没有找到同步码。

4)利用最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，得到四进制符号。

对于接收数据电平有起伏的情况，若按照传统方法直接固定判决门限，将会引起较大的误码。图8所示为干扰严重的情况下基带接收的信号波形和眼图，其中图8a为信号波形图，图8b为眼图。可见接收数据电平不平稳，尤其前端明显往上倾斜。图9为对图8所示信号进行匹配滤波后的效果图，其中图9a为滤波后的波形，图9b为其眼图。可见匹配滤波器能滤除噪声平滑波形，但由于电平起伏的影响，眼图效果较差，无法确定合理的判决门限。本发明在寻找到最佳判决位置的基础上提出一种分段动态调整门限进行判决的方法。方法如下：

4.1)以N个点为一段，将总的132个点划分成M段，

其中

符号表示向下取整，则最后一段的样点个数为N+rem(132，N)。

4.2)分别对每一段的数据取最大值max(i)和最小值min(i)，i＝1，2，…M。

4.3)利用max(i)和min(i)计算得到M个中值作为各段的中间门限：mid_level(i)＝[max(i)+min(i)]＞＞1；

4.4)用max(i)和mid_level(i)计算得到上门限：up_level(i)＝[max(i)+mid_level(i)]＞＞1；

4.5)用min(i)和mid_level(i)计算得到下门限：low_level(i)＝[min(i)+mid_level(i)]＞＞1。

4.6)利用各段计算出的门限进行多电平判决。当本段的N个抽样判决点的值大于该段的up_level时，判决为+3，在mid_level到up_level之间的判决为+1，在mid_level到low_level之间的判决为-1，小于low_level时判决为-3。

这里N的选择是关键，如果N选取太大，则数据跨度过大调整值不够准确；如果N太小，由于利用每段的最大值和最小值来计算调整值，需要保证最大值对应符号+3，最小值对应符号-3，N的长度不够可能会让该段没有包含+3或-3的码元，这样计算出来的中值自然是错的。在本DMR传输系统中，选取N为18可获得较好的效果。

如图10所示，为采用该分段计算判决门限的动态判决方法示意图。图10a为接收的信号，有效载荷区仅有+3、-3两种符号，所受污染严重，且电平不平稳。图10b为滤波后的波形，红线为分段计算出的门限，可见若按传统方法采用固定门限，会产生较大误码，而分段计算判决门限判决能在很大程度上改善由于电平起伏引起的误码。

按照上述思想，将分段计算出的mid_level(i)作为该段N个符号对应波形的调整值对波形进行调整：将M段波形数据分别减去相应的adjust_level(i)。如图11所示为对图9所示信号进行调整后的波形和眼图。可见该分段方法所计算的中间门限接近于该段数据的中值，若将波形先分段进行调整再进行固定门限的多电平判决也能对误码进行改善。

5)将判决得到的四进制符号进行反映射，恢复二进制数据流，并对该二进制数据流去同步码，还原原始数据信息。

按照发送端进行二进制转四进制时的映射规则，将四进制符号反映射为相应的二进制数据，恢复264bit数据帧。然后将中间的48bit同步码去掉，即可完全恢复原始二进制数据，完成基带四电平解调。

实验数据表明，在接收电平不稳定的情况下，本发明所提出的分段计算门限进行动态判决的方法与传统的固定判决门限的硬判决方法相比，能将误码率改善一个数量级。

以上所述仅为本发明的一个较佳实施例而已，并不构成对本发明的任何限制，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种DMR物理层四电平调制器，包括：

符号映射单元：用于将原始二进制数据按系统要求的格式进行组帧，并将数据两两顺序映射为四进制符号；

插值单元：用于在四进制符号之间插入零值，提高每个符号的采样率；

成型滤波单元：用于对插值后的数据进行滤波，产生带限的四进制基带信号；

上述三个单元依次连接，成型滤波单元输出的四进制基带信号将被送往FM调频模块。

2.一种DMR物理层四电平解调器，包括：

去直流单元：用于对进入解调器的数据进行去直流处理；

匹配滤波单元：用于对去直流后的数据进行匹配滤波，滤除带外噪声；

相关运算单元：用于将匹配滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置；

判决单元：用于利用相关运算单元获得的最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，恢复四进制符号；

解映射单元：用于将四进制符号反映射成二进制信号；

上述五个单元顺序连接，上一个单元的输出为下一个单元的输入。

3.一种DMR物理层四电平调制解调方法，包括如下步骤：

1)将编码产生的二进制数据按照系统要求组帧，并对该数据帧进行符号映射，获得四进制符号；

2)在四进制符号间进行插值，形成新的数据帧，并对该数据帧用根升余弦滤波器进行滤波，得到四进制基带信号波形；

3)对四进制基带信号的采样数据帧进行去直流分量处理，并通过根升余弦滤波器进行匹配滤波；

4)将滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置；

5)利用最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，得到四进制符号；

6)将判决得到的四进制符号进行反映射，恢复二进制数据流，并对该二进制数据流去同步码，还原原始数据信息。

4.根据权利3所述的四电平调制解调方法，其中步骤4)所述的将滤波后的数据与本地存储的同步码波形进行相关运算，寻找最佳抽判位置，按如下步骤进行：

(4a)在本地存储同步码波形，其采样率与接收数据相同，例如每个符号周期均采样T个点；

(4b)对滤波后的数据选择适当的相关运算窗口，该窗口的选择要保证包含理论上相关峰出现的位置，在该窗口范围内与本地存储的同步码波形进行滑动相关运算，获得一系列相关运算值；

(4c)划定一个合适的门限，比较每次进行相关运算得到的累加值与该门限的大小，当相关运算的值大于该门限时，寻找最大值并返回最大值出现的位置；

(4d)当相关运算值再次小于门限值时，停止滑动相关运算；

(4e)利用返回的最大值位置推算该帧数据的第一个最佳抽样判决位置，然后以T为周期，每T个点抽样一次，获得该帧数据最佳抽判位置的样点值。

5.根据权利3所述的四电平调制解调方法，其中步骤5)所述的利用最佳抽判位置的样点分段计算动态门限，进行多电平判决，按如下步骤进行：

(5a)将步骤4)获得的最佳抽判位置的样点以N个点为一段划分成M段；

(5b)分别对每一段的数据取最大值max(i)和最小值min(i)，i＝1，2，…M；

(5c)利用max(i)和min(i)计算得到M个中值作为各段的中间门限：mid_level(i)＝[max(i)+min(i)]＞＞1；

(5d)由max(i)和mid_level(i)计算，得到上门限：

up_level(i)＝[max(i)+mid_level(i)]＞＞1；

(5e)由min(i)和mid_level(i)计算，得到下门限：

low_level(i)＝[min(i)+mid_level(i)]＞＞1；

(5f)将第i段的N个抽样判决点的值与该段的上门限up_level(i)、中间门限mid_level(i)和下门限low_level(i)进行比较判决，当抽样判决点的值大于该段的up_level时，判决为符号+3；当抽样判决点的值在mid_level到up_level之间时，判决为符号+1；当抽样判决点的值在mid_level到low_level之间时，判决为符号-1；当抽样判决点的值小于low_level时，判决为符号-3。

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