CN101483334B - 串联igbt均压保护控制电路 - Google Patents

Abstract

串联IGBT均压保护控制电路，其结构特点是设置电压变化率控制电路和端电压箝位控制电路；电压变化率控制电路是由单向导通二极管D2、充放电电容C1和电阻R2构成，在IGBT的关断过程中，由导通的二极管D2和充电状态下的电容C1构成并联在IGBT的CG端的IGBT外部电容；在IGBT的开通过程中，电容C1以电阻R2为放电通道；所述端电压箝位电路由三极管T1、T2构成，箝位状态是以直流源通过三极管T2、二极管D3向IGBT的栅极电容充电。本发明以简单的模拟元件组成控制电路，实现了类似于标准曲线IGBT开关电压波形，在开关过程的不同阶段实现不同的电压变化率。

Description

串联IGBT均压保护控制电路

技术领域

本发明涉及IGBT控制电路，更具体地说是一种适用于高压直流输电系统中的高压变流器和基于IGBT串联的高压变频器等高压场合中的IGBT控制电路。

背景技术

绝缘栅双极型晶体管(Insolated Gate Bipolar Transistor---IGBT)，是上世纪80年代初为解决MOSFET的高导通电压、难以制成兼有高电压和大电流特性和GTR的工作频率低、驱动电路功率大等不足而出现的双机理复合器件(Double Mechanism Device)。由于它将MOSFET和GTR的优点集于一身，既具有输入阻抗高、速度快、热稳定性好，且驱动电路简单、驱动电流小等优点，又具有通态压降小、耐压高及承受电流大等优点，因此发展很快。目前IGBT的容量已超过了GTR。在电机控制、中频和开关电源，以及要求快速和低损耗的领域中，IGBT有取代MOSFET和GTR的趋势。

柔性直流输电变流器要求桥臂中的功率开关器件具有较高的耐压值(10KV-150KV)，而目前商业化生产的可控开关器件耐压值只有6000V，因此必须采用在同一桥臂串联开关器件的方法来实现高耐压值。IGBT不仅具有电压控制输入特性、低阻通态输出特性，还具有高输入阻抗、电压驱动、无二次击穿和安全工作区宽等优点，可以在众多领域替代GTR和功率MOSFET等器件，同时，由于它的结构特性，决定了它具有高速开关的能力，可以满足PWM技术的要求。

柔性直流输电换流站为电压源结构，采用PWM技术控制器件开关，而应用IGBT的电压变流器主要具有的特点包括：较高的系统工作频率、电路结构更紧凑、缓冲电路的功率损耗减小，以及驱动电路简单。

但是，由于IGBT开关器件个体的差异，IGBT的串联使用中有很多问题必须解决：

1、器件参数的差异

器件引线分布电感和级联器件的吸收电路的特性不一致，因而会导致不同的开关特性和电压尖峰，串联IGBT在关断过程中，先关断的器件要承受很高的过电压，而且会导致静态电压不平衡，在开通过程中后导通的器件要承受可能会高于正常电压数倍的过电压。而在开关器件转换的瞬间，也会表现不同的开关特性，从而会导致串联器件的动态电压失衡。

2、串联IGBT的栅极信号的延迟

信号的延迟极大地影响了电压的不平衡，栅极信号延迟不同会造成开通过程中在慢开的器件上产生电压尖峰，关断过程中先关断的器件产生过电压并造成静态电压失衡。串联IGBT的栅极信号的延迟也会导致动态电压的不平衡，栅极信号延迟不同会造成器件的开关动作不一致，开通过程中在后开通的器件上产生电压尖峰，关断过程中先关断的器件产生过电压并造成静态电压失衡。

过去几年里，高压大功率IGBT和IGCT开始应用.但其应用仍受到了较大的限制，特别是在甚高电压的设备中，串联使用显得很有必要.然而原来的功率器件串联技术不能直接用于IGBT的串联使用，因为IGBT的通常关断时间在0.3～0.5us，因此传统的均压措施是行不通的。串联联接IGBT实行均压的目的是为了保证在关断瞬间对每个IGBT的过电压保持均衡，因而要求控制电路的响应是快速的；不允许产生更多的损耗和降低系统的开关频率；同时在工程上是经济有效的。因此设计有效的均压控制电路十分必要。

串联IGBT的控制方法可分为无源吸收法、驱动信号调节法、有标准曲线的栅极主动控制法和无标准曲线的栅极主动控制法。

无源吸收法通过在IGBT两端并联RC或RCD吸收电路，限制开关过程中端电压的变化率，从而使串联器件的开关动作差异变小，降低串联器件端电压的不平衡率。但这一方法会影响串联电路的开关速度，并且产生较大的开关损耗，因此应用范围有限。

驱动信号调节方法包括同步变压器法和关断时间调节法。同步变压器法将串联IGBT的栅极通过变压器两两耦合在一起，减小驱动信号的延迟，使串联器件的开关动作趋于同步，从而减小驱动信号不一致对电压平衡的影响。此方法虽然能对驱动信号延迟造成的分压不均有较好的抑制作用，但对因器件参数的分散性引起的端电压不平衡没有任何控制效果；关断时间调节法根据串联器件端电压的不平衡率在下一个开关周期对驱动信号的下降沿进行相应的调整，此方法在出现电压不平衡现象的下一个开关周期才能起作用，控制效果有较大的延迟。

无源吸收法、驱动信号调节法都不能对续流二极管的反向恢复电压进行有效的控制。

有标准曲线的栅极主动控制方法是通过反馈回路将IGBT端电压反馈回控制电路，与给定的标准开关曲线比较，根据比较结果对IGBT栅极电压进行相应的调整。使IGBT端电压跟踪标准曲线。此方法控制电路由反馈回路、参考电压发生电路等部分组成，控制电路复杂，可靠性较差且难以实现。

无标准曲线的栅极主动控制方法包括基于稳压二极管和miller电容的动态箝位电路，基于电阻、电容和二极管的动态驱动电路等。这类控制电路都是由简单的模拟元件组成，通过向IGBT栅极注入与电压不平衡率相关的控制电流，使串联IGBT的端电压保持平衡。此类控制方法控制电路简单，易于实现。但串联IGBT的开关损耗和控制电路的控制损耗都较大。

发明内容

本发明是为避免上述现有技术存在的不足之处，提供一种串联IGBT均压保护控制电路，通过综合外部米勒(miller)电容和稳压管箝位控制方法的优点，以简单的模拟元件组成控制电路，以实现类似于标准曲线IGBT开关电压波形，在开关过程的不同阶段实现不同的电压变化率。

本发明解决技术问题采用如下技术方案：

本发明串联IGBT均压保护控制电路的结构特点是设置电压变化率控制电路和端电压箝位控制电路；

所述电压变化率控制电路是由单向导通二极管D2、充放电电容C1和电阻R2构成，在所述IGBT的关断过程中，由导通的二极管D2和充电状态下的电容C1构成并联在IGBT的CG端的IGBT外部电容；在所述IGBT的导通过程中，电容C1以电阻R2为放电通道；

所述端电压箝位电路由三极管T1、T2构成，箝位状态是以直流源通过三极管T2、二极管D3向IGBT的栅极电容充电。

本发明的结构特点也在于在所述IGBT的CE端接入串联设置的静态均压电阻R3、R4，并以电阻R3、R4的分压通过稳压管DZ向箝位电路反馈IGBT端电压。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

1、本发明控制电路由模拟元件构成，电路结构简单、易于实现，在效率和可靠性方面较之已有技术都有所提高。

2、本发明控制电路结合外部米勒电容和稳压管箝位，IGBT关断时具有两阶段电压变化率，可以在均压效果和开关损耗之间找到平衡点，IGBT的开关损耗因外部米勒电容的控制方式而小很多。同时由于IGBT的关断后期电压变化率降低，为箝位电路的控制赢得时间，使得箝位电路能更可靠地工作。

3、本发明控制电路中，箝位电路的输入电压是由分压电组提供，通过调节分压电阻的比例，箝位电路可以由单个稳压管实现，因此避免了多个稳压管串联使用可能带来的电路可靠性问题。

附图说明

图1为本发明电路原理图；

图2为本发明控制电路在saber仿真软件中的仿真图，仿真条件为直流侧电压2500V，电流125A，阻感负载；

图3为同一型号的两个IGBT串联电路开关过程的仿真电压波形。两个IGBT的驱动信号延迟200ns。

图4为同一型号的两个IGBT串联电路IGBT关断过程仿真电压波形放大图。两个IGBT的驱动信号延迟200ns。

图5为同一型号的两个IGBT串联电路IGBT开通过程仿真电压波形放大图。两个IGBT的驱动信号延迟200ns。

图6为不同型号的两个IGBT串联电路开关过程的仿真电压波形。

图7为不同型号的两个IGBT串联电路IGBT关断过程仿真电压波形放大图。

图8为不同型号的两个IGBT串联电路IGBT开通过程仿真电压波形放大图。

以下通过具体实施方式，并结合附图对本发明作进一步说明。

具体实施方式

参见图1，针对IGBT器件，设置电压变化率控制电路和端电压箝位控制电路；

图1所示，电压变化率控制电路是由单向导通二极管D2、充放电电容C1和电阻R2构成。在IGBT的关断过程中，当IGBT端电压高于电容C1上的电压时，二极管D2导通，电容C1并联接入IGBT的GC两端，充当IGBT的外部miller电容，从而使IGBT端电压上升率降低，同时由于电容C1远大于IGBT寄生miller电容，因此可忽略IGBT自身参数的不一致性，达到电压均衡的作用。开通过程中电容C1通过电阻R2放电到设定的电压变化率转折点电压值。两阶段电压变化率即保证了关断效率，又对IGBT关断过程的动态过电压也有很好的控制效果。

图1示出，IGBT端电压箝位电路由三极管T1、T2构成，在IGBT的CE端接入串联设置的静态均压电阻R3、R4，并以电阻R3、R4分压通过稳压管DZ向箝位电路反馈IGBT端电压。当IGBT端电压高于平均值一定幅度时，稳压管DZ被击穿，三极管T1、T2导通，15伏直流源通过三极管T2、二极管D3向IGBT栅极电容充电，使IGBT端电压下降至箝位电压以下。由于箝位电路的输入电压是由分压电路提供，通过调节分压电阻的比例，箝位电路可以由单个稳压管实现，以此避免多个稳压管串联使用可能带来的控制电路的工作可靠性问题。

图2为saber仿真原理图，仿真条件为直流侧电压2500V，电流125A，阻感负载。

图3为同一型号的两个IGBT串联电路在驱动信号延迟200ns条件下的开关过程仿真电压波形。由图可见IGBT的动静态均压效果良好。证明此电路对因驱动信号延迟造成的串联IGBT电分压不均有很好的控制效果。

图4为同一型号的两个IGBT串联电路在驱动信号延迟200ns条件下的关断过程仿真电压波形放大图，可见在IGBT关断时，具有明显的两阶段电压变化率，在IGBT关断末期电压能被可靠的箝位在设定值(仿真设置为1.3KV)，且电压波形无振荡现象。

图5为同一型号的两个IGBT串联电路在驱动信号延迟200ns条件下的开通过程仿真电压波形放大图，由图可见，滞后的IGBT电压能被箝位在设定的1.3KV，同时无振荡现象，且不影响IGBT的开通速度。

如图6所示为两个不同型号的IGBT串联电路在驱动信号延迟200ns条件下的开关过程仿真电压波形，由图可见IGBT的动静态均压效果良好。证明此控制电路对因串联IGBT寄生参数分散性引起的分压不均同样有很好的控制效果。

图7所示为两个不同型号的IGBT串联电路在驱动信号延迟200ns条件下的关断过程仿真电压波形放大图，可见在IGBT关断时，具有明显的两阶段电压变化率，在电压变化率转折点前，两只IGBT关断的电压变化率明显不同，但在外部miller电容并联在IGBT的gc端时，两IGBT关断的电压变化里明显趋于一致；在IGBT关断末期电压能被可靠的箝位在设定值(仿真设置为1.3KV)，且电压波形无振荡现象(工程方案1，在均压后期电压具有振荡现象，影响了系统的电磁兼容性)。

图8所示为两个不同型号的IGBT串联电路在驱动信号延迟200ns条件下的开通过程仿真电压波形放大图，由图可见，滞后的IGBT电压能被箝位在设定的1.3KV，同时无振荡现象，且不影响IGBT的开通速度。

仿真分析结果表明，该电路能在各种不同条件下满足IGBT动静态均压的要求，同时在关断后期电压变化率下降，尤其针对大功率IGBT，可大大降低其擎柱效应的可能性，提高关断效率，且电压波形无振荡，提高了串联的可靠性。

Claims (1)

1.串联IGBT均压保护控制电路，其特征是设置电压变化率控制电路和端电压箝位控制电路；

所述电压变化率控制电路是由单向导通二极管D2、充放电电容C1和电阻R2构成，所述单向导通二极管D2的阳极与IGBT的集电极连接，所述充放电电容C1和电阻R2并联后一端连接在所述单向导通二极管D2的阴极，另一端连接在IGBT的栅极；在所述IGBT的关断过程中，由导通的二极管D2和充电状态下的电容C1构成并联在IGBT的CG端的IGBT外部电容；在所述IGBT的导通过程中，电容C1以电阻R2为放电通道；

设置在所述IGBT的关断过程中，当IGBT端电压高于电容C1上的电压时，二极管D2导通，电容C1并联接入IGBT的GC两端，充当IGBT的外部miller电容；

设置在所述IGBT的导通过程中，电容C1通过电阻R2放电到设定的电压变化率转折点电压值；

所述端电压箝位电路由三极管T1、T2构成，箝位状态是以直流源Vdc2通过三极管T2、二极管D3向IGBT的栅极电容充电；所述直流源Vdc2的正极端通过电阻R7与所述三极管T2的发射极连接，所述三极管T2的基极通过电阻R8与所述三极管T1的集电极连接，所述三极管T1的集电极通过电阻R6接直流源Vdc2的正极端；三极管T1的发射极与所述直流源Vdc2的负极端连接；所述三极管T2的集电极接二极管D3的阳极，所述二极管D3的阴极接IGBT的栅极；所述直流源Vdc2的负极端与IGBT的发射极相连接；

在所述IGBT的CE端接入串联设置的静态均压电阻R3、R4，并以电阻R3、R4的分压通过稳压管DZ向箝位电路反馈IGBT端电压；所述静态均压电阻R4一端通过电阻R5接稳压管DZ的阴极，所述稳压管DZ的阳极接所述三极管T1的基极，所述电阻R4的另一端接IGBT的发射极。

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