CN101515762A - 无源箝位单相单级桥式功率因数校正变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

无源箝位单相单级桥式功率因数校正变换器及其控制方法，属于电力电子领域。本发明的目的是解决目前单级功率因数校正电路存在的输出侧工频纹波大、电路响应速度慢，以及采用变压器对输入输出进行电气隔离时存在变压器的漏感产生电压尖峰的问题。本发明的单相输入整流电路将输入的单相交流电转换成直流电，输出母线上连接升压电感、四个开关管组成桥式结构、二极管和箝位电容，四个开关管组成桥式结构的两个桥臂中心点引出线连接高频变压器、副边连接单相输出整流电路，单相输出整流电路的输出端并联输出滤波电容和负载，在一个开关周期中，开关管直臂导通和对臂导通交替进行控制。本发明用于功率因数校正。

Description

无源箝位单相单级桥式功率因数校正变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种功率因数校正技术，属于电力电子领域。

背景技术

电力电子装置等非线性负载的广泛应用带来了大量的谐波，抑制电力电子装置产生谐波主要采用功率因数校正(PFC)技术。有源功率因数校正技术按其电路结构可分为两级型和单级型两种。在两级功率因数校正结构中，第一级为功率因数校正电路，其主要作用是提高输入的功率因数；第二级是DC/DC变换器，其主要作用是调节输出电压以便与负载匹配。两级型PFC主要优点是各级可单独分析设计和控制，通用性较好，缺点是元件个数多，控制电路较多，成本增加，效率低。单级结构是在两级结构基础上发展而来，采用开关管共用技术，使用一级电路、一套控制电路，同时实现功率因数校正与DC/DC变换，此外单级功率因数校正通常能够在结构上实现输入输出隔离。单级功率因数校正以高效率、高性能、高功率密度、低成本为目标，符合电力电子发展的趋势和要求。

目前单级功率因数校正电路存在输出侧工频纹波大的问题，如果增加输出滤波电容的容量，则会导致电路的响应速度变慢。另外，采用变压器对输入输出进行电气隔离，存在的问题是变压器的漏感会产生电压尖峰。

发明内容

本发明的目的是解决目前单级功率因数校正结构存在的输出侧工频纹波大的问题，如果增加输出滤波电容的容量，导致电路的响应速度慢，以及采用变压器对输入输出进行电气隔离时存在的变压器漏感产生电压尖峰的问题，提供了一种无源箝位单相单级桥式功率因数校正变换器及其控制方法。

本发明无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器包括单相输入整流电路、升压电感L_f、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄、二极管D、箝位电容C₁、高频变压器T、单相输出整流电路、输出滤波电容C₂和负载R，

单相输入整流电路的正极输出端与升压电感L_f的一端相连，升压电感L_f的另一端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与箝位电容C₁的一端相连，箝位电容C₁的另一端与单相输入整流电路的负极输出端相连，

升压电感L_f的另一端还与第一开关管S₁的一端相连，第一开关管S₁的另一端与第二开关管S₂的一端相连，第二开关管S₂的另一端与单相输入整流电路的负极输出端相连，

二极管D的阴极还与第三开关管S₃的一端相连，第三开关管S₃的另一端与第四开关管S₄的一端相连，第四开关管S₄的另一端与单相输入整流电路的负极输出端相连，

第一开关管S₁和第二开关管S₂的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的一端相连，第三开关管S₃和第四开关管S₄的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的另一端相连，

高频变压器T的副边绕组的两端分别与单相输出整流电路的两个输入端相连，输出滤波电容C₂和负载R分别并联在单相输出整流电路的两个输出端之间。

实现所述无源箝位单相单级桥式功率因数校正变换器的控制方法为：对第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：

第一段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第二段，第一开关管S₁和第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃截止；

第三段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第四段，第二开关管S₂和第三开关管S₃导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄截止。

本发明的优点：本专利发明了一种新型单级隔离式功率因数AC/DC变换器，能够实现功率因数校正；该变换器的输入与输出侧之间采用高频变压器T隔离，并可直接获得较低的直流输出电压；通过调节对臂开关管的导通时间可以调节输出电压，从而输出侧工频纹波大的问题可以得到改善，既而减小输出滤波电容C₂的容量等级，增加电路的响应速度；另外，由于箝位电容C₁的存在，不仅可以进行能量缓冲，还可以消除由于变压器漏感产生的电压尖峰。

附图说明

图1是本发明的电路结构示意图，图2是实施方式六中单相输出整流电路为全桥整流的电路结构示意图，图3是实施方式八中单相输出整流电路为全桥整流的电路结构示意图，图4是实施方式七中单相输出整流电路为全桥整流的电路结构示意图，图5是实施方式一中单相输出整流电路为全桥整流的电路结构示意图，图6是实施方式六中单相输出整流电路为全波整流的电路结构示意图，图7是实施方式八中单相输出整流电路为全波整流的电路结构示意图，图8是实施方式七中单相输出整流电路为全波整流的电路结构示意图，图9至图17是实施方式十一中针对图4的工作原理图，图18是输入电压与连续状态的输入电流示意图，图19是本发明四个开关管的时序控制图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1和图5说明本实施方式，本实施方式所述无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器包括单相输入整流电路1、升压电感L_f、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄、二极管D、箝位电容C₁、高频变压器T、单相输出整流电路2、输出滤波电容C₂和负载R，

单相输入整流电路1的正极输出端与升压电感L_f的一端相连，升压电感L_f的另一端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与箝位电容C₁的一端相连，箝位电容C₁的另一端与单相输入整流电路1的负极输出端相连，

升压电感L_f的另一端还与第一开关管S₁的一端相连，第一开关管S₁的另一端与第二开关管S₂的一端相连，第二开关管S₂的另一端与单相输入整流电路1的负极输出端相连，

二极管D的阴极还与第三开关管S₃的一端相连，第三开关管S₃的另一端与第四开关管S₄的一端相连，第四开关管S₄的另一端与单相输入整流电路1的负极输出端相连，

第一开关管S₁和第二开关管S₂的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的一端相连，第三开关管S₃和第四开关管S₄的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的另一端相连，

高频变压器T的副边绕组的两端分别与单相输出整流电路2的两个输入端相连，输出滤波电容C₂和负载R分别并联在单相输出整流电路2的两个输出端之间。

具体实施方式二：本实施方式与实施方式一的不同之处在于，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄采用自带体二极管的IGBT功率管或自带体二极管的MOSFET开关管，其它组成和连接关系与实施方式一相同。

第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄自带的体二极管分别为D_S1、D_S2、D_S3和D_S4。

体二极管(D_S1、D_S2、D_S3或D_S4)分别反向并联在四个开关管(第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃或第四开关管S₄)的两端，四个开关管采用IGBT功率管时，体二极管的阳极与IGBT功率管的发射极相连接，体二极管的阴极与IGBT功率管的集电极相连接；四个开关管采用N型MOSFET开关管时，体二极管的阳极与MOSFET开关管的源极相连接，体二极管的阴极与MOSFET开关管的漏极相连接；四个开关管采用P型MOSFET开关管时，体二极管的阳极与MOSFET开关管的漏极相连接，体二极管的阴极与MOSFET开关管的源极相连接。

具体实施方式三：下面结合图1至图8说明本实施方式，本实施方式与实施方式一的不同之处在于，单相输入整流电路1采用四个二极管组成的全桥整流电路，其它组成和连接关系与实施方式一相同。

单相输入整流电路1由四个二极管组成，四个二极管分别为D₁、D₂、D₃和D₄。单相的交流电源电压V_i(输入电流i_i)经单相输入整流电路1整流后变成直流电。

具体实施方式四：下面结合图1至图4说明本实施方式，本实施方式与实施方式一的不同之处在于，单相输出整流电路2采用四个二极管组成的全桥整流电路，其它组成和连接关系与实施方式一相同。

单相输出整流电路2由四个二极管组成，四个二极管分别为第一输出二极管D_O1、第二输出二极管D_O2、第三输出二极管D_O3和第四输出二极管D_O4，高频变压器T的副边绕组的两端分别与单相输出整流电路2的两个桥臂中心点相连接。

具体实施方式五：下面结合图5至图8说明本实施方式，本实施方式与实施方式一的不同之处在于，单相输出整流电路2包括第一输出二极管D_O1和第二输出二极管D_O2，高频变压器T的副边绕组的一端与第一输出二极管D_O1的阳极相连，第一输出二极管D_O1的阴极与第二输出二极管D_O2的阴极相连，第二输出二极管D_O2的阳极与高频变压器T的副边绕组的另一端相连，第一输出二极管D_O1与第二输出二极管D_O2的连接点引出线和高频变压器T的副边绕组的中心抽头分别作为单相输出整流电路2的两个输出端，其它组成和连接关系与实施方式一相同。

本实施方式中单相输出整流电路2采用全波整流电路，由两个二极管组成，配套的高频变压器T的副边绕组具有中心抽头。

具体实施方式六：下面结合图2和图6说明本实施方式，本实施方式与实施方式一至五任一项的不同之处在于，它还包括隔直电容C₃和饱和电感L_S，第一开关管S₁和第二开关管S₂的连接点引出线与隔直电容C₃的一端相连，隔直电容C₃的另一端和饱和电感L_S的一端相连，饱和电感L_S的另一端与高频变压器T的原边绕组的一端相连，其它组成和连接关系与实施方式一、二、三、四或五相同。

本实施方式增加隔直电容C₃和饱和电感L_S的设置方式有效改善了实施方式一所述变换器存在的偏磁和谐振问题。

具体实施方式七：下面结合图4、图8说明本实施方式，本实施方式与实施方式六的不同之处在于，它还包括输出滤波电感L_O，输出滤波电容C₂和负载R并联再与输出滤波电感L_O串联后的两端分别与单相输出整流电路2的两个输出端相连，其它组成和连接关系与实施方式六相同。

本实施方式增加滤波电感L_O，使得输出电路的滤波效果更好。

具体实施方式八：下面结合图3和图7说明本实施方式，本实施方式与实施方式一至五任一项的不同之处在于，它还包括输出滤波电感L_O，输出滤波电容C₂和负载R并联再与输出滤波电感L_O串联后的两端分别与单相输出整流电路2的两个输出端相连，其它组成和连接关系与实施方式一、二、三、四或五相同。

具体实施方式九：本实施方式实现实施方式八所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器的控制方法为：对第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：

第一段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第二段，第一开关管S₁和第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃截止；

第三段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第四段，第二开关管S₂和第三开关管S₃导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄截止。

四段的时间长短可调，通过调整对臂开关管的导通时间来调整输出电压的大小。

具体实施方式十：本实施方式实现实施方式六所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器的控制方法为：对第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：

第一段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第二段，第一开关管S₁和第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃截止；

第三段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第四段，第二开关管S₂和第三开关管S₃导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄截止。

四段的时间长短可调，通过调整对臂开关管的导通时间来调整输出电压的大小。

具体实施方式十一：下面结合图4和图9至图19，本实施方式实现实施方式一、二、三、四、五或七所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器的控制方法为：对第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：

第一段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第二段，第一开关管S₁和第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃截止；

第三段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第四段，第二开关管S₂和第三开关管S₃导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄截止。

下面针对图4给出的电路图说明本发明的工作原理：

参见图19，为了便于说明，设定每个工作周期为t₀～t₄，其中第一段为t₀～t₁；第二段为t₁～t₂；第三段为t₂～t₃；第四段为t₃～t₄。

电路工作于电感电流连续模式。当电路中的第一开关管S₁和第二开关管S₂直通时，电网的交流电源对升压电感L_f充电，升压电感L_f中的电流呈线性上升，其斜率正比于相应的电压；当开关管对臂导通(即第一开关管S₁和第三开关管S₃导通或第二开关管S₂和第四开关管S₄导通)时，升压电感L_f和电网的交流电源同时向负载R供电，升压电感L_f中的电流近似线性下降。电路周期性地重复上述过程，使升压电感L_f中的电流即输入电流i_i跟踪输入的交流电源电压V_i的变化，实现功率因数较正功能。一个工频周期内输入电压V_i与连续状态的输入电流i_i如图18所示。

为了便于分析，作如下假设：(1)电路中各元器件均为理想元器件；(2)单相交流电源电压V_i为理想的正弦波；(3)输出滤波电容C₂设计合理，使输出直流电压保持恒定；(4)电路的开关频率远高于电网频率，在一个开关周期中，输入电压基本保持不变。

下面在一个开关周期内对变换器的各个工作阶段进行分析。假设电路工作在交流电的正半周期。变换器工作状态如图9～图17所示。

阶段1：第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止，输入交流电源电压V_i直接加在升压电感L_f上，升压电感L_f的电流i_i线性增加，如图9所示。高频变压器T的原边绕组中的电流、副边绕组中的电流都为零。单相输出整流电路2的四个二极管(D_O1、D_O2、D_O3和D_O4)全部导通，以维持输出滤波电感L_O上的电流，此时负载R由输出滤波电感L_O和输出滤波电容C₂供电，如图10所示。

阶段2：如图11所示，第一开关管S₁和第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃截止。此时输入交流电源电压V_i和升压电感L_f同时向负载R供电。电流i_i流经第一开关管S₁、隔直电容C₃、饱和电感L_S和第四开关管S₄进行放电。D_O2和D_O3截止，高频变压器T的副边绕组电流流经D_O1和D_O4继续向负载R供应能量。

阶段3：如图12所示，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止。高频变压器T的原边绕组通过第三开关管S₃自带的体二极管D_S3向箝位电容C₁充电，继续续流，但电流将逐渐减小。单相输出整流电路2的四个二极管(D_O1、D_O2、D_O3和D_O4)全都导通以维持输出滤波电感L_O上的电流，继续向负载R提供能量。

阶段4：第一开关管S₁和第二开关管S₂仍导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄仍截止。升压电感L_f的电流线性增加。由于高频变压器T漏感的存在，其原边绕组开始续流，直到电流下降为零，如图13所示。单相输出整流电路2的四个二极管(D_O1、D_O2、D_O3和D_O4)仍全部导通，负载R由输出滤波电感L_O和输出滤波电容C₂同时供电，如图14所示。

阶段5：如图15所示，第二开关管S₂和第三开关管S₃导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄截止。此时交流输入电源电压V_i与升压电感L_f上电压降的和大于箝位电容C₁上的电压，将通过高频变压器T向负载R供电，同时将向箝位电容C₁充电，此时输出整流二极管D_O1和D_O4关断，D_O2和D_O3导通。

阶段6：如图16所示，第二开关管S₂和第三开关管S₃仍导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄仍截止，此时交流输入电源电压V_i与升压电感L_f上电压降的和小于箝位电容C₁上的电压，将不再向箝位电容C₁充电，箝位电容C₁将通过第三开关管S₃、隔直电容C₃、饱和电感L_S和第二开关管S₂进行放电，放电过程中，输入交流电源电压V_i、升压电感L_f和箝位电容C₁同时通过高频变压器T向负载R供电。

阶段7：如图17所示，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止。高频变压器T的原边绕组通过第四开关管S₄自带的体二极管D_S4向箝位电容C₁充电，继续续流，电流将逐渐减小。单相输出整流电路2的四个二极管(D_O1、D_O2、D_O3和D_O4)全都导通，继续向负载R提供能量。

Claims (9)

1、无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器，其特征在于，它包括单相输入整流电路(1)、升压电感L_f、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄、二极管D、箝位电容C₁、高频变压器T、单相输出整流电路(2)、输出滤波电容C₂和负载R，

单相输入整流电路(1)的正极输出端与升压电感L_f的一端相连，升压电感L_f的另一端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与箝位电容C₁的一端相连，箝位电容C₁的另一端与单相输入整流电路(1)的负极输出端相连，

升压电感L_f的另一端还与第一开关管S₁的一端相连，第一开关管S₁的另一端与第二开关管S₂的一端相连，第二开关管S₂的另一端与单相输入整流电路(1)的负极输出端相连，

二极管D的阴极还与第三开关管S₃的一端相连，第三开关管S₃的另一端与第四开关管S₄的一端相连，第四开关管S₄的另一端与单相输入整流电路(1)的负极输出端相连，

第一开关管S₁和第二开关管S₂的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的一端相连，第三开关管S₃和第四开关管S₄的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的另一端相连，

高频变压器T的副边绕组的两端分别与单相输出整流电路(2)的两个输入端相连，输出滤波电容C₂和负载R分别并联在单相输出整流电路(2)的两个输出端之间。

2、根据权利要求1所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器，其特征在于，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄采用自带体二极管的IGBT功率管或自带体二极管的MOSFET开关管。

3、根据权利要求1所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器，其特征在于，单相输入整流电路(1)采用四个二极管组成的全桥整流电路。

4、根据权利要求1所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器，其特征在于，单相输出整流电路(2)采用四个二极管组成的全桥整流电路。

5、根据权利要求1所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器，其特征在于，单相输出整流电路(2)包括第一输出二极管D_O1和第二输出二极管D_O2，高频变压器T的副边绕组的一端与第一输出二极管D_O1的阳极相连，第一输出二极管D_O1的阴极与第二输出二极管D_O2的阴极相连，第二输出二极管D_O2的阳极与高频变压器T的副边绕组的另一端相连，第一输出二极管D_O1与第二输出二极管D_O2的连接点引出线和高频变压器T的副边绕组的中心抽头分别作为单相输出整流电路(2)的两个输出端。

6、根据权利要求1至5任一项所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器，其特征在于，它还包括隔直电容C₃和饱和电感L_S，第一开关管S₁和第二开关管S₂的连接点引出线与隔直电容C₃的一端相连，隔直电容C₃的另一端和饱和电感L_S的一端相连，饱和电感L_S的另一端与高频变压器T的原边绕组的一端相连。

7、根据权利要求6所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器，其特征在于，它还包括输出滤波电感L_O，输出滤波电容C₂和负载R并联再与输出滤波电感L_O串联后的两端分别与单相输出整流电路(2)的两个输出端相连。

8、一种实现权利要求1、2、3、4、5或7所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器的控制方法，其特征在于，对权利要求1、2、3、4、5或7的功率因数校正变换器的控制方法为：对第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：

第一段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第二段，第一开关管S₁和第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃截止；

第三段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第四段，第二开关管S₂和第三开关管S₃导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄截止。

9、一种实现权利要求6所述的无源箝位的单相单级桥式功率因数校正变换器的控制方法，其特征在于，对权利要求6的功率因数校正变换器的控制方法为：对第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：

第一段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第二段，第一开关管S₁和第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃截止；

第三段，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止；

第四段，第二开关管S₂和第三开关管S₃导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄截止。

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