CN101479963B - 正交频分多址消息处理方法和装置 - Google Patents

Abstract

基站接收(201)来自多个终端用户平台的OFDMA消息，所述多个终端用户平台共享在至少一个OFDMA符号中使用的所有音调。通过一种方法，基站然后使用(202)固定开始时间来从接收到的集合的多用户信号中选择毗邻样本，其中所述固定开始时间从参考时间偏移，所述参考时间包括基站预期用于接收来自所有终端用户的信号的时间。结合或者代替上述时间偏移方法，基站可以使用快速傅立叶变换来处理(204)选择的毗邻样本，并且然后提供(205)关于那些经过处理的样本的相位旋转。当应用相位旋转时，通过一种方法，相位旋转可以被应用到(401)集合的多用户信号，并且附加地，单独的相位旋转可以如在用户接用户基础上所确定的那样被应用(402)。

Description

正交频分多址消息处理方法和装置

技术领域

本发明一般地涉及正交频分多址通信。

背景技术

在本领域中正交频分多址(OFDMA)通信是公知的。这种OFDMA系统典型地利用所谓的OFDMA符号来表示数据内容。在一些情况下，(例如，与基于802.16e的OFDMA系统一样)，在一个给定的OFDMA符号中的音调被多个用户共享。这就依次导致需要对应的时间同步，因为接收基站典型地将接收包括所有当前发射终端用户平台的集合的信号。

在满足这一需要的尝试中，每个这样的终端用户平台典型地接收关于对终端用户平台的传输进行调整的基站指令(例如，经由测距练习)。这些调整旨在使所有终端用户平台的传输同步到达基站。不幸的是，尽管存在这样的调整，但是这种同步通常不会确实地发生。例如，对应于每个终端用户平台的测距误差和信道延迟扩展趋向于引起至少一定程度的非同步性。

这样的系统中的基站典型地不能在使用快速傅立叶变换处理之前分离终端用户平台的传输，并且因此必须在实质上容许这样的定时误差。然而，当该定时误差变得相对大时，这典型地不可避免地导致性能劣化。例如，即使当定时误差足够小到在对应于普通的正交频分多址协议的循环前缀间隔以内，这种劣化往往也可以被观察到。

附图说明

通过提供如下详细描述的正交频分多址消息处理方法和装置，上述的需要至少可以部分地被满足，尤其是在结合附图来研究时，其中：

图1包括根据现有技术配置的示意性的信号描述；

图2包括根据本发明的不同实施例配置的流程图；

图3包括根据本发明的不同实施例配置的示意性的信号描述；

图4包括根据本发明的不同实施例配置的流程图；以及

图5包括根据本发明的不同实施例配置的方框图。

熟练的技术人员将知道出于简单和清楚的目的对附图中的元件进行了说明，而不必要按比例来绘制这些元件。例如，附图中的一些元件的尺寸和/或相对位置相对于其它元件可能被放大从而有助于改进对本发明的不同实施例的理解。此外，在商业上可行的实施例中有用或者必需的普通的但是易于理解的元件常常不被描述，从而有利于较少地妨碍对本发明的这些不同实施例的理解。应当进一步意识到某些动作和/或步骤可以依据特定的发生顺序来描述或描绘，然而本领域技术人员将理解这种与序列有关的特性并不是实际上所要求的。还应当理解这里使用的术语和表达具有与它们对应的各自的调查和研究的领域相一致的普通含义，除非此处另外规定了其特殊的含义。

具体实施方式

一般来说，依照这些不同的实施例，基站从多个终端用户平台接收正交频分多址信号，所述多个终端用户平台共享在至少一个正交频分多址符号中使用的所有音调。通过一种方法，该基站然后使用固定开始时间从接收到的集合信号中选择毗邻样本以提供选择的毗邻样本，其中固定开始时间从参考时间偏移，该参考时间包括基站预期用于接收来自所有终端用户的消息的时间。

通过一种方法(结合或代替如上所述的时间偏移方法)基站从接收到的集合信号中选择毗邻样本，从而提供对应的选择的毗邻样本，使用快速傅立叶变换来处理这些选择的毗邻样本，并且提供关于这些处理的样本的相位旋转。通过一种方法，相位旋转可以被应用到多用户的复合信号(以对前述使用固定开始时间进行补偿)，并且此外，单独的相位旋转可以如在用户接用户的基础上所确定的那样被应用。

这些方法，单独地或者与另一个结合，表现出显著地减少了定时误差的影响。特别是，利用802.16e链路级仿真器得到的仿真结果显示使用这些方法时的误比特率与这些定时误差存在时将要发生的误比特率相比减少了。这依次导致接收机性能的相当大的改善。本领域技术人员将意识到在不要求对已经部署的终端用户平台做任何对应的物理或功能上的改变的情况下这些益处发生。

通过对下面的详细描述进行彻底的评述和研究，这些和其它的益处可以变得更清楚。然而，现在参考附图，且在更详细地讨论这些教导之前，首先进一步地阐述前述的同步问题可能会有帮助。如图1所示，尽管存在通常由现有技术系统支持的不同种类的基于测距的传输时间调整，来自不同的终端用户平台的OFDMA信号100常常(事实上，典型地)以彼此非同步的方式到达。即使当这些信号的循环前缀(CP)部分全部都至少部分地相互重叠时，这样的非同步性可以导致OFDMA系统中的接收机处理误差，在所述OFDMA系统中单独的OFDMA符号中的音调被多个用户共享并且接收机只能看到由所有发射终端用户平台组成的集合信号。

现在参考图2，根据这些教导的过程200提供了用于在本领域中公知的OFDMA基站处接收来自多个终端用户平台的信号201，所述多个终端用户平台共享在至少一个OFDMA符号中使用的所有音调。通过一种方法，该过程200然后准备使用202固定开始时间来从接收到的集合信号中选择毗邻样本，以提供选择的毗邻样本。通过一种方法，且即刻参考图3，固定开始时间303从参考时间301偏移一个偏移值Δ302，该参考时间包括基站预期用于接收来自所有终端用户的信号300的时间。

再次参考图2，通过一种方法该偏移值可以包括相对静止的值，如可以由系统管理员设置或由基站或其它系统资源计算的值。通过另一方法该偏移值可以从多个候选偏移值203之间选择。在典型的OFDMA应用设置中，发射的消息每一个将部分地包括循环前缀。因此，必要时，该偏移值可以被选择为一个函数，该函数至少部分地是关于循环前缀长度，已知的、计算的、测量的或者估计的系统测距误差、和/或最大信道延迟中的一个或多个的函数。

必要时，结合或者代替前述的偏移方法，该过程200可以选择性地进一步准备利用快速傅立叶变换来处理204选择的毗邻样本以提供处理的样本，然后提供205关于这些处理的样本的相位旋转。在应用设置中，其中该过程200包括偏移值方法的使用，并且现在参考图4，相位旋转的提供可以包括首先将对应于偏移值的相位旋转应用到所有终端用户平台以对已经使用上述的固定开始时间进行补偿。

然后基站可以应用402单独的相位旋转，该单独的相位旋转对应于在用户接用户(user-by-user)基础上确定的时间延迟。这可以包括，例如，将单独的相位旋转确定为，至少部分地为，单独地与每一个终端用户平台对应的定时误差估计的函数。这可以例如通过使用线性回归来确定单独地与每一个终端用户平台对应的定时误差估计(多个)来完成。

本领域技术人员将会理解上面所描述的过程利用各种各样的可用的和/或容易配置的平台来容易地实现，所述平台包括本领域公知的部分地或全部地可编程平台，或者可以被期望用于一些应用的专用目的平台。现在参考图5，将提供这样的平台的示例性方法。

在该示例性实施例中，OFDMA基站500在相关的部分中包括，可操作地耦合到接收机502的处理器501，以及第一和第二存储器503和504。接收机502用于接收前述的集合形式的OFDMA信号。第一存储器503用于存储这样的信号。第二存储器504用于存储前述的共享的固定开始时间。

如此被配置，处理器501可以被配置和布置(例如，经由适当的编程)用于使用共享的固定开始时间来从接收到的集合消息中选择毗邻样本，以提供作为结果而产生的选择的毗邻样本。该处理器501可以进一步被配置和布置用于使用快速傅立叶变换来处理这些选择的毗邻样本，以提供作为结果产生的经过处理的样本，然后提供关于这些处理的样本的相位旋转(如果必要，再次如上所述)。

本领域技术人员将会认识和理解，这样的OFDMA基站500可以由如图5所示的例示所建议的多个物理上截然不同的元件组成。然而，也可能将该例示看作包括逻辑视图，在这种情况下这些元件中的一个或多个(诸如，例如，第一和第二存储器503和504)可以经由共享平台来启用和实现。还将理解这样的共享平台可以包括全部地或至少部分地可编程平台，如在本领域中公知的。

出于说明和示例的目的，并且通过进一步阐述而不意在损失任何一般性的方式，现在考虑如在基站接收机处所看到的具有不同定时误差的两个终端用户平台。接收到的基带信号可以表示为： $y\left(t\right)=(x^{\left(1\right)}(t+{\mathrm{\τ}}_1)e^{j2\mathrm{\πf}(t+{\mathrm{\τ}}_1)}+x^{\left(2\right)}(t+{\mathrm{\τ}}_2)e^{j2\mathrm{\πf}(t+{\mathrm{\τ}}_2)})e^{-j2\mathrm{\πft}}$

$=x^{\left(1\right)}(t+{\mathrm{\τ}}_1)e^{j{\mathrm{\φ}}_1}+x^{\left(2\right)}(t+{\mathrm{\τ}}_2)e^{j{\mathrm{\φ}}_2}$ 其中x⁽¹⁾(t)和x⁽²⁾(t)为时域移动信号；τ₁和τ₂表示终端用户平台1和2的定时偏移；φ₁和φ₂为由于定时误差带来的相关的相位偏移。在离散时域中，接收到的信号可以表示为： $y_k=x_{k+{\mathrm{\τ}}_1}^{\left(1\right)}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_1}+x_{k+{\mathrm{\τ}}_2}^{\left(2\right)}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_2}$

当偏移的大小在循环前缀间隔之内时，由于OFDM符号的循环特性，用于第n个音调的软正交幅度调制(QAM)符号可以被表示为： ${\tilde{s}}_n=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}k}$ $=\frac{1}{N}\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}[e^{j{\mathrm{\φ}}_1}\underset{i=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i^{\left(1\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{k+{\mathrm{\τ}}_1}{N}i}}+e^{j{\mathrm{\φ}}_2}\underset{i=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i^{\left(2\right)}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k+{\mathrm{\τ}}_2}{N}i}]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}k}$ $={\mathrm{\δ}}_n^1{e}^{j{\mathrm{\φ}}_1}{s}_n^{\left(1\right)}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{N}n}+{\mathrm{\δ}}_n^2{e}^{j{\mathrm{\φ}}_2}{s}_n^{\left(2\right)}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{{\mathrm{\τ}}_2}{N}n}$ 其中δ_n ¹和δ_n ²等于1或者0，用来表示第n个音调是否分别地被分配到第一或第二终端用户平台；并且如果第n个音调被任一个终端用户平台(虽然不是其中两者都被用于非空分多址系统的情况)使用，则s_n ⁽¹⁾和s_n ⁽²⁾是该第n个音调上的QAM符号。这表示当定时误差在循环前缀的范围内时，快速傅立叶变换的正交性被保持并且只有所期望的音调上的相位旋转存在，其是音调索引n以及由τ₁和τ₂的符号确定的旋转方向的线性函数。

当定时偏移的大小大于循环前缀时，针对当前的OFDMA符号的快速傅立叶变换处理的样本输入将典型地包含来自一个或多个邻近的OFDMA符号的一部分样本。理论上来说，这将引起如符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)的干扰。例如，出于简单起见考虑OFDM接收机并且假设第m个OFDM符号的样本为：r＝[y_τ(m)，y_τ+1(m)，…，y_N-1(m)，y₀(m+1)，y₁(m+1)，…，y_τ-1(m+1)]其中第一N-τ个样本来自当前的OFDM符号，其余的τ个样本来自第(m+1)个OFDM符号。然后，第m个OFDM符号的第n个音调可以被表示为： ${\tilde{s}}_n\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_k\left(m\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}k}$ $=\frac{1}{N}\underset{k=\mathrm{\τ}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(m\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}(k-\mathrm{\τ})}+\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{\mathrm{\τ}-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k(m+1)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}(k+N-\mathrm{\τ})}$ $=\frac{1}{N}\underset{k=\mathrm{\τ}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i\left(m\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{k}{N}i}\right]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}(k-\mathrm{\τ})}+\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{\mathrm{\τ}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i(m+1)e^{j2\mathrm{\π}\frac{k}{N}i}\right]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}(k-\mathrm{\τ})}$ $=\frac{N-\mathrm{\τ}}{N}{s}_n\left(m\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\τ}}{N}n}+\frac{1}{N}\underset{i=0,i\≠n}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i\left(m\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\τ}}{N}n}\underset{k=\mathrm{\τ}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{i-n}{N}k}$ $+\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{\mathrm{\τ}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i(m+1)e^{j2\mathrm{\π}\frac{k}{N}i}\right]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}(k-\mathrm{\τ})}$

可以很容易地看到，对于给定的偏移τ，第一项是以与音调索引n成比例的相位缩放和旋转的所期望的部分，而第二和第三项是由自身OFDM符号产生的干扰，其包括前述的载波间干扰，和由邻近的OFDM符号产生的干扰，其包括前述的符号间干扰。

如上所述，在测距的帮助下(其中以特定基站为目标的所有终端用户平台信号尝试在同一时间到达)，通过对开始于参考时刻的固定偏移Δ处的快速傅立叶变换处理取N个样本，可以获得OFDMA基站的校正定时，所有终端用户平台试图与所述参考时刻的固定偏移Δ校准。该固定偏移Δ用于测距误差补偿。当在一个给定的系统中的最大信道延迟扩展是循环前缀减去2Δ(即，CP-2Δ)，被取来用于快速傅立叶变换处理的N个样本的块将典型地不包含其它OFDMA符号间隔中的样本，并且因此没有明显的ISI和/或ICI发生。换句话说，可以实现OFDMA接收机校正定时。

参数Δ被优选为最大可容许的系统定时误差。如果信道延迟扩展非常小并且可以忽略不计，Δ可以为循环前缀的一半，以最大化测距误差容限。另一方面，如果Δ可以由于较好的测距性能而被减小，则该循环前缀可以被缩短以降低对应的在任何OFDM系统中固有的循环前缀的开销。在实际的实施中，该固定偏移Δ可以是在基站处可编程的，以适应不同的应用场景。

如上所述，也可以在快速傅立叶变换处理步骤之后针对每个音调执行相位旋转。理论上来说，可能存在两种相位旋转(尽管必要时，这些教导将随时允许将这两种旋转组合成单一步骤)，其中第一相位旋转(对应于固定偏移Δ)被应用于所有音调，且另一相位旋转是基于终端用户平台并且与单独的终端用户平台的定时误差相关联。

在完成了快速傅立叶变换处理之后用于所有音调的第一相位旋转可以被表示为：Φ_k＝exp(j2π(CP-Δ)k/N)用于遍及所有数据音调的音调k。每个终端用户平台的第二相位旋转可以被表示为：ψ_k＝exp(j2πτ_mk/N)用于音调k，如果该音调被终端用户平台m使用其中CP对应于循环前缀，且τ_m为与终端用户平台m相关联的定时误差。根据τ_m的符号，每个终端用户平台的相位旋转或者是逆时针的，或者是顺时针的。下一个步骤是估计单独的移动定时误差τ_m。这可以例如，通过使用消息/分组/符号前导码(例如在AAS(自适应天线系统)AMC(自适应调制和编码)模式中)、导频符号(例如，在802.16e中的PUSC(子信道部分使用)模式)，或类似的。

对于任何给定的定时误差τ_m，相位旋转是音调索引的线性函数。一般来说，如果在已知数据音调间的相位差由y_i表示且由x_i表示相关联的音调索引，那么定时误差估计就转换为寻找一条线y＝bx+a，使得该线与所有(y_i，x_i)对之间的距离是“最小的”。数学上来说，这可以表示为： $\underset{b,a}{\min }\left\{\underset{i=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{|y_i-({\mathrm{bx}}_i+a)|}^2\right\}$ 其中，Q为频散中的点的数目，或者在定时误差估计中使用的前导码或导频符号的数目。通过求解下面的方程可以容易地获得解决方案： $\left\{\begin{array}{c}\frac{\∂\underset{i=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{|y_i-({\mathrm{bx}}_i+a)|}^2}{\∂b}=0\\ \frac{\∂\underset{i=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{|y_i-({\mathrm{bx}}_i+a)|}^2}{\∂a}=0\end{array}\right.$

因此得到： $\left\{\begin{array}{c}b=\frac{L_{\mathrm{xy}}}{L_{\mathrm{xx}}}\\ a=\stackrel{\‾}{y}-b\stackrel{\‾}{x}\end{array}\right.$ 其中： $\stackrel{\‾}{x}=\frac{1}{Q}\underset{i=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i$ $\stackrel{\‾}{y}=\frac{1}{Q}\underset{i=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i$ $L_{\mathrm{xy}}=\underset{i=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}(x_i-\stackrel{\‾}{x})(y_i-\stackrel{\‾}{y})$ $L_{\mathrm{xx}}=\underset{i=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{(x_i-\stackrel{\‾}{x})}^2$ 因此估计的定时误差为τ_m＝Nb/2π。

在一些应用设置中，如当使用802.16e中的PUSC模式时，前导码是不可用的并且导频密度相对地高。在这样的情况下，仅通过使用每个瓦片(tile)的导频符号可以简化定时误差估计。例如，每一个PUSC瓦片在音调-时间网格中包含12个位置，并且这与12个QAM符号相对应。这些符号中的4个被用于导频，该导频以二进制相移键控(BPSK)来调制，以及剩余的8个位置被用于数据，该数据可以是正交相移键控(QPSK)的、16QAM、64QAM符号、或类似符号。对于上行链路PUSC排列，一个时隙被定义为6个“瓦片”(tile)，其中每一个瓦片由频域中的4个邻近的子载波组成，在时域中跨过3个邻近的OFDMA符号持续时间。一个子信道中的6个瓦片的6个物理位置典型地将在每个时隙随机地改变。该有效的音调跳频有利于小区间干扰的减轻。由于该音调跳频，对单独的终端用户平台的定时误差估计可以基于每一个使用对应的导频符号的瓦片。

作为示范，可以针对一个瓦片中的4个导频位置确定接收到的信号和已知导频符号之间的相位差：其中t为瓦片索引，且k＝1，2，3和4表示一个瓦片中的导频位置。其中

表示在瓦片t的位置k处接收到的导频符号的共轭。这样对特定的终端用户平台的定时误差估计可以表示为：其中T为与终端用户平台m对应的全部瓦片的数目。

本领域技术人员将会了解和认识到这些教导提供了一个相对灵活和有效的方法来提高接收机的性能，而不必要求对现有技术中的接收同步性能做同样的改进。这样在不要求对已经被采用的终端用户平台作任何伴随的修改的情况下，允许应用和获得这些教导和益处。

本领域技术人员将会认识到，在不偏离本发明的精神和范围的前提下，参考上面所描述的实施例可以进行各种各样的修改、改变、和组合，并且这样的修改、改变、和组合被视为在本发明概念的范围内。

Claims (15)

1.一种正交频分多址OFDMA消息处理方法，包括：

通过OFDMA基站接收来自多个终端用户平台的信号，所述多个终端用户平台共享在至少一个正交频分多址符号中使用的所有音调；

通过所述OFDMA基站使用固定开始时间来从接收到的集合信号中选择毗邻样本，以提供选择的毗邻样本，其中所述固定开始时间从参考时间偏移，所述参考时间包括所述基站预期用于接收来自所有终端用户的信号的时间。

2.权利要求1所述的方法，进一步包括：

从多个候选偏移值中选择所述偏移。

3.权利要求2所述的方法，其中所述信号包括循环前缀，并且其中从多个候选偏移值中选择所述偏移包括将所述偏移选择为，至少部分地是下述至少之一的函数：

循环前缀的长度；

系统测距误差；以及

最大信道延迟。

4.权利要求1所述的方法，进一步包括：

使用快速傅立叶变换来处理所选择的毗邻样本，以提供经过处理的样本；

提供针对所述经过处理的样本的相位旋转。

5.权利要求4所述的方法，其中提供针对所述经过处理的样本的相位旋转包括：

将对应于所述偏移的相位旋转应用到所有所述终端用户平台，以对使用所述固定开始时间进行补偿；

应用对应于在用户接用户基础上确定的时间延迟的单独的相位旋转。

6.权利要求5所述的方法，其中应用在用户接用户基础上的单独的相位旋转包括针对每一个终端用户平台将所述单独的相位旋转确定为，至少部分地是单独对应于每一个终端用户平台的定时误差估计的函数。

7.权利要求6所述的方法，其中针对每一个终端用户平台将所述单独的相位旋转确定为，至少部分地是单独对应于每一个终端用户平台的定时误差估计的函数包括使用线性回归来确定单独对应于每一个终端用户平台的所述定时误差估计。

8.一种正交频分多址基站，包括：

接收机；

第一存储器，可操作地耦合到接收机，并且所述第一存储器将从多个终端用户平台接收到的信号存储在其中，所述多个终端用户平台共享在至少一个正交频分多址符号中使用的所有音调；

第二存储器，将共享的固定开始时间存储在其中，其中所述共享的固定开始时间从参考时间偏移，所述参考时间包括所述基站预期用于接收所述信号的时间；

处理器，可操作地耦合到所述接收机、所述第一存储器、和所述第二存储器，并且所述处理器被配置和布置用于使用所述共享的固定开始时间来从接收到的集合的信号中选择毗邻样本，以提供选择的毗邻样本。

9.权利要求8所述的正交频分多址基站，其中所述偏移是从多个候选偏移值中选择的。

10.权利要求9所述的正交频分多址基站，其中所述接收到的信号包括循环前缀，并且其中所述偏移是从多个候选偏移值中、至少部分地作为下述至少之一的函数而选择的：

循环前缀的长度；

系统测距误差；以及

最大信道延迟。

11.权利要求8所述的正交频分多址基站，其中所述处理器被进一步配置和布置用于：

使用快速傅立叶变换来处理所述选择的毗邻样本，以提供经过处理的样本；

提供针对所述经过处理的样本的相位旋转。

12.权利要求11所述的正交频分多址基站，其中所述处理器被进一步配置和布置用于通过下述操作提供针对所述经过处理的样本的相位旋转：

将对应于所述偏移的相位旋转应用到多用户复合信号，以对使用所述固定开始时间进行补偿；

应用对应于在用户接用户基础上确定的时间延迟的单独的相位旋转。

13.权利要求12所述的正交频分多址基站，其中所述处理器被进一步配置和布置用于通过针对每一个恢复的单一用户信号将所述单独的相位旋转确定为，至少部分地是单独对应于每一个终端用户平台的定时误差估计的函数，来应用在用户接用户基础上的单独的相位旋转。

14.权利要求13所述的正交频分多址基站，其中所述处理器被进一步配置和布置用于通过使用线性回归确定单独对应于每一个终端用户平台的所述定时误差估计，来针对每一个用户将所述单独的相位旋转确定为，至少部分地是单独对应于每一个恢复的单一用户信号的定时误差估计的函数。

15.权利要求8所述的正交频分多址基站，其中所述处理器包括用于使用固定开始时间来从所述接收到的集合的信号中选择毗邻样本的装置，其中所述固定开始时间从参考时间偏移，所述参考时间包括所述基站预期用于接收来自所有终端用户的信号的时间。

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