CN101442269A

CN101442269A - 三电平升压逆变器

Info

Publication number: CN101442269A
Application number: CNA2008100421626A
Authority: CN
Inventors: 高飞; 李鹏飞; 潘俊民
Original assignee: Shanghai Jiaotong University
Current assignee: Shanghai Jiaotong University
Priority date: 2008-08-28
Filing date: 2008-08-28
Publication date: 2009-05-27
Anticipated expiration: 2028-08-28
Also published as: CN101442269B

Abstract

一种电力电子领域的三电平升压逆变器，本发明中，由第一二极管与第一电容组成的支路与第二电容与第二二极管组成的支路并联后与第二开关管并联，组成开关电容网络，第三开关管与第四开关管相连，第五开关管与第六开关管相连，第三开关管与第四开关管组成的支路与第五开关管与第六开关管组成的支路并联组成单相逆变桥网络，开关电容网络产生多电平电压传输给逆变桥网络，从第三开关管与第四开关管相连的部分引出结头与输出滤波电感相连，输出电感与输出电容的一端相连，输出电容两端并接负载，输出电容两端的电压即为输出电压。本发明在实现直流电压向多级电平电压转换的同时，还实现了有效的直流电压升压，且升压能力显著、升压变比可调。

Description

三电平升压逆变器

技术领域

本发明涉及一种电力电子技术领域的装置，具体是一种三电平升压逆变器。

背景技术

逆变技术(DC-AC变换)能将蓄电池、太阳能电池和燃料电池等其他新能源转化的电能变换成交流电能与电网并网发电，并且多电平逆变器能够提供电压较高、容量较大的逆变电源，在很多场合已经得到了广泛应用，在实现了高电压、大容量的同时，其性能也比普通两电平逆变器有了很大的提高(如：输出波形好、器件承受的电压应力小、开关损耗低等)，成为人们研究的热点课题。三电平逆变器是多电平逆变器中最简单、最实用的一种。与两电平逆变器相比，三电平拓扑结构的主要优点是：器件具有两倍的正向阻断电压能力，能够减少谐波和系统损耗；从输出性能指标来看，三电平的开关频率是两电平的1/5，电压变化率比两电平降低一半；主电路电流中含有的脉动成分少，转矩脉动和电磁噪声低。多电平逆变器的基本拓扑结构可以分为三类：二极管箝位型多电平逆变器(Diode-Clamped Multilevel Inverter)、飞跨电容型多电平逆变器(Flying-Capacitor Multilevel Inverter)和级联多电平逆变器(CascadedMultilevel Inverter)，其中，以二极管中点箝位型三电平逆变器拓扑结构最为常用。

经过对现有技术文献检索发现，刘娜的论文《基于DSP控制的三电平逆变器的研究[D].》(山东大学.硕士学位论文.2007.)，该文中提出了采用动态调整电压空间矢量法正负矢量作用时间解决传统的二极管箝位型三电平逆变器直流侧电容电压不平衡问题。其不足在于电路拓扑结构仍较为复杂，使用了大量的开关管和箝位电容才能达到三电平逆变的效果。

发明内容

本发明的目的是针对上述现有技术的不足，提出了一种三电平升压逆变器，使用一种新的拓扑结构将直流电压转换成逆变电路所需的多电平电压，有效的提高了直流电压侧的电压利用率。在实现直流电压向多级电平电压转换的同时，本发明还实现了有效的直流电压升压功能，且比起传统的升压电路升压能力显著、升压变比可调。电路中的两个电容的值比起传统的逆变器的直流侧电容要小，且两个电容同时充电或放电，或者是两个电容串联起来向负载供电，确保直流侧电容电压不会出现不均衡的现象，有利于改善输出波形。

本发明是通过如下技术方案实现的，本发明包括：电源U_i，第一电感L1、第一开关管S1、二极管D、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6、输出滤波电感L、输出电容C，其中：

第一二极管D1与第一电容C1串联，第一二极管D1的阴极与第一电容C1的阳极相连，第二电容C2与第二二极管D2串联，第二电容C2的阴极与第二二极管D2的阳极相连，第一二极管D1与第一电容C1组成的支路与第二电容C2与第二二极管D2组成的支路并联后与第二开关管S2并联，组成开关电容网络，二极管D的阴极与此开关电容网络相连，二极管D的阳极与第一电感L1相连，第一电容C1的阴极与电源U_i的负极相连，第一开关管S1的一端与第一二极管D1的阳极相连，另一端与电源U_i的负极相连；

第三开关管S3与第四开关管S4相连，第五开关管S5与第六开关管S6相连，第三开关管S3与第四开关管S4组成的支路与第五开关管S5与第六开关管S6组成的支路并联组成单相桥式逆变网络，第三至第六开关管S3、S4、S5、S6均反并联一个二极管；

在第三开关管S3与第四开关管S4组成的支路中，从第三开关管S3与第四开关管S4相连的部分引出结头与输出滤波电感L相连，输出滤波电感L与输出电容C的一端相连，输出电容C两端并接负载R_L，输出电容C两端的电压U_O即为输出电压；

在第五开关管S5与第六开关管S6组成的支路中，从第五开关管S5与第六开关管S6相连的部分引出结头与输出电容C的负极相连。

在第一二极管D1与第一电容C1组成的支路中，第一二极管D1的阳极与二极管D的阴极相连，阴极与第一电容C1相连，第一二极管D1和第一电容C1的连接点引出结头与第三开关管S3和第五开关管S5相连，第一电容C1的另一端接到输入电源U_i的负极。

在第二二极管D2与第二电容C2组成的支路中，第二电容C2的一端与第一二极管D1的阳极、二极管D的阴极相连，另一端与第二二极管D2的阳极相连，第二二极管D2和第二电容C2的连接点引出结头与第四开关管S4和第六开关管S6相连，第二二极管D2的阴极与输入电源U_i的负极、第一电容C1相连。

上述两个支路组成的开关电容网络能够输出多级电平电压，其中第一二极管D1和第一电容C1的连接点为输出电压正极，第二二极管D2和第二电容C2的连接点为输出电压负极。

所述开关电容网络形成多级电平电压，将多级电平电压输入到单相桥式逆变网络，单相桥式逆变网络中，第三开关管S3与第四开关管S4构成一个桥臂，第五开关管S5与第六开关管S6构成一个桥臂，第三开关管S3、第五开关管S5同为上桥臂，第四开关管S4、第六开关管S6同为下桥臂，多级电平电压的正极输入接到第三开关管S3、第五开关管S5的连接点处，多级电平电压的负极输入接到第四开关管S4、第六开关管S6的连接点处。单相桥式逆变网络是电路在实现正弦波调制的同时，将多级电平电压翻转极性，保证可以输出正弦波电压的负半周。

所述开关电容网络能够起到倍压的效果，其中，第一电容C1、第二电容C2在工作过程中始终是同时充放电，或者是两个电容串联起来向负载供电，保证了整个工作过程中不会出现电容上电压不均衡的现象。此电容均衡分压情况，有利于改善输出电压的波形，且有利于控制。

所述第一二极管D1、第二二极管D2，其规格参数相同。

所述第一电容C1、第二电容C2，其规格参数相同。

所述第一开关管S1，开关频率大于10KHz，较高的开关频率可以减小第一电感L1体积，减少第一电感L1电流纹波，同时可以减少输出电压的纹波。

所述第二至第六开关管S2、S3、S4、S5、S6的开关频率大小和相位均与第一开关管S1保持一致。

所述第二开关管S2的占空比小于第一开关管S1的占空比。

本发明输出交流正弦波的过程包括两部分：交流正弦波的正半周输出和负半周输出，其中，开关管的控制方式具体如下：

输出交流正弦波的正半周时，第一开关管S1工作在恒定的频率下，第二开关管S2为正弦调制波与上半部分的三角载波进行SPWM调制的结果，为保证S2的占空比小于第一开关管S1的占空比，只要保证调制波在上半部分三角波载波交割下的最大占空比小于等于第一开关管S1的最大占空比即可。第三开关管S3为正弦调制波与下半部分的三角载波进行SPWM调制的结果。第四开关管S4和第五开关管S5在正弦调制波10ms的半周期内保持关断状态，第六开关管S6在此阶段始终保持开通状态。此部分可完成输出交流正弦波的正半周输出，输出时间为10ms。

输出交流正弦波的负半周时，第一开关管S1、第二开关管S2保持上述的控制方式。第五开关管S5为正弦调制波与负半周上半部分的三角载波进行SPWM调制的结果。第三开关管S3和第六开关管S6在正弦调制波第二个10ms半周期内保持关断状态，第四开关管S4在此阶段保持开通状态。此部分可完成输出交流正弦波的负半周输出，输出时间为10ms。

上述两个部分的控制方式轮流作用，可保证稳定的交流正弦波输出。

本发明在输入电感L1电流工作在连续状态下的情况，在输出交流正弦调制波10ms的一个半周期内(正半周或负半周均适用)，按照时间顺序分为三个工作阶段(三个工作阶段构成了一个正弦波的半周)，划分标准是依照正弦调制波与两个三角载波交割情况来区分的。其中第一阶段中正弦调制波与低电平的三角载波进行交割，第二阶段中正弦调制波与高电平的三角载波进行交割，第三阶段与第一阶段情况一致。第一个工作阶段中，电路包括了四种工作模态分别为工作模态一、二、三、四。第二个工作阶段中，电路包括了三种工作模态分别为工作模态三、四、五。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：本发明在不提高对器件要求的同时，有效地利用直流侧电压，通过开关电容网络将直流侧电压转换为多级电平电压，同时本发明本身还具有较大的升压能力，可用于太阳能发电和燃料电池发电，无论是独立发电系统还是并网发电系统，都可以通过本发明一级升压+多电平逆变，将较低的电池电压升至我们需要的交流输出电压。本发明能够将较低的光伏电池电压(72Vdc)经过一级变换提升到并网交流电压(单相220Vac)，有效地简化电路拓扑、提高系统效率。

附图说明

图1为本发明的拓扑结构图；

图2为本发明中各开关管的控制方法；

图3为本发明的工作模态一的电路图；

图4为本发明的工作模态二的电路图；

图5(a)为本发明工作模态三的电路图，图5(b)为本发明的工作模态三的等效电路图；

图6(a)为本发明的工作模态四的电路图，图6(b)为本发明的工作模态四的等效电路图之一，图6(c)为本发明的工作模态四的等效电路图之二；

图7为本发明的工作模态五的电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示，本实施例包括：电源U_i，第一电感L1、第一开关管S1、二极管D、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6、输出滤波电感L、输出电容C，其中：

在第三开关管S3—第四开关管S4支路中，从第三开关管S3与第四开关管S4相连的部分引出结头与输出滤波电感L相连，输出滤波电感L与输出电容C的一端相连，输出电容C两端并接负载R_L，输出电容C两端的电压U_O即为输出电压；

在第五开关管S5—第六开关管S6支路中，从第五开关管S5与第六开关管S6相连的部分引出结头与输出电容C的负极相连。

在第一二极管D1与第一电容C1组成的支路中，第一二极管D1的阳极与二极管D的阴极相连，阴极与第一电容C1相连，第一二极管D1和第一电容C1的连接点引出结头与第三开关管S3和第五开关管S5相连，第一电容C1的另一端接到输入电源U_i的负极；

在第二二极管D2—第二电容C2支路中，第二电容C2的一端与第一二极管D1的阳极、二极管D的阴极相连，另一端与第二二极管D2的阳极相连，第二二极管D2和第二电容C2的连接点引出结头与第四开关管S4和第六开关管S6相连，第二二极管D2的阴极与输入电源U_i的负极、第一电容C1相连。

本实施例的工作条件为：

额定输入电压为60V—90V，额定输出交流电压有效值为220V；额定输出电流为1A；额定功率为200W；输出电阻R_L为242Ω；输入电感L₁为2mH；第一电容C1与第一电容C2都选择47μf/200V的电解电容；输出电容C选择1μf/1000V的CBB电容(聚丙烯电容)电容，输出滤波电感L为1mH；开关管S1—S6均为FQA14N30，开关频率为20kHz；二极管D、第一二极管D1、第二二极管D2都选择BYR29-600。

本实施例中采用三角载波PWM(脉宽调制)调制方法控制六个开关管，即通过载波和调制波进行比较来获得功率器件的开关状态，本实施例中采用三角载波PWM法中的消谐波PWM法(SHPWM)。

如图2所示，本实施例中开关管的控制方式具体如下：

本实施例的第一输入电感L1工作在电流连续状态下，在第六开关管S6为恒通、第四、第五开关管S4、S5恒断开的情况下，可以分为五种工作模态，以下对本实施例的五种工作模态进行详细的说明。输出交流正弦调制波10ms的一个正半周期内的五种工作模态中，第三开关管S3、第五开关管S5、第六开关管S6自带反并联的二极管均未使用到，故在图3—图7中省略了这三个开关管的二极管。

1、工作模态一：如图3所示，第一开关管S1导通，第二开关管S2，第三开关管S3均断开，二极管D、第一二极管D1、第二二极管D2均截止。此时，电源U_i加在电感L1上，使得电感L1上的I_L1电流线性增加。由于第三开关管S3关断，流过负载的电流通过在第四开关管S4上的反并联二极管续流。

2、工作模态二：如图4所示，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3均关断。二极管D、第一二极管D1、第二二极管D2均导通。此时电源U_i与第一电感L1分别通过第一二极管D1、第二二极管D2对第一电容C1、第二电容C2充电。加在第一电感L1上的电压为U_i—U_C1，2。而U_i<U_C1.2，故第一电感L1上的电流I_L线性减小。此时a，b两端的电压U_ab＝U_C1.2。

3、工作模态三：如图5(a)所示，第一开关管S1导通，第二开关管S2断开，第三开关管S3导通。此时，电源U_i加在电感L1上，使得电感L1上的I_L1电流线性增加。

开关电容网络与负载部分的等效电路图如附图5(b)所示，第一电容C1与第二二极管D2串联，并且与第二电容C2与第一二极管D1串联形成的支路并联。在第一电容C1—第二二极管D2支路中，第二二极管的阴极与第一电容C1的一端相连。在第二电容C2—第一二极管D1支路中，第一二极管D1的阳极与第二电容C2的一端相连。因为第三开关管S3与第六开关管S6均为导通状态，故第一电容C1、第二电容C2分别通过第二二极管D2、第一二极管D1向负载R_L供电。

4、工作模态四：如图6(a)所示，第一开关管S1、第二开关管S2均断开，第三开关管S3导通。此种工作模态下等效的电路图如图6(b)和图6(c)所示。

如图6(b)所示，第一二极管D1、第二二极管D2、二极管D均导通，电源U_i与第一电感L1、二极管D串联后分别通过第一二极管D1、第二二极管D2向第一电容C1、第二电容C2充电。如图6(c)所示，电源U_i与第一电感L1、二极管D串联后，经过第一开关管D1、第二开关管D2向负载供电。

5、工作模态五：如图7所示，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第六开关管S6均导通。电源U_i加在电感L1上，使得电感L1上的I_L1电流线性增加。二极管D被短路，第一二极管D1与第二二极管D2分别被第一电容C1、第二电容C2上的电压+U_C1、+U_C2钳制关断。此时第一电容C1与第二电容C2串联，第一电容C1、第二电容C2规格参数相同时，可以认为U_C1＝U_C2＝U_C1，2在第一二极管D1—第一电容C1支路接头a与第二电容C2—第二二极管D2支路接头b两端的电压U_ab＝U_C1+U_C2＝2U_C1.2。

在第三阶段，电路所呈现的工作模态与第一阶段的相同。在这里不作赘述。

在正弦调制波的负半周中，第三开关管S3、第六开关管S6的工作状态分别与第五开关管S5、第四开关管S4相对换。即第三开关管S3、第六开关管S6始终保持断开，第四开关管S4始终保持开通。第五开关管S5控制方式的与第二阶段的第三开关管S3相同。第二开关管S2的控制方式与附图2中相同。在此输出正弦调制波的负半周，同样根据正弦波与三角载波的交割情况可以分为三个工作阶段，只是此时第四开关管S4恒通，根据第五开关管S5和第二开关管S2的状态同样分为五个工作模态，与正弦调制波正半周阶段基本对称，在此不作赘述。

本实施例的控制脉冲通过TI公司生产的DSP(数字信号处理器)TMS320LF2407控制发出。正弦交割的脉宽通过查表法实现，由于DSPTMS320LF2407无内嵌正弦表，在开关频率较高的情况下，查表法是值得推荐的。由于正弦波正负半周对称，只需建立等时间间隔的正半周数据表即可。20K的开关频率，对应10ms的正弦半周，建立一组200个数据量的正弦数据。

在控制过程中，添加系数调节升压变比，可以调节逆变电压幅值。利用我们确定的这些系数来改变正弦表值，根据新得到的正弦表来改变电路模态，同时控制电路工作在不同的阶段。其中，要注意第二开关管S2的占空比要小于等于第一开关管S1的占空比。

本实施例中，输出电压为交流有效值220V左右，相对的输入直流电压范围在60V—90V之间，对应的第一开关管S1的占空比为75％—60％之间。负载在从0.05A到额定负载(1A)变化的过程中，输出交流电流与电压的THD值均小于5％。经过本实例证明，本实施例的逆变器的效率高，在负载如上的变化过程中，效率始终保证在85％以上。

本发明在通过使用较少的元器件实现三电平逆变的同时，还实现了较大的升压。相比起其他多电平电路，有着结构简单、实现容易的优点。

Claims

1、一种三电平升压逆变器，包括：电源(Ui)，第一电感(L1)、第一开关管(S1)、二极管(D)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)、第六开关管(S6)、输出滤波电感(L)、输出电容(C)，其特征在于，第一二极管(D1)与第一电容(C1)串联，第一二极管(D1)的阴极与第一电容(C1)的阳极相连，第二电容(C2)与第二二极管(D2)串联，第二电容(C2)的阴极与第二二极管(D2)的阳极相连，第一二极管(D1)与第一电容(C1)组成的支路与第二电容(C2)与第二二极管(D2)组成的支路并联后与第二开关管(S2)并联，组成开关电容网络，二极管(D)的阴极与此开关电容网络相连，二极管(D)的阳极与第一电感(L1)相连，第一电容(C1)的阴极与电源(U_i)的负极相连，第一开关管(S1)的一端与第一二极管(D1)的阳极相连，第一开关管(S1)的另一端与电源(U_i)的负极相连；

第三开关管(S3)与第四开关管(S4)相连，第五开关管(S5)与第六开关管(S6)相连，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)组成的支路与第五开关管(S5)与第六开关管(S6)组成的支路并联组成单相桥式逆变网络，第三至第六开关管(S3)、(S4)、(S5)、(S6)均反向并联一个二极管；

在第三开关管(S3)与第四开关管(S4)支路中，从第三开关管(S3)与第四开关管(S4)相连的部分引出结头与输出滤波电感(L)相连，输出滤波电感(L)与输出电容(C)的一端相连，输出电容(C)两端并接负载(RL)，输出电容(C)两端的电压U_o即为输出电压；

在第五开关管(S5)与第六开关管(S6)组成的支路中，从第五开关管(S5)与第六开关管(S6)相连的部分引出结头与输出电容(C)的负极相连。

2、根据权利要求1所述的三电平升压逆变器，其特征是，所述第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)、第六开关管(S6)的开关状态，采用三角载波PWM调制方法进行控制。

3、根据权利要求1或2所述的三电平升压逆变器，其特征是，所述第一开关管(S1)，其开关频率大于10KHz。

4、根据权利要求1或2所述的三电平升压逆变器，其特征是，所述第二至第六开关管(S2、S3、S4、S5、S6)的开关频率大小和相位均与第一开关管(S1)保持一致。

5、根据权利要求1或2所述的三电平升压逆变器，其特征是，所述第二开关管(S2)，其占空比小于等于第一开关管(S1)的占空比。

6、根据权利要求1所述的三电平升压逆变器，其特征是，在所述第一二极管(D1)与第一电容(C1)组成的支路中，第一二极管(D1)的阳极与第二开关管(S2)的一端相连，阴极与第一电容(C1)相连，第一二极管(D1)和第一电容(C1)的连接点引出结头与第三开关管(S3)和第五开关管(S5)相连，第一电容(C1)的另一端接到输入电源(U_i)的负极；

在第二二极管(D2)与第二电容(C2)组成的支路中，第二电容(C2)的一端与第一二极管(D1)的阳极相连，另一端与第二二极管(D2)的阳极相连，第二二极管(D2)和第二电容(C2)的连接点引出结头与与第四开关管(S4)和第六开关管(S6)相连，第二二极管(D2)的阴极与输入电源(U_i)的负极、第一电容(C1)相连。

7、根据权利要求1或6所述的三电平升压逆变器，其特征是，所述第一二极管(D1)、第二二极管(D2)其规格参数相同。

8、根据权利要求1或6所述的三电平升压逆变器，其特征是，所述第一电容(C1)、第二电容(C2)，其规格参数相同。

9、根据权利要求1或6所述的三电平升压逆变器，其特征是，所述第一电容(C1)、第二电容(C2)在工作过程中始终是同时充放电，或者两个电容串联起来向负载供电。

10、根据权利要求1所述的三电平升压逆变器，其特征是，所述开关电容网络形成多级电平电压，将多级电平电压输入到单相桥式逆变网络，单相桥式逆变网络中，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)构成一个桥臂，第五开关管(S5)与第六开关管(S6)构成一个桥臂，第三开关管(S3)、第五开关管(S5)同为上桥臂，第四开关管(S4)、第六开关管(S6)同为下桥臂，多级电平电压的正极输入接到第三开关管(S3)、第五开关管(S5)的连接点处，多极电平电压的负极输入接到第四开关管(S4)、第六开关管(S6)的连接点处。