CN101500358B - Led驱动电路的输出电流补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了LED驱动电路的输出电流补偿电路，包括阈值设定模块、比较模块、驱动模块、开关模块和补偿模块：所述阈值设定模块设定阈值电压；所述比较模块比较阈值设定模块设定的阈值电压与LED驱动电路的采样电压的大小，比较模块的输出电压通过驱动模块进行信号增强并控制开关模块的启动与关断，从而调节阈值设定模块设定的阈值电压；所述补偿模块调节LED驱动电路的阈值电压，补偿外部输入电压Vin和/或外接LED输出电压的变化对LED的输出电流的影响。

Description

LED驱动电路的输出电流补偿电路

技术领域

本发明涉及LED驱动电路领域，尤其涉及滞环控制模式下的LED驱动电路的输出电流补偿技术。

背景技术

目前，在LED驱动电路，特别是大功率LED驱动电路中广泛采用滞环控制模式的LED驱动电路，其控制环路简单、无须斜坡补偿和频率补偿、所需外围元器件少、方便客户使用。

图1为目前采用的滞环控制模式的LED驱动电路的部分结构图，包括阈值设定模块(10)、比较模块(11)、驱动模块(12)和开关模块(13)，其中：

所述的阈值设定模块(10)包括由运算放大器A1和NMOS管M3构成的电压跟随模块以及若干电阻，A1的正输入端接LED驱动电路内部基准电压VREF，A1的负输入端接M3的源极，A1的输出端接M3的栅极，所述的若干电阻包括电阻R1、R2和R4，R1一端接M3的漏极，另一端作为LED驱动电路的Vin端口，R2连接M3的源极，另一端串联R4，R4接地；

所述的比较模块(11)包含比较器A2，A2的负输入端接M3的漏极，A2的正输入端作为LED驱动电路的CS端口；

所述的驱动模块(12)包含驱动器A3，A3的输入端接A2的输出端；

所述的开关模块(13)包括NMOS管M1和M2，M1和M2的栅极均连接A3的输出端，M1和M2的源极均接地，M2的漏极连接在R2与R4之间，M1的漏极作为LED驱动电路的SW端口；

上述滞环控制模式的LED驱动电路缺点为：由于内部逻辑延时、比较器上升延时和下降延时的影响，当LED驱动电路驱动LED负载时，其输入电压Vin或/和外接LED输出电压Vout发生变化时，LED负载的平均电流Iavg大小将发生变化，使LED驱动电路的稳流特性较差。采用图1所示滞环控制模式的LED驱动电路，一般在6～30V输入电压变化时，输出电流有5％～15％的变化，一方面使LED负载的电流不易控制，影响发光的稳定性；另一方面，输入电压Vin和输出电压Vout变化时LED驱动电路的输出电流将变大，当超过LED负载的额定电流时会严重影响LED负载的寿命。

发明内容

本发明要解决的是滞环控制模式下的LED驱动电路存在的不足，提供滞环控制模式下的LED驱动电路的输出电流补偿电路。

LED驱动电路的输出电流补偿电路，特征在于包括阈值设定模块、比较模块、驱动模块、开关模块以及补偿模块：

所述的阈值设定模块通过LED驱动电路的Vin端口接入LED驱动电路的外部输入电压Vin，同时阈值设定模块接地，使阈值设定模块在LED驱动电路上电后持续导通，所述阈值设定模块包括电压跟随模块，所述电压跟随模块接入LED驱动电路的内部基准电压VREF且电压跟随模块的输出电压始终保持等于内部基准电压VREF；

所述的比较模块比较阈值设定模块设定的阈值电压与LED驱动电路的采样电压的大小，LED驱动电路的采样电压通过CS端口输入比较模块，采样电压为Vin与CS端口的压差，阈值电压为Vin与阈值设定模块输出电压的压差。当LED驱动电路的采样电压小于阈值电压时，比较模块的输出电压通过驱动模块进行信号增强后启动开关模块，当LED驱动电路的采样电压大于阈值电压时，比较模块的输出电压通过驱动模块进行信号增强后关断开关模块；

所述的开关模块通过LED驱动电路的SW端口控制LED驱动电路的外接LED电路的通断，同时通过开关模块的导通或关断调节阈值设定模块的电流，从而调节阈值设定模块设定的阈值电压。

所述的一种补偿模块连接到LED驱动电路的Vin端口，当LED驱动电路接入外部输入电压Vin时，补偿模块调节LED驱动电路的阈值设定模块输出的阈值电压，补偿外部输入电压Vin的变化对外接LED输出电流的影响。

所述的另外一种补偿模块连接到LED驱动电路的CS端口以及SNS端口，当LED驱动电路CS端口以及SNS端口连接到LED驱动电路的外接LED电路中的LED两端时(即LED输出电压)，补偿模块调整LED驱动电路的阈值设定模块输出的阈值电压，补偿LED驱动电路所驱动的外接LED的输出电压的变化对LED输出电流的影响。

其中，所述的阈值设定模块包括电压跟随模块以及若干电阻：所述电压跟随模块由运算放大器A1和MOS管M3构成，A1的正输入端接LED驱动电路内部基准电压VREF，A1的负输入端接MOS管M3的源极，A1的输出端接M3的栅极；所述的若干电阻包括电阻R1、R2和R4，R1一端接MOS管M3的漏极，另一端作为LED驱动电路的Vin端口，R2连接M3的源极，另一端串联R4，R4接地；

其中，所述的比较模块包含比较器A2，A2的负输入端接M3的漏极，A2的正输入端作为LED驱动电路的CS端口；

其中，所述的驱动模块包含驱动器A3，A3的输入端接A2的输出端；

其中，所述的开关模块包括MOS管M1和M2，M1和M2的栅极均连接A3的输出端，M1和M2的源极均接地，M2的漏极连接在R2与R4之间，M1的漏极作为LED驱动电路的SW端口；

其中，所述的MOS管M1、M2和M3可以为N沟道增强型MOS管；也可以将所述的MOS管M1、M2和M3替换为NPN型三极管。

对于第一种补偿模块可以采用补偿电阻；

其中，所述的补偿电阻的连接方式为：补偿电阻R3跨接所述的LED驱动电路的Vin端口和MOS管M3的源极。

其中，所述的补偿电阻的连接方式还可以为：从所述的MOS管M3的源极引出一端口作为带输出电流补偿的LED驱动电路的输出端口，补偿电阻R3在LED驱动电路的外部跨接该输出端口和LED驱动电路的Vin端口。

对于第一种补偿模块还可以采用电流镜像模块；

其中，所述的电流镜像模块包括：电流镜像电路1、电流镜像电路2和电阻R5；

其中，所述的电流镜像电路1由两个共射极、共基极的三极管Q3和Q4构成，两管的发射极均与电源VCC相连，三极管Q3的基极与自身的集电极相连，三极管Q4的集电极与所述的LED驱动电路中MOS管M3的源极相连；

其中，所述的电流镜像电路2由两个共射极、共基极的三极管Q1和Q2构成，两管的发射极均接地，三极管Q1的基极与自身的集电极相连，三极管Q2的集电极与所述的电流镜像电路1中三极管Q3的集电极相连；

其中，所述的电阻R5跨接输入电压Vin和所述的电流镜像模块中电流镜像电路1的三极管Q1的集电极。

其中，所述的三极管Q3和Q4为PNP型三极管，三极管Q1和Q2为NPN型三极管；

其中，所述的三极管Q3和Q4也可以替换为P沟道MOS管，其对应连接方式同理；

其中，所述的三极管Q1和Q2也可以替换为N沟道MOS管，其对应连接方式同理。

对于第二种补偿模块可以采用采样镜像模块；

其中，所述的采样镜像模块包含输出电压采样电路和电流镜像电路3；

其中，所述的输出电压采样电路由共射极、共基极的三极管Q5和Q6，以及三极管Q7和电阻R6组成；Q5和Q6相连的射极连接至LED驱动电路的CS端，Q6的集电极与自身的基极相连，使Q5和Q6组成电流镜；三极管Q7的发射极与Q5的集电极相连，Q7的基极作为所述的LED驱动电路的SNS端口连接到LED负载的负极；电阻R6跨接Q7的基极和Q6的集电极；

其中，所述的电流镜像电路3由共栅极、共源极连接的MOS管M4和M5构成，M4和M5相连的源极接地；M5的漏极与自身的栅极相连，且与所述的输出电压采样电路中MOS管Q7的漏极相连；M5的漏极与所述的LED驱动电路中MOS管M3的源极相连。

其中，所述的三极管Q5、Q6、Q7为PNP型三极管，所述的MOS管M4、M5为N沟道MOS管；

其中，所述的三极管Q5、Q6、Q7可以替换为P沟道MOS管，其对应连接方式同理；

其中，所述的MOS管M4、M5可以替换为NPN型三极管，其对应连接方式同理。

本发明还可以将补偿电阻、电流镜像模块、采样镜像模块三种补偿模块组合，如将补偿电阻同采样镜像模块进行组合，或者将电流镜像模块同采样镜像模块进行组合，实现LED驱动电路的输出电流补偿电路补偿外部输入电压Vin变化对LED驱动电路所驱动的外接LED电路中LED输出电流的影响或/和补偿LED驱动电路所驱动的外接LED输出电压的变化对LED输出电流的影响。

本发明有益效果是：通过对LED驱动电路所驱动的LED输出电流进行补偿，极大改善了LED驱动电路的输出电流的恒流特性，使补偿后LED负载的输出电流对于LED驱动电路的外部输入电压Vin或/和外接LED的输出电压Vout的变化不再敏感，从而使LED负载可以工作在较宽的LED负载输入电压或/和LED负载输出电压下。

附图说明：

图1为目前滞环控制模式的LED驱动电路部分结构图。

图2为目前滞环控制模式LED驱动电路的部分电路同外接LED电路相连的系统结构图。

图3为滞环控制模式LED驱动电路在理想情况下流过外接LED电路电感的电流波形图。

图4为滞环控制模式LED驱动电路流过外接LED电路电感的实际电流波形图。

图5为采用第一种补偿方式的LED驱动电路的输出电流补偿电路结构图。

图6为采用第二种补偿方式的LED驱动电路的输出电流补偿电路结构图。

图7为采用补偿电阻的LED驱动电路的输出电流补偿电路结构图。

图8为采用电流镜像模块的LED驱动电路的输出电流补偿电路结构图。

图9为采用电流镜像模块的LED驱动电路的输出电流补偿电路结构图。

图10为采用补偿电阻或电流镜像模块补偿前后LED驱动电路的输出电流对输入电压Vin的变化曲线图。

图11为采用采样镜像模块的LED驱动电路的输出电流补偿电路结构图。

图12为采用采样镜像模块的LED驱动电路的输出电流补偿电路结构图。

图13为采用采样镜像模块补偿前后LED驱动电路的输出电流对输出电压的变化曲线图

图14为几种LED驱动电路的输出电流补偿电路组合结构图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明内容进一步说明。

如附图1所示的LED驱动电路(部分电路结构)在驱动LED负载时，LED驱动电路同外接LED电路相连构成LED驱动电路系统，其系统结构如图2所示：所述的外接LED电路包括串接的采样电阻Rsense、LED负载、电感和肖特基二极管D1；所述的采样电阻Rsense跨接LED驱动电路的Vin端口和CS端口；所述的LED负载的正极接LED驱动电路的CS端口，负极接所述电感的一端，所述电感的另一端接LED驱动电路的SW端口；所述肖特基二极管D1跨接所述LED驱动电路的Vin端口与SW端口，其PN结正向为从SW端口到Vin端口；

图2所示的LED驱动电路系统工作原理为：系统初始上电时，建立LED驱动电路系统输入电压Vin和LED驱动电路内部基准电压VREF，A1输出高电压至M3的栅极，同时Vin经R1在M3的漏极施加正向电压，使M3导通，A1与M3共同形成一个电压跟随器，使M3的源极电压V1一直保持与基准电压VREF大小相等。同时，Vin与R1、M3、R2、R4到地的支路导通，由于I2＝I1，此时R1上的压降为

故比较器A2的负输入端电压为

比较器A2的正输入端电压为Vin。根据比较器A2的工作原理：当比较器的正输入端电压与负输入端电压之差大于0时，比较器输出高电平；当比较器的正输入端电压与负输入端电压之差小于0时，比较器输出低电平。因此，初始上电后比较器A2的正输入和负输入端压差为

数值大于零，比较器A2输出高电平，经过驱动器A3，使M1和M2同时导通。

M1导通后，Vin经过Rsense，LED，L1，M1到地的支路导通，该支路有电流I_L出现，由于电感L1为储能元件，I_L为一从小到大逐渐增加的电流，此时A2正输入端的电压为Vin-Rsense×I_L；同时M2导通使R4被短路，R1上的压降升高为

故A2的负输入端电压为

此时，A2正输入端和负输入端的电压差值为 $\frac{\mathrm{VREF}\×R1}{R2}-\mathrm{Rsense}\×I_L,$ 根据比较器工作原理，当 $\frac{\mathrm{VREF}\×R1}{R2}-\mathrm{Rsense}\×I_L$ 大于0时，A2保持高电平输出；当 $\frac{\mathrm{VREF}\×R1}{R2}-\mathrm{Rsense}\×I_L$ 小于0时，A2将输出低电平。随着电感L1上电流I_L的升高， $\frac{\mathrm{VREF}\×R1}{R2}-\mathrm{Rsense}\×I_L$ 的值逐渐减小，当小于0时，比较器A2输出低电平，实现翻转，通过驱动器A3，使M1和M2同时截止。

M1截止后，电感L1储存的电能通过肖特基二极管D1续流，仍然有逐渐减小的电流I_L通过L1、D1、Rsense和LED组成的回路，此时A2的正端输入电压为Vin-Rsense×I_L；同时M2的截止使R4重新加入R1，M1，R2的导电通路，A2的负端输入电压降低为

A2的正负输入端压差为 $\frac{\mathrm{VREF}\×R1}{R2+R4}-\mathrm{Rsenes}*I_L,$ 随着L1储能的消耗和放电电流I_L的逐渐减小，此压差将大于0，比较器A2输出高电平，再次实现翻转，导通M1和M2。LED驱动电路系统自动循环上述过程，实现对负载LED的滞环驱动。

上述滞环控制模式的LED驱动电路，其不足之处在于：由于内部逻辑延时、比较器上升延时和下降延时的影响，在系统输入电压Vin和输出电压Vout(即LED负载两端的压降)发生变化时，输出的到LED负载的平均电流Iavg大小会发生变化，使LED驱动电路的稳流特性较差。

具体分析如下：

根据上述的电路的工作原理，可知电感电流I_L大小被箝位在两个阈值电流：最大值Imax和最小值Imin之间，其大小为：

$I\max =\frac{V_H}{R_{\mathrm{SENSE}}}=\frac{\mathrm{VREF}}{R2}\×\frac{R1}{R_{\mathrm{SENSE}}}---\left(1\right)$

$I\min =\frac{V_L}{R_{\mathrm{SENSE}}}=\frac{\mathrm{VREF}}{R2+R4}\×\frac{R1}{R_{\mathrm{SENSE}}}---\left(2\right)$

其中，V_H为比较器A2的阈值电压最高值，V_L为比较器A2的阈值电压最低值；

理想状态下，电感电流的平均电流Iavg即流过LED的输出电流，其波形如图3所示，平均电流大小为：

$\mathrm{Iavg}=\frac{1}{2}(I\max +I\min )---\left(3\right)$

实际工作中，由于比较器以及整个系统的延时引起平均电流的变化，如图4所示。图4中Tdly1表示电流上升延时时间，Tdly2表示电流下降延时时间，Idly1表示上升延时电流增加值，Idly2表示下降延时电流增加值，可以看到上升延时与下降延时都引起了峰值电流的变化。

上限电流Imax由于延时的影响变成Imax′，下限电流Imin由于延时的影响变成Imin′时，其值为：

${I\max }^{\′}=I\max +\frac{\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout}}{L}\×\mathrm{Tdly}1---\left(4\right)$

${I\min }^{\′}=I\min -\frac{\mathrm{Vout}}{L}\×\mathrm{Tdly}2---\left(5\right)$

$\mathrm{Iavg}=\frac{1}{2}({I\max }^{\′}+{I\min }^{\′})=\frac{1}{2}[I\max +I\min +\frac{\mathrm{Vin}}{L}\×\mathrm{Tdly}1-\frac{\mathrm{Vout}}{L}\×(\mathrm{Tdly}1+\mathrm{Tdly}2)]---\left(6\right)$

可以得到，由于延时引起的输出电流变化为：

$\mathrm{\ΔIavg}=\frac{\mathrm{Vin}}{2L}\×\mathrm{Tdly}1-\frac{\mathrm{Vout}}{2L}\×(\mathrm{Tdly}1+\mathrm{Tdly}2)---\left(7\right)$

由公式(7)可以推导出Vin变化以及Vout变化时，平均电流的变化量：输入电压变化ΔVin时，输出平均电流变化：

$\mathrm{\ΔIavg}1=\frac{\mathrm{\ΔVin}}{2L}\×\mathrm{Tdly}1---\left(8\right)$

输出电压变化ΔVout时，输出平均电流变化：

$\mathrm{\ΔIavg}2=-\frac{\mathrm{\ΔVout}}{2L}\×(\mathrm{Tdly}1+\mathrm{Tdly}2)---\left(9\right)$

由公式(8)(9)可知，输入电压和输出电压变化都会对输出平均电流的大小有一定的影响，使LED驱动电路的稳流特性变差。

实际测试的结果也证实了此缺点：目前采用滞环控制方法的LED驱动电路，一般在6～30V输入电压变化时输出电流有5％～15％的变化。输出电流的变化对LED电路具有不利的影响：一方面使LED负载的电流不易控制，影响发光的稳定性；另一方面，输入和输出电压变化时输出电流如果变大，超过LED的额定电流时会严重影响LED的寿命。

为解决上述问题，本发明提供了LED驱动电路的输出电流补偿电路第一种补偿方式的电路结构如图5所示，包括阈值设定模块(10)、比较模块(11)、驱动模块(12)、开关模块(13)以及补偿模块：其中

所述的阈值设定模块(10)通过LED驱动电路的Vin端口接入LED驱动电路的外部输入电压Vin，同时阈值设定模块(10)接地，使阈值设定模块(10)在LED驱动电路上电后持续导通，所述阈值设定模块(10)包括电压跟随模块(101)，所述电压跟随模块(101)接入LED驱动电路的内部基准电压VREF且电压跟随模块(101)的输出电压始终保持等于内部基准电压VREF；

所述比较模块(11)比较阈值设定模块(10)设定的阈值电压与LED驱动电路的采样电压的大小，LED驱动电路的采样电压通过CS端口输入比较模块，采样电压为VIN与CS端口的压差，阈值电压为VIN与阈值设定模块的输出电压的压差。当LED驱动电路的采样电压小于阈值电压时，比较模块(11)的输出电压通过驱动模块(12)进行信号增强后启动开关模块(13)，当LED驱动电路的采样电压大于阈值电压时，比较模块(11)的输出电压通过驱动模块(12)进行信号增强后关断开关模块(13)；

所述的开关模块(13)通过LED驱动电路的SW端口控制LED驱动电路的外接LED电路的通断，同时通过开关模块(13)的导通或关断调节阈值设定模块(10)的电流，从而调节阈值设定模块设定的阈值电压。。

所述补偿模块(14-1)连接到LED驱动电路的Vin端口，当LED驱动电路接入外部输入电压Vin时，补偿模块(14-1)调节LED驱动电路的阈值设定模块(10)设定的阈值电压，补偿外部输入电压Vin变化对外接LED输出电流的影响。

另外一种补偿方式的电路结构如图6所示，所述补偿模块(14-2)连接到LED驱动电路的CS端口以及SNS端口，当LED驱动电路CS端口以及SNS端口连接到LED驱动电路驱动的LED两端时(即LED输出电压)，补偿模块调整LED驱动电路的阈值设定模块(10)设定的阈值电压，补偿LED驱动电路所驱动的外接LED输出电压变化对LED输出电流的影响。

其中，所述的阈值设定模块(10)包括电压跟随模块(101)以及若干电阻：所述电压跟随模块(101)由运算放大器A1和MOS管M3构成，A1的正输入端接LED驱动电路内部基准电压VREF，A1的负输入端接MOS管M3的源极，A1的输出端接M3的栅极；所述的若干电阻包括电阻R1、R2和R4，R1一端接MOS管M3的漏极，另一端作为LED驱动电路的Vin端口，R2连接M3的源极，另一端串联R4，R4接地；

其中，所述的比较模块(11)包含比较器A2，A2的负输入端接M3的漏极，A2的正输入端作为LED驱动电路的CS端口；

其中，所述的驱动模块(12)包含驱动器A3，A3的输入端接A2的输出端；

其中，所述的开关模块(13)包括MOS管M1和M2，M1和M2的栅极均连接A3的输出端，M1和M2的源极均接地，M2的漏极连接在R2与R4之间，M1的漏极作为LED驱动电路的SW端口；

其中，所述的MOS管M1、M2和M3可以为N沟道增强型MOS管，也可以将所述的MOS管M1、M2和M3替换为NPN型三极管；

由于所述LED驱动电路的阈值设定模块(10)将所述MOS管M3的源极电压V1大小钳制为恒等于LED驱动电路内部基准电压VREF，故在M2开关状态一定时，流过电阻R2的电流I2为定值。

对于第一种补偿模块(14-1)可以采用补偿电阻(14-1)，如图7所示，补偿电阻(14-1)的连接方式为：补偿电阻R3跨接所述的LED驱动电路的Vin端口和MOS管M3的源极。

所述的补偿电阻(14-1)的连接方式还可以为：从所述的MOS管M3的源极引出一端口，补偿电阻R3在LED驱动电路的外部跨接该端口和LED驱动电路的Vin端口。

如图7所示的电路，其增加补偿电阻(14-1)的补偿原理如下：

由于图7中，I1为R1上流过的电流，I2为R2上流过的电流，I3为R3上流过的电流，跟随器输出电压V1等于VREF。增加R3电阻以后，当Vin电压升高时，由于VREF不变，R3两端的压差增大，流过R3的电流I3增大，由于I2在M2开关状态一定时电流不变，并且I1＝I2-I3，流过R1的电流I1减小，使电流阈值Imax和Imin减小。当由于Imax和Imim减小引起的平均电流减小的值与Vin增大引起的平均电流增大的值相等时，输出电流随Vin改变而变化的值趋近于零，此时选择合适大小的R3电阻即可得到很好的补偿特性。R3电阻值大小计算如下：

开关M2导通状态时，

$I1=I2-I3=\frac{\mathrm{VREF}}{R2}-\frac{\mathrm{Vin}-\mathrm{VREF}}{R3},$

这样，上限电流Imax由(1)式变为Imax3，

$I\max 3=(\frac{\mathrm{VREF}}{R2}-\frac{\mathrm{Vin}-\mathrm{VREF}}{R3})\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}---\left(10\right)$

同理可得，开关M2关断时，Imin由(2)式相应变为Imin3：

$I\min 3=(\frac{\mathrm{VREF}}{R2+R4}-\frac{\mathrm{Vin}-\mathrm{VREF}}{R3})\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}---\left(11\right)$

当Vin变化ΔVin时，I3，I1，Imax3和Imin3的变化量为

$\mathrm{\ΔI}3=\frac{\mathrm{\ΔVin}}{R3}---\left(12\right)$

$\mathrm{\ΔI}1=-\frac{\mathrm{\ΔVin}}{R3}---\left(13\right)$

$\mathrm{\Δ}I\max 3=-\frac{\mathrm{\ΔVin}}{R3}\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}---\left(14\right)$

$\mathrm{\Δ}I\min 3=-\frac{\mathrm{\ΔVin}}{R3}\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}---\left(15\right)$

Vin变化时，R3补偿引起的电流变化为：

$\mathrm{\ΔIavg}3=\frac{1}{2}(\mathrm{\Δ}I\max 3+\mathrm{\Δ}I\min 3)=-\frac{\mathrm{\ΔVin}}{R3}\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}---\left(16\right)$

由(8)式可得，Vin变化时，Tdly1引起的电流变化为：

$\mathrm{\ΔIavg}1=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{\ΔVin}}{L}\×\mathrm{Tdly}1---\left(17\right)$

如果ΔIavg3＝-ΔIavg1                            (18)

Vin变化引起的平均电流变化可以调节到零。

将(16)和(17)代入(18)式，可得：

$\frac{\mathrm{\ΔVin}}{R3}\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{\ΔVin}}{L}\×\mathrm{Tdly}1---\left(19\right)$

因此，可得到R3和R1的关系：

$R3=\frac{2L}{\mathrm{Rsense}\×\mathrm{Tdly}1}\×R1---\left(20\right)$

这样，在电路中加入电阻值与R1成比例的R3电阻，可以很好的补偿Vin变化引起的平均电流的变化。例如：假设系统中L为47uH，Rsense为0.5欧姆，Tdly1为100ns，R3的值可设置为1880×R1。

当采样电阻Rsense不同时，如果R3电阻大小一定，相应调整电感L的大小，即可对各种输出电流下Vin的变化进行补偿。

其中，当采用从所述的MOS管M3的源极引出一端口作为带输出电流补偿的LED驱动电路的输出端口，补偿电阻R3在LED驱动电路的外部跨接该输出端口和LED驱动电路的Vin端口的连接方式时，电阻R3可以根据外围环境进行调节。

其中，当采用如图7所示补偿电阻R3跨接所述的LED驱动电路的Vin端口和MOS管M3的源极的连接方式时，电阻R3与R1成几千倍的比例，在线路设计中R1一般为几千欧姆，故R3的值约为几十兆欧姆，若采用集成电路，R3占据LED驱动电路的面积很大，不利于节省成本。

对于第一种补偿模块(14-1)还可以采用电流镜像模块(14-1)，如图8所示，其特征在于：所述电流镜像模块(14-1)包括电流镜像电路1、电流镜像电路2和电阻R5；

其中，所述的电流镜像电路1由两个共射极、共基极的三极管Q3和Q4构成，两管的发射极均与电源VCC相连，三极管Q3的基极与自身的集电极相连，三极管Q4的集电极与所述的LED驱动电路中MOS管M3的源极相连；

其中，所述的电流镜像电路2由两个共射极、共基极的三极管Q1和Q2构成，两管的发射极均接地，三极管Q1的基极与自身的集电极相连，三极管Q2的集电极与所述的电流镜像电路1中三极管Q3的集电极相连；

其中，所述的电阻R5跨接输入电压Vin和所述的电流镜像模块中电流镜像电路1的三极管Q1的集电极；

其中，所述的三极管Q3和Q4为PNP型三极管，三极管Q1和Q2为NPN型三极管；

图8所示的电流镜像电路模块(14-1)的补偿原理为：通过Q1，Q2组成镜像电流，以及Q3，Q4组成镜像电流，逐级减小电流，以增大流过I5的电流I5，使R5电阻减小，从而减小LED驱动电路的电阻面积。

调整Q1，Q2以及Q3，Q4的面积大小比例，令SQ1∶SQ2＝K1，SQ3∶SQ4＝K2，并且K1×K2＝K3，SQ1，SQ2，SQ3，SQ4为Q1，Q2，Q3，Q4的面积。

这样，电流 $I4=\frac{I5}{K3},$ 即：

$I4=\frac{\mathrm{Vin}-\mathrm{Vbe}}{K3\×R5}---\left(21\right)$

Vin变化ΔVin时，由于Vbe(Q1的基极-射极电压差)变化不大，可以忽略，I4电流变化为：

$\mathrm{\ΔI}4=\frac{\mathrm{\ΔVin}}{K3\×R5}---\left(22\right)$

公式(22)与式(12)相比，多了一个系数K3，经过与第一种补偿方法相同的推导，可以得到R5与R1的关系：

$R5=\frac{2L}{\mathrm{Rsense}\×\mathrm{Tdly}1\×K3}\×R1---\left(23\right)$

这样，设定K3值为10或者20可以将电阻R5减小为原来R3的1/10或者1/20。

其中，所述的三极管Q3和Q4也可以替换为P沟道MOS管M8和M9，对应连接如图9所示，其补偿原理同图8。

如图7、图8、图9所示的LED驱动电路的电流补偿电路，在LED驱动电路内部延时、采样电阻和电感确定的情况下，当LED驱动电路输入电压变化时，可以通过调节比较器A2的阈值电压，对LED驱动电路的外接LED电路中LED负载的阈值电流进行补偿，从而对输出电流进行补偿。如果采样电阻发生变化，可以调整电感大小，使得补偿程度一样。

图10为采用本发明图7、图8、图9所示的电流镜像电路补偿前后，输出电流对输入电压变化的仿真波形图，图10中，Iavg为输出电流，在6～30V范围内，电流变化25mA。Iavg3为补偿以后的电流平均值，可以看到，补偿以后，输出电流随输入电压变化很小，约1mA左右。

对于图6中的第二种补偿模块(14-2)可以采用采样镜像模块(14-2)，如图11所示，其特征在于所述的采样镜像模块(14-2)包含输出电压采样电路和电流镜像电路3；

其中，所述的输出电压采样电路由共射极、共基极的三极管Q5和Q6，以及三极管Q7和电阻R6组成；Q5和Q6相连的射极连接至LED驱动电路的CS端，Q6的集电极与自身的基极相连，使Q5和Q6组成电流镜；三极管Q7的发射极与Q5的集电极相连，Q7的基极作为所述的LED驱动电路的SNS端口连接到LED负载的负极；电阻R6跨接Q7的基极和Q6的集电极；

其中，所述的电流镜像电路3由共栅极、共源极连接的MOS管M4和M5构成，M4和M5相连的源极接地；M5的漏极与自身的栅极相连，且与所述的输出电压采样电路中MOS管Q7的漏极相连；M5的漏极与所述的LED驱动电路中MOS管M3的源极相连；

其中，所述的三极管Q5、Q6、Q7为PNP型三极管，所述的MOS管M4、M5为N沟道MOS管。

如图11所示的电流镜像电路模块(14-2)的补偿原理为：

由于所述的输出电压采样电路可采集负载LED两端的输出电压Vout的大小，并以电流的形式反映在流经电阻R6的电流I6上，转换成电流通过Q5镜像输出。M4和M5组成电流镜像电路。M5上的电流I8与I6成比例，从而改变输出电流的阈值，具体分析如下：

$I6=\frac{\mathrm{Vout}-\mathrm{Vbe}}{R6}---\left(24\right)$

$I8=\frac{I6}{K4}---\left(25\right)$

K为Q6与Q5，M4与M5的面积比例系数的乘积。

I1＝I2+I8                                        (26)

Vout变化引起的I8，I1以及阈值电流Imax以及Imin的变化值为：

$\mathrm{\ΔI}8=\frac{\mathrm{\ΔVout}}{K4\×R6}---\left(27\right)$

$\mathrm{\ΔI}1=\mathrm{\ΔI}8=\frac{\mathrm{\ΔVout}}{K4\×R6}---\left(28\right)$

$\mathrm{\Δ}I\max 6=\frac{\mathrm{\ΔVout}}{K4\×R6}\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}---\left(29\right)$

$\mathrm{\Δ}I\min 6=\frac{\mathrm{\ΔVout}}{K4\×R6}\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}---\left(30\right)$

ΔIm ax6和ΔIm in6为加入补偿以后的阈值电流变化值。

Vout变化ΔVout时，R6补偿引起的电流变化大小为：

$\mathrm{\ΔIavg}6=\frac{1}{2}(\mathrm{\Δ}I\max 6+\mathrm{\Δ}I\min 6)=\frac{\mathrm{\ΔVout}}{R6}\×\frac{R1}{\mathrm{Rsense}}---\left(31\right)$

由(9)式得到，Vout变化ΔVout时，延时Tdly1，Tdly2引起的电流变化大小为：

$\mathrm{\ΔIavg}2=-\frac{\mathrm{\ΔVout}}{2L}\×(\mathrm{Tdly}1+\mathrm{Tdly}2)---\left(32\right)$

令ΔIavg6＝-ΔIavg2，这样，延时引起的输出电流的变化被完全补偿。

将(31)和(32)式代入得到：

$R6=\frac{2L}{(\mathrm{Tdly}1+\mathrm{Tdly}2)\×\mathrm{Rsense}\×K4}\×R1---\left(33\right)$

因此，如图11所示的LED驱动电路的电流补偿电路，在LED驱动电路内部延时、采样电阻和电感确定的情况下，当LED驱动电路外接LED输出电压变化时，通过调节比较器A2的阈值电压，对LED驱动电路外接LED负载的阈值电流进行补偿，从而对LED输出电流进行补偿。如果采样电阻发生变化，可以调整电感大小，使补偿程度相同。

其中，所述的三极管Q5、Q6、Q7可以替换为P沟道MOS管，其对应连接方式同理；

其中，所述的MOS管M4、M5可以替换为NPN型三极管，对应连接方式如图12，其补偿原理同图11。

在图11、图12所示实施例中，假定外接LED电路中L为47uH，Rsense为0.5欧姆，Tdly1，Tdly2近似为100ns，K4设置为10，可通过公式(33)计算后得到R6的值。按照R6的计算结构进行仿真，仿真波形如图13所示，图13中Iavg为补偿以前输出电流随输出电压变化的波形，Iavg6为补偿以后输出电流的波形，可以看到，补偿后的结果很好地消除了输出电压变化时输出电流的变化。

本发明还可以将补偿电阻、电流镜像模块、采样镜像模块三种补偿模块组合，如将补偿电阻同采样镜像模块进行组合，或者将电流镜像模块同采样镜像模块进行组合，如图14所示。如图14所示的组合补偿电路，在输入电压变化时，补偿原理同图8；在输出电压变化时，补偿原理同图11，实现LED驱动电路的电流补偿电路补偿外部输入电压Vin变化对LED驱动电路所驱动的LED输出电流的影响或/和补偿LED驱动电路所驱动的外接LED输出电压变化对LED输出电流的影响。

如本发明所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，实际应用中需要知道LED驱动电路的输出电流补偿电路的延迟时间，根据LED驱动电路的输出电流补偿电路外接的电感和采样电阻的大小决定补偿电路元件的参数大小。如果补偿一定，当采样电阻变化时，可以调节外接电感，从而对电路进行更好的补偿。

本发明公开了滞环控制模式下LED驱动电路的输出电流补偿电路，并且参照附图描述了本发明的具体实施方式和效果。应该理解到的是：上述实施例只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，包括但不限于对采样电路和镜像的组成方式的修改、对电路的局部构造的变更(如利用本领域技术人员所能想到的技术方法替换本发明中的比较模块，对M1和M2的连接进行替换等)、对元器件的类型或型号的替换(如将M1、M2、M3分别替换为NPN型三极管等)，以及其他非实质性的替换或修改，均落入本发明保护范围之内。

Claims (20)

1.LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于包括阈值设定模块、比较模块、驱动模块、开关模块以及补偿模块，其中：

所述的阈值设定模块通过LED驱动电路的Vin端口接入LED驱动电路的外部输入电压Vin，同时阈值设定模块接地，使阈值设定模块在LED驱动电路上电后持续导通，所述阈值设定模块包括电压跟随模块，所述电压跟随模块接入LED驱动电路的内部基准电压VREF且电压跟随模块的输出电压始终保持等于内部基准电压VREF；

所述的比较模块比较阈值设定模块设定的阈值电压与LED驱动电路的采样电压的大小，LED驱动电路的采样电压通过CS端口输入比较模块，采样电压为Vin与CS端口的压差，阈值电压为Vin与阈值设定模块输出电压的压差，当LED驱动电路的采样电压小于阈值电压时，比较模块的输出电压通过驱动模块进行信号增强后启动开关模块，当LED驱动电路的采样电压大于阈值电压时，比较模块的输出电压通过驱动模块进行信号增强后关断开关模块；

所述的开关模块通过LED驱动电路的SW端口控制LED驱动电路的外接LED电路的通断，同时通过开关模块的导通或关断调节阈值设定模块的电流，从而调节阈值设定模块设定的阈值电压。

2.如权利要求1所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的补偿模块连接到LED驱动电路的Vin端口，当LED驱动电路接入外部输入电压Vin时，补偿模块调节LED驱动电路的阈值设定模块的阈值电压，补偿外部输入电压Vin的变化对LED驱动电路所驱动的外接LED电路中LED输出电流的影响。

3.如权利要求1所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的补偿模块连接到LED驱动电路的CS端口以及SNS端口，当LED驱动电路CS端口以及SNS端口连接到LED驱动电路的外接LED电路中的LED两端时，补偿模块调整LED驱动电路的阈值设定模块的阈值电压，补偿LED驱动电路所驱动的外接LED输出电压的变化对外接LED输出电流的影响。

4.如权利要求2或3所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于：

所述的阈值设定模块包括电压跟随模块以及若干电阻：所述电压跟随模块由运算放大器A1和MOS管M3构成，A1的正输入端接LED驱动电路内部基准电压VREF，A1的负输入端接MOS管M3的源极，A1的输出端接M3的栅极；所述的若干电阻包括电阻R1、R2和R4，R1一端接MOS管M3的漏极，另一端作为LED驱动电路的Vin端口，R2跨接M3的源极与M2的漏极，R4跨接M2的漏极和源极；

所述的比较模块包含比较器A2，A2的负输入端接M3的漏极，A2的正输入端作为LED驱动电路的CS端口；

所述的驱动模块包含驱动器A3，A3的输入端接A2的输出端；

所述的开关模块包括MOS管M1和M2，M1和M2的栅极均连接A3的输出端，M1和M2的源极均接地，M1的漏极作为LED驱动电路的SW端口；

所述的MOS管M1、M2和M3为N沟道增强型MOS管。

5.如权利要求2所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的补偿模块采用补偿电阻。

6.如权利要求2或3所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于：

所述的阈值设定模块包括电压跟随模块以及若干电阻：所述电压跟随模块由运算放大器A1和MOS管M3构成，A1的正输入端接LED驱动电路内部基准电压VREF，A1的负输入端接MOS管M3的源极，A1的输出端接M3的栅极；所述的若干电阻包括电阻R1、R2和R4，R1一端接MOS管M3的漏极，另一端作为LED驱动电路的Vin端口，R2跨接M3的源极与M2的漏极，R4跨接M2的漏极和源极；

所述的比较模块包含比较器A2，A2的负输入端接M3的漏极，A2的正输入端作为LED驱动电路的CS端口；

所述的驱动模块包含驱动器A3，A3的输入端接A2的输出端；

所述的开关模块包括MOS管M1和M2，M1和M2的栅极均连接A3的输出端，M1和M2的源极均接地，M1的漏极作为LED驱动电路的SW端口；

所述的MOS管M1、M2和M3为N沟道增强型MOS管；

所述的补偿模块采用补偿电阻。

7.如权利要求6所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的补偿电阻的连接方式为：补偿电阻R3跨接所述的LED驱动电路的Vin端口和MOS管M3的源极。

8.如权利要求6所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的补偿电阻的连接方式为：从所述的MOS管M3的源极引出一端口作为带输出电流补偿的LED驱动电路的输出端口，补偿电阻R3在LED驱动电路的外部跨接该输出端口和LED驱动电路的Vin端口。

9.如权利要求2所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的补偿模块采用电流镜像模块。

10.如权利要求2或3所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于：

所述的阈值设定模块包括电压跟随模块以及若干电阻：所述电压跟随模块由运算放大器A1和MOS管M3构成，A1的正输入端接LED驱动电路内部基准电压VREF，A1的负输入端接MOS管M3的源极，A1的输出端接M3的栅极；所述的若干电阻包括电阻R1、R2和R4，R1一端接MOS管M3的漏极，另一端作为LED驱动电路的Vin端口，R2跨接M3的源极与M2的漏极，R4跨接M2的漏极和源极；

所述的比较模块包含比较器A2，A2的负输入端接M3的漏极，A2的正输入端作为LED驱动电路的CS端口；

所述的驱动模块包含驱动器A3，A3的输入端接A2的输出端；

所述的开关模块包括MOS管M1和M2，M1和M2的栅极均连接A3的输出端，M1和M2的源极均接地，M1的漏极作为LED驱动电路的SW端口；

所述的MOS管M1、M2和M3为N沟道增强型MOS管；

所述的补偿模块采用电流镜像模块。

11.如权利要求10所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的电流镜像模块包括：电流镜像电路1、电流镜像电路2和电阻R5；其中：

所述的电流镜像电路1由两个共射极、共基极的三极管Q3和Q4构成，两管的发射极均与电源VCC相连，三极管Q3的基极与自身的集电极相连，三极管Q4的集电极与所述的LED驱动电路中MOS管M3的源极相连；

所述的电流镜像电路2由两个共射极、共基极的三极管Q1和Q2构成，两管的发射极均接地，三极管Q1的基极与自身的集电极相连，三极管Q2的集电极与所述的电流镜像电路1中三极管Q3的集电极相连；

所述的电阻R5跨接输入电压Vin和所述的电流镜像模块中电流镜像电路1的三极管Q1的集电极。

12.如权利要求11所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的三极管Q3和Q4为PNP型三极管，三极管Q1和Q2为NPN型三极管。

13.如权利要求11所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的三极管Q3和Q4替换为P沟道MOS管，其对应连接方式同理。

14.如权利要求11所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的的三极管Q1和Q2替换为N沟道MOS管，其对应连接方式同理。

15.如权利要求4所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的补偿模块采用采样镜像模块。

16.如权利要求2或3所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于：

所述的阈值设定模块包括电压跟随模块以及若干电阻：所述电压跟随模块由运算放大器A1和MOS管M3构成，A1的正输入端接LED驱动电路内部基准电压VREF，A1的负输入端接MOS管M3的源极，A1的输出端接M3的栅极；所述的若干电阻包括电阻R1、R2和R4，R1一端接MOS管M3的漏极，另一端作为LED驱动电路的Vin端口，R2跨接M3的源极与M2的漏极，R4跨接M2的漏极和源极；

所述的比较模块包含比较器A2，A2的负输入端接M3的漏极，A2的正输入端作为LED驱动电路的CS端口；

所述的驱动模块包含驱动器A3，A3的输入端接A2的输出端；

所述的开关模块包括MOS管M1和M2，M1和M2的栅极均连接A3的输出端，M1和M2的源极均接地，M1的漏极作为LED驱动电路的SW端口；

所述的MOS管M1、M2和M3为N沟道增强型MOS管；

所述的补偿模块采用采样镜像模块。

17.如权利要求16所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的采样镜像模块包含输出电压采样电路和电流镜像电路3；

所述的输出电压采样电路由共射极、共基极的三极管Q5和Q6，以及三极管Q7和电阻R6组成；Q5和Q6相连的射极连接至LED驱动电路的CS端，Q6的集电极与自身的基极相连，使Q5和Q6组成电流镜；三极管Q7的发射极与Q5的集电极相连，Q7的基极作为所述的LED驱动电路的SNS端口连接到LED负载的负极；电阻R6跨接Q7的基极和Q6的集电极；

所述的电流镜像电路3由共栅极、共源极连接的MOS管M4和M5构成，M4和M5相连的源极接地；M5的漏极与自身的栅极相连，且与所述的输出电压采样电路中MOS管Q7的漏极相连；M5的漏极与所述的LED驱动电路中MOS管M3的源极相连。

18.如权利要求17所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的三极管Q5、Q6、Q7为PNP型三极管，所述的MOS管M4、M5为N沟道MOS管。

19.如权利要求18所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的三极管Q5、Q6、Q7替换为P沟道MOS管，其对应连接方式同理。

20.如权利要求18所述的LED驱动电路的输出电流补偿电路，其特征在于所述的MOS管M4、M5替换为NPN型三极管，其对应连接方式同理。

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