CN101441259B - 一种全球定位系统接收机的自辅助跟踪系统及其跟踪方法 - Google Patents

Abstract

一种用于全球定位系统接收机的自辅助跟踪系统及其跟踪方法，其方法包括：预测目标卫星的多普勒频偏，利用处于跟踪卫星的信息对预测的多普勒和预测多普勒频偏变化率进行修正，利用修正后的预测多普勒频偏控制载波NCO代替载波跟踪环结合码环实现对目标卫星的跟踪。这种自辅助跟踪方法在预先获取卫星导航电文的前提下，仅需要一颗处于跟踪状态的卫星进行多普勒修正，不需要其他信息辅助，在整体计算量增加不大的基础上，能够大幅度提高跟踪灵敏度。真实数据测试表明，本方法对于动态不高的信号的跟踪灵敏度可以超过-160dBm。且结构简单，所需硬件资源非常有限，易于实现和移植。

Description

一种全球定位系统接收机的自辅助跟踪系统及其跟踪方法

技术领域

本发明涉及全球卫星定位与导航领域，特别是一种用于全球定位系统接收机的跟踪技术领域。

背景技术

全球卫星定位与导航系统，例如全球定位系统(GPS)，包括一组发送GPS信号的一个卫星星座(又被称为Navstar卫星)，该GPS信号能被接收机用来确定该接收机的位置。卫星轨道被安排在多个平面内，以便在地球上任何位置都能从至少四颗卫星接收该种信号。更典型的情况是，在地球上绝大多数地方都能从六颗以上卫星接收该种信号。

每一颗GPS卫星所传送的GPS信号都是直接序列扩频信号。商业上使用的信号与标准定位服务(SPS)有关，而且被称之为粗码(C/A码)的直接序列二相扩频信号，在1575.42MHz的载波下，具有每秒1.023兆码片的速率。伪随机噪声(PN)序列长度是1023个码片，对应于1毫秒的时间周期。每一颗卫星发射不同的PN码(Gold码)，使得信号能够从几颗卫星同时发送，并由一接收机同时接收，相互间几乎无干扰。术语“卫星星号”和这个PN码相关，可以用以标示不同的GPS卫星。

GPS的调制信号是导航电文(又被称为D码)和PN码的组合码。导航电文的速率为每秒50比特。D码的基本单位是一个1500比特的主帧，主帧又分为5个300比特的子帧。其中子帧一包含了标识码，星种数据龄期，卫星时钟修正参数信息。子帧二和子帧三包含了实时的GPS卫星星历(ephemeris)，星历是当前导航定位信息的最主要内容。利用子帧一至子帧三的信息即可以实现定位，完成定位的基本任务。子帧四和子帧五包含了1-32颗卫星的健康状况，UTC校准信息和电离层修正参数及1-32颗卫星的历书(almanac)。历书是卫星星历参数的简化子集，用于预测相对于接收机的可见卫星及其多普勒频偏。历书每12.5分钟广播一次，寿命为一周，可延长至2个月。

对某颗卫星的信号实现跟踪是全球定位系统接收机进行伪距测量进而实现定位解算的前提。跟踪灵敏度是度量全球定位系统接收机跟踪能力乃至全球定位系统接收机整体性能的重要指标。GPS系统设计保证了在空旷天空的情况下，GPS接收机接收到的卫星信号大于-130dBm。但是城市峡谷、密林、高架乃至室内等卫星信号遮挡严重情况下，卫星信号的强度往往低于-155dBm甚至-160dBm。然而跟踪灵敏度的高低直接决定了全球定位系统接收机在上述下定位的性能甚至是否可用。早期的商用GPS接收机的跟踪灵敏度大概在-150dBm左右。而现代接收机的最高水平在-157dBm～-161dBm，且达到这样的指标往往是以百万计的相关器的硬件规模为代价的。如何提高跟踪灵敏度同时保证硬件规模在可以接收的范围内是全球定位系统接收机的一个核心技术。

GPS基带芯片是GPS接收机中处理基带信号的芯片，是整个GPS接收机的核心。本发明的各种方法均在GPS基带芯片中实现。为方便起见，本发明中“接收机”均指“GPS基带芯片”。

图1描述了一个典型的全球定位系统接收机实现定位解算的方法。已知四颗卫星的位置101以及这四颗卫星和接收机之间的伪距102，即可以通过所谓“伪距观测方程”计算出接收机的位置103和接收机时间相对卫星时间的误差值，完成了定位解算的工作。

图2描述了一个典型的GPS接收机定位流程。图2所示过程是从接收机上电初始化201开始，直至解算出接收机位置206结束。通常接收机上电后进入捕获状态202，搜索视线内的卫星、该卫星的载波频率和PN码的码相位。这个状态下对载波频率的搜索是粗糙的，通常在数百赫兹的量级。之后进入频率牵引状态203，把本地频率牵引到和卫星载波频率相差几个赫兹的量级。完成频率牵引后，接收机进入跟踪状态204，完成帧同步，进而进入解调电文状态205。本发明专注的自辅助跟踪方法适用于跟踪204过程。进一步地，将载波上调制的电文解调出来用于在随后的解算状态206下计算接收机位置。

图3描述了一个经典的DLL载波环和码环的结构。这种结构可以比较清楚的分成载波环和码环两个部分。从GPS射频前端获取的中频信号进入GPS基带模块后被分成两路，经过乘法器301/302和由载波数控振荡器(以下称载波NCO)305复现的本地载波通过Sin映射单元303和Cos映射单元304映射生成的两路互相正交的载波信号分量分别相乘，进行下变频。其结果输入到相关器组306中，和由码发生器311生成的本地C/A码进行相关。相关的具体过程本领域内熟知人员都应了解，在此不再赘述。进一步地，相关器组的结果输出给码鉴相器307进行鉴相。鉴相值经过码滤波器308滤波，和载波环的输出乘以比例因子312相加后输出给码NCO 310，以控制本地C/A码的频率，即控制码发生器313的生成本地C/A的速率。可见相关器组、码鉴相器、码滤波器、码NCO和码发生器共同组成了码环。比例因子312为1/1540，这是由载波频率和C/A频率之间的比例关系决定的。

另一方面，相关器组的结果同时输出给载波鉴相器314进行鉴相。其鉴相结果(如相位误差)通过载波滤波器313进行滤波，进而输出给载波NCO 305控制本地复现载波的频率。而本地复现载波的频率改变通过Sin/Cos映射单元304生成的正交载波分量和接收中频信号进行相乘，从而完成对环路的调整。可见相关器组306、载波鉴相器314、载波滤波器313、载波NCO 305、Sin/Cos映射单元303/304和乘法器301/302共同组成了载波环。

这种结构简单实用，因而被很多经典接收机所采用。虽然有很多改型，但基本都是对码滤波器308和载波滤波器313的阶数和系数针对不同的应用进行微调，基本的结构都是类似的。但是该结构由于锁相环本身的性能限制，导致其在极低信噪比时的跟踪能力有限。通常使用这种结构的接收机的跟踪灵敏度很难超过-152dBm。

图4描述了利用FFT频率估计实现载波跟踪的已有设计结构。可以看到该结构和图3所示的结构很类似。特别是由相关器组406、码鉴相器407、码滤波器408、码NCO 410(码数控振荡器)和码发生器411共同组成的码环和图3所示的码环是完全相同的。不同处在于该结构利用FFT 413对相关器组的输出进行快速傅立叶变换(FFT)，从而获得对载波频率的估计，进而以载波频率估计值更新载波NCO 405频率。其他部分和图3所示结构均相同。

这种结构能够很好的改善接收机的跟踪灵敏度，通常使用这种结构接收机的跟踪灵敏度能够达到-157dBm。但是这种环路结构复杂，快速傅立叶变换(FFT)运算需要大量的硬件资源，功耗也相当可观。同时长时间积分引入的多普勒误差会恶化频率估计的精度，导致跟踪灵敏度不能进一步提高。另外该方法无法获得载波相位信息，定位精度不高。

图5描述了一个利用扩展卡尔曼滤波实现载波跟踪已有设计的结构示意图。该方案是已有设计中性能比较突出的一种。可以看到该结构和图3、图4所示的结构很类似。特别是由相关器组506、码鉴相器507、码滤波器508、码NCO 510(码数控振荡器)和码发生器511共同组成的码环和图3、图4所示的码环是完全相同的。不同处在于该结构利用扩展卡尔曼滤波器(EKF)511对相关器组的输出进行滤波和估计，获得载波的频率和相位的估计，进而以这些估计值更新载波NCO 505的频率，其他部分和图3、图4所示结构都相同。

这种结构能够很好的改善接收机的跟踪灵敏度，通常使用这种结构接收机的跟踪灵敏度能够达到-157dBm甚至更高。同时该结构可以对载波相位进行测量，也可以解调导航电文，相对图3、图4的结构优势明显。但是这种环路结构复杂，EKF包含大量的矩阵运算，硬件难以实现，功耗也相当可观。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种对全球定位系统接收机自辅助跟踪系统，以提高跟踪通道在极低信噪比下的进行自辅助跟踪性能。

本发明的又一目的在于提供一种对全球定位系统接收机自辅助跟踪的方法，以提高跟踪通道在极低信噪比下的进行自辅助跟踪性能。

本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，所述自辅助跟踪方法包含以下步骤：依据卫星星历计算卫星位置和速度；利用接收机获取用户位置和速度；依据所述卫星位置和速度以及所述用户位置和速度来计算目标卫星的预测多普勒频偏；依据跟踪状态卫星的跟踪多普勒频偏和所述预测多普勒频偏计算预测多普勒频偏的修正值；依据所述预测多普勒频偏的修正值修正所述目标卫星的预测多普勒频偏；依据修正的所述目标卫星的预测多普勒频偏更新载波数控振荡器频率，并获得码环辅助量以辅助码环跟踪。

其中所述卫星星历是从所述卫星导航电文中解调获得。

其中所述卫星星历通过外部辅助网络GSM或CDMA或WIFI通信网络获取的导航电文中获得。

其中所述用户位置和速度在有效卫星大于等于三颗时由接收机直接解算获得，在有效卫星小于三颗时由接收机利用先前有效定位的位置和速度外推获得。

其中所述用以用户外置和速度在有效卫星小于三颗时，利用外部辅助传感器获得。

其中所述用以计算目标卫星的预测多普勒频偏是通过计算卫星和用户的相对速度获得。

其中计算所述预测多普勒修正值至少需要一颗卫星处于跟踪状态。

其中所述计算预测多普勒修正值包含以下步骤：计算所有处于跟踪卫星的载噪比；获取所述载噪比最高的卫星；根据本地载波的频率计算所述卫星的跟踪多普勒频偏；依据所述卫星位置和速度以及所述用户位置和速度计算所述卫星的预测多普勒频偏；计算该卫星的跟踪多普勒频偏和所述预测多普勒频偏的差值；将所述差值进行平滑处理，获得预测多普勒频偏修正值。

其中所述平滑处理利用的平滑缓存的长度和预测多普勒频偏的修正值成正比。

其中对所述差值求平均值进行平滑处理，或对所述差值进行加权平均处理，其中权值和跟踪的载噪比成正比。

其中用预测载波多普勒频偏直接更新载波数控振荡器频率的更新速率值和环路稳定度成正比和功耗成反比。

其中利用所述预测载波多普勒频偏值对载波数控振荡器更新的更新频率值是由所述预测多普勒频偏更新值根据更新速率插值获得。

其中所述码环的辅助量由相邻两次载波多普勒频率的差值获得，或由预测载波多普勒频偏变化率乘以比例因子获得。

其中所述的比例因子为伪随机码速率和载波频率之比值。

其中进一步包括将所述差值存入平滑缓存前对进行差值保护，若预测多普勒频偏和跟踪多普勒差值超过门限则将其抛弃。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。一种全球定位系统接收机的自辅助跟踪系统，包括：一多普勒预测器，依据卫星星历获取的卫星位置和速度，以及利用接收机获取的用户位置和速度来预测多普勒频偏；一载波数控振荡器，接收所述多普勒频偏，生成相应的本地载波多普勒频偏，所述本地载波多普勒频偏经由映射单元后与两路正交信号相乘进行载波剥离；一相关器组接收载波剥离后的伪随机码信号和本地伪随机码相关以产生相关值；所述相关值依次经过码鉴相器鉴相和码滤波器滤波后，获得跟踪目标卫星伪随机码和本地伪随机码之间的相位误差估计；一码数控振荡器，接收相位误差估计以及由比例因子处理的载波多普勒频偏，产生和跟踪目标卫星的伪随机码频率相位一致的本地伪随机码。

其中所述多普勒预测器依据跟踪状态卫星的跟踪多普勒频偏和所述预测多普勒频偏计算预测多普勒频偏的修正值；

其中所述多普勒预测器依据所述预测多普勒频偏的修正值修正所述目标卫星的预测多普勒频偏；

其中所述多普勒预测器依据修正的所述目标卫星的预测多普勒频偏更新载波数控振荡器频率，并获得码环辅助量以辅助码环跟踪。

其中所述卫星星历是从所述卫星导航电文中解调获得。

其中所述卫星星历通过外部辅助网络GSM或CDMA或WIFI通信网络获取的导航电文中获得。

其中所述用户位置和速度在有效卫星大于等于三颗时由接收机直接解算获得，在有效卫星小于三颗时由接收机利用先前有效定位的位置和速度外推获得。

其中所述用以用户外置和速度在有效卫星小于三颗时，利用外部辅助传感器获得。

其中所述用以计算目标卫星的预测多普勒频偏是通过计算卫星和用户的相对速度获得。

其中计算所述预测多普勒修正值至少需要一颗卫星处于跟踪状态。

其中所述的比例因子为伪随机码速率和载波频率之比值。

借由上述技术方案，本发明多通道跟踪方法至少具有下列优点：

本发明由于在预先获取卫星导航电文的前提下，仅需要一颗处于跟踪状态的卫星进行多普勒修正，不需要其他外部传感器辅助，所以结构简单系统成本低。

本发明由于使用预测多普勒并加以修正的方法更新载波环，避免了极低信噪比是引入大量噪声，所以对于动态不高的信号的跟踪灵敏度可以大大提高。实验证明对于动态不高的信号可以实现超过-160dBm的跟踪灵敏度。

本发明由于使用预测多普勒并加以修正的方法更新载波环，避免了引入扩展卡尔曼等方法的大量实时计算，所以环路结构简单，计算量小，方便移植到已有设计中，功耗也大大降低。

本发明由于对预测多普勒进行了修正，所以降低了对预测多普勒的精度要求，方便实现，同时跟踪的精度和灵敏度大大提高。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是典型的全球定位系统接收机实现解算定位的示意图；

图2是典型的GPS接收机定位流程；

图3是经典的DLL载波环和码环的结构示意图；

图4是利用FFT频率估计实现载波跟踪的已有设计结构示意图；

图5是利用扩展卡尔曼滤波实现载波跟踪已有设计的结构示意图；

图6是本发明提出的自辅助跟踪的结构示意图；

图7是本发明实现自辅助跟踪的流程图；

图8是本发明计算预测多普勒修正值的流程图。

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的无线定位方法的具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。

图6描述本发明提出的自辅助跟踪的结构。和图3、图4以及图5所示的结构类似，相关器组606、码鉴相器607、码滤波器608、码NCO610和码发生器611共同组成了码环。这部分结构和功能和图3、图4以及图5所示的码环是完全相同的。但是不同于图3、图4以及图5所示的结构，充当载波环功能的是一个独立的多普勒预测器613和一个载波数控振荡器(载波NCO)605。

接收机接收到的信号首先和载波NCO 605产生的本地载波经过sin603单元和Cos 604单元映射之后的两路正交信号相乘601/602后完成载波剥离。其载波剥离后的结果输入给相关器组606和码发生器611产生的本地伪随机码进行相关。相关值经过码鉴相器607和码滤波器608获得接收跟踪卫星伪随机码和本地复现伪随机码之间的相位误差的估计，进而反馈控制码NCO 610使之产生和接收伪随机码频率相位均一致的本地伪随机码序列。而载波NCO 605是由多普勒预测单元613预测估计出的载波多普勒频偏直接控制的，其载波NCO产生的本地载波的频率和载波多普勒频偏的估计值直接相关。同时，载波多普勒频偏的估计值还进一步通过一个比例因子处理后和所述相位误差的估计一起控制控制码数控振荡器(码NCO)610。比例因子是伪随机码速率和载波频率之比值，对于L1频率和C/A码而言，比例因子为1/1540。

虽然上述的结构表面上和图3、图4和图5所示的结构类似，实际上该结构的载波环是开环的。其多普勒预测单元613不是通过相关器组的输出经过不同类型的滤波和估计获得载波环更新量，而是通过计算卫星和用户之间的相对速度并加以修正之后获得该卫星的载波多普勒，进而利用载波多普勒直接控制载波NCO 605生成包含相应多普勒的本地载波。多普勒预测单元613所需信息都是接收机在一定条件下自助获得的，不需要额外的传感器辅助，因此被称为自辅助跟踪。多普勒预测单元613的具体工作细节将在图7中详细描述。

图7描述了本发明提出的自辅助跟踪的实现流程。首先利用星历计算卫星的位置和速度701。利用星历计算卫星位置和速度的方法在GPS的用户接口文档(GPS-ICD-200)中已经有详细的叙述，在此不再赘述。用以计算星历可以是由通过解调该卫星的导航电文获得。由于星历的有效期为四个小时，在四个小时内获取该卫星的导航电文并将其保存下来是易于实现的。在某些极端的情况下直接解调该卫星的导航电文比较困难，如接收机刚刚开机，某些卫星由于遮挡严重信噪比极低而导致电文无法解调。在这种情况下，接收机仍可以通过外部辅助网络，如GSM、CDMA、WIFI等通信网络辅助获取导航电文。

进一步地，获取用户的位置和速度702。如果当前有效卫星数目大于等于3时，接收机则可以通过定位解算精确获得用户的位置和速度。若当前有效卫星小于3时，接收机可以通过上次定位时获得的用户位置和速度进行外推来获得当前用户的位置和速度(如该外推可采用现有的称为dead reckoning的算法)。特别的，当接收机动态不高时，如用户处于步行状态，用户速度可以近似认为是零。用户位置和速度的精度对自辅助跟踪的性能有一定影响，但是这种影响较小，即一定范围内的误差是可以忍受的。如果存在额外的速度传感器进行辅助，则能够进一步改善自辅助跟踪的精度，但是这类的外部速度传感器不是必须的。

进一步地，计算目标卫星的预测多普勒703。已知卫星位置和速度以及用户的位置和速度计算卫星多普勒频偏有很多种方法。例如方法一直接利用卫星的速度获得卫星多普勒频偏，如下式：

$f_d=\frac{v_d}{c}f=\frac{({\stackrel{\→}{v}}_u-{\stackrel{\→}{v}}_s)\·\stackrel{\→}{l}}{c}f=({\stackrel{\→}{v}}_u-{\stackrel{\→}{v}}_s)\·\stackrel{\→}{l}\×5.2514=\left[\begin{array}{ccc}{v}_{d1}& v_{d2}& v_{d3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{l}_1\\ l_2\\ l_3\end{array}\right]\×5.2514$

其中

为用户速度矢量，为卫星接收矢量，

为用户到卫星的方向矢量，该矢量可以由卫星位置和用户位置获得。

或者如方法二，根据相邻时刻卫星和用户的相对距离的变化获得卫星多普勒频偏。设t1时刻的卫星位置为satx1、saty1、satz1，用户位置为xu1、yu1、zu1。则t1时刻的卫星与用户的距离为：

$r1=\sqrt{{(\mathrm{satx}1-\mathrm{xu}1)}^2+{(\mathrm{saty}1-\mathrm{yu}1)}^2+{(\mathrm{satz}1-\mathrm{zu}1)}^2}$

t2时刻的卫星位置为satx2、saty2、satz2，用户位置为xu2、yu2、zu2，t2时刻的卫星与用户的距离为：

$r2=\sqrt{{(\mathrm{satx}2-\mathrm{xu}2)}^2+{(\mathrm{saty}2-\mathrm{yu}2)}^2+{(\mathrm{satz}2-\mathrm{zu}2)}^2}$

则t1到t2时刻，卫星与用户的平均相对速度为v＝(r2-r1)/(t2-t1)

多普勒频偏为： $f_d=\frac{v}{c}f=\frac{r2-r1}{t2-t1}\×5.2514$

第一种方法计算量稍大，但预测的多普勒较为精确。而第二种方法计算简单，不需要计算卫星速度，但预测多普勒精度稍差，特别是实时性较差。本发明的一个较优实施例使用方法一预测多普勒，本发明的一个较优实施例使用方法二预测多普勒。

进一步地，计算预测多普勒修正值704。接收机至少需要一颗处于跟踪状态的卫星用以计算预测多普勒修正值。该步骤的基本思想是计算处于跟踪状态卫星的跟踪多普勒和预测多普勒的差值经过平滑后作为预测多普勒的修正值。这里平滑处理即可以简单的求平均值，也可以加权平均，其中权值和跟踪的载噪比成正比。具体如本发明的一个较佳实施例使用简单的求所有处于跟踪状态卫星在多个检测时间点上的跟踪多普勒和预测多普勒的差值的平均的方法实现平滑。本发明的另一个较佳实施例首先每个检测时间点上的寻找跟踪信噪比最高的卫星跟踪多普勒和预测多普勒的差值，进而求多个时间点的跟踪多普勒和预测多普勒的差值时域平均的方法进行平滑。本发明的另一个较佳实施例首先每个检测时间点上的以跟踪卫星的信噪比为权重求所有跟踪卫星的跟踪多普勒和预测多普勒的加权平均值，进而求多个检测时间点上的加权平均值再做时域平均的方法进行平滑。接收机至少需要一颗处于跟踪状态卫星进行修正值的计算。这样的要求对于绝大多数接收机应用场合是易于实现的。计算预测多普勒修正值的详细过程将在图8中详细描述。

进一步地，利用预测多普勒修正值修正各个目标卫星的预测多普勒705。这里进行修正就是简单的将其差值减去，例如对于参考卫星而言，跟踪出的多普勒为1000Hz，预测出的多普勒为1200Hz，则修正值为200Hz，对于其他卫星，如果预测出的多普勒为800Hz，则修正后的预测多普勒为600Hz。随后利用修正后的预测多普勒直接控制载波NCO605生成包含预测多普勒的本地载波，同时生成码环的辅助量来辅助码环跟踪706。码环的辅助量由相邻两次载波多普勒频率的差值或由预测的载波多普勒变化率乘以比例系数获得。比例系数对于L1波段C/A码而言为1/1540，对于其他波段其他码率的信号，可以用码频率/载波频率获得。更新的速率可调，更新量(包括载波更新量和码环辅助量)根据不同的更新速率内插获得，具体而言若更新速率为1Hz/s即每秒更新一次目标卫星的预测多普勒，某次预测的多普勒增量为2Hz，则在每1ms的更新环路过程中，更新的多普勒增量为2/1000＝0.002Hz。提高更新速度能够一定程度上改善环路的稳定性，即对于相同信噪比的信号而言，提高更新速度能够一定程度上改善码环相位(或频率)振动误差，延长维持跟踪的时间，但也会带来功耗的提高。本发明的一个较优实施例使用1ms的更新间隔，着重提高环路稳定度。本发明的另一个较优实施例使用20ms的更新间隔，降低功耗。完成一次修正后即进入下一轮的环路更新的运算。

图8描述了本发明计算预测多普勒修正值的流程。首先计算所有处于跟踪状态的卫星的载噪比801。术语“载噪比”被定义为载波与噪声谱密度之比(“carrier-to-noise density ratio”，即载波功率与噪声功率谱密度的比)C/N₀

C/N₀＝(SNR)(B)[ratio-Hz]

由于扩频信号的信噪比SNR在解扩前后差别很大，因而，将信噪比SNR归一化到1Hz带宽内，从而得到一个与带宽相关联的信噪比作为衡量信号强度的标准。适用于GPS接收机的载噪比估计有很多方法，在本发明的一个较优实施例中是通过如下的公式进行估计，但并不限定必须采用下述方法：

${\mathrm{WBP}}_k={\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}(I_i^2+Q_i^2)\right)}_k$

${\mathrm{NBP}}_k={\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{I}_i\right)}_k^2+{\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_i\right)}_k^2$

${\mathrm{NP}}_k=\frac{{\mathrm{NBP}}_k}{{\mathrm{WBP}}_k}$

其中I为某通道同向采样信号，Q为某通道正交项采样信号，K＝50，M＝20。

进一步地，寻找载噪比最高的卫星802，并计算该卫星的跟踪多普勒频偏803。跟踪多普勒可以通过其跟踪环路复现的本地载波的频率获得(这里载波NCO产生的多普勒频偏即是复现的本地载波)。进而计算该卫星的预测多普勒频偏803。计算预测多普勒频偏的过程和图7中所示的701～703过程是完全一致的。

进一步地，计算跟踪多普勒频偏和预测多普勒频偏的差值805，并经过差值保护806后存储平滑缓存807。差值保护是将跟踪多普勒频偏和预测多普勒频偏的差值限定在一定的范围内，其中所述误差保护范围跟晶振的最大频移(其真实频率和标称频率之间的差值)成正比。例如假设晶振的最大频偏为500Hz，则可将跟踪多普勒频偏和预测多普勒频偏的差值限定在正负1KHz之内，抛弃掉由于预测多普勒频偏错误造成的奇异值，该奇异值是和真实值偏离较大的值，如超过了可能的多普勒频偏范围(如正负5KHz)。平滑缓存FIFO用以存储计算获得的跟踪多普勒频偏和预测多普勒频偏的差值，用以平滑获得最后的修正值。平滑缓存的长度越长(即开辟的存储空间)则预测多普勒修正值越精确，但是占用的硬件资源也越多。

最后对平滑缓存中存储的跟踪多普勒频偏和预测多普勒频偏进行平滑，获得最终的预测多普勒修正值。完成一次修正量的计算之后即进入下一轮的修正量的运算。

尽管本发明的方法和装置是参照GPS卫星来描述的，但应当理解，这些原理同样适用于采用假卫星(pseudolites)或卫星与假卫星的组合的定位系统。假卫星是一种基于地面的发射机，它传播调制在L频段在波信号上PN码(与GPS信号相似)，并且通常是与GPS时间同步的。每一发射机可以被赋予一个独特的PN码，从而允许由远端接收机进行识别。假卫星用在这样的情况下，即，来自轨道卫星的GPS信号缺失，如隧道、矿山、建筑物或者其他的封闭区及明显遮挡。这里所使用的术语“卫星”包括假卫星或假卫星的等效，而这里所使用的术语GPS信号包括来自假卫星或者假卫星等效的类似GPS的信号。

在前面的讨论中，本发明是参照美国全球定位系统(GPS)来描述的。然而，应当理解，这些方法同样适用于类似的卫星定位系统，如俄罗斯的格洛纳斯(Glonass)系统，欧洲的伽利略(Galileo)系统和中国的北斗1及北斗2系统。所使用的术语“GPS”还包括这样一些卫星定位系统，如俄罗斯的格洛纳斯(Glonass)系统，欧洲的伽利略(Galileo)系统和中国的北斗1及北斗2系统。术语“GPS信号”包括来自另一些卫星定位系统的信号。

上文中，已经描述了用于全球定位系统接收机的自辅助跟踪的实现方法。尽管本发明是参照特定实施例来描述的，但很明显，本领域熟练人员，在不偏移权利要求书所限定的发明范围和精神的情况下，还可以对这些实施例作各种修改和变更。因此，说明书和附图是描述性的，而不是限定性的。

Claims (14)

1.一种全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，所述自辅助跟踪方法包含以下步骤：

依据卫星星历计算卫星位置和速度；

利用接收机获取用户位置和速度；

依据所述卫星位置和速度以及所述用户位置和速度来计算目标卫星的预测多普勒频偏；

依据跟踪状态卫星的跟踪多普勒频偏和所述预测多普勒频偏计算预测多普勒频偏的修正值，该步骤具体包括：计算所有处于跟踪卫星的载噪比；获取所述载噪比最高的卫星；根据本地载波的频率计算所述卫星的跟踪多普勒频偏；依据所述卫星位置和速度以及所述用户位置和速度计算所述卫星的预测多普勒频偏；计算该卫星的跟踪多普勒频偏和所述预测多普勒频偏的差值；将所述差值进行平滑处理，获得预测多普勒频偏修正值；

依据所述预测多普勒频偏的修正值修正所述目标卫星的预测多普勒频偏；

依据修正的所述目标卫星的预测多普勒频偏更新载波数控振荡器频率，并获得码环辅助量以辅助码环跟踪。

2.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，所述卫星星历是从所述卫星导航电文中解调获得。

3.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，所述卫星星历通过外部辅助网络GSM或CDMA或WIFI通信网络获取的导航电文中获得。

4.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，所述用户位置和速度在有效卫星大于等于三颗时由接收机直接解算获得，在有效卫星小于三颗时由接收机利用先前有效定位的位置和速度外推获得。

5.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，所述用以用户外置和速度在有效卫星小于三颗时，利用外部辅助传感器获得。

6.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，所述用以计算目标卫星的预测多普勒频偏是通过计算卫星和用户的相对速度获得。

7.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，计算所述预测多普勒修正值至少需要一颗卫星处于跟踪状态。

8.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，所述平滑处理利用的平滑缓存的长度和预测多普勒频偏的修正值成正比。

9.根据权利要求8所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，对所述差值求平均值进行平滑处理，或对所述差值进行加权平均处理，其中权值和跟踪的载噪比成正比。

10.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，用预测载波多普勒频偏直接更新载波数控振荡器频率的更新速率值和环路稳定度成正比和功耗成反比。

11.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，利用所述预测载波多普勒频偏值对载波数控振荡器更新的更新频率值是由所述预测多普勒频偏更新值根据更新速率插值获得。

12.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，所述码环的辅助量由相邻两次载波多普勒频率的差值获得，或由预测载波多普勒频偏变化率乘以比例因子获得。

13.根据权利要求12所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，所述的比例因子为伪随机码速率和载波频率之比值。

14.根据权利要求1所述的全球定位系统接收机的自辅助跟踪方法，其特征在于，进一步包括将所述差值存入平滑缓存前对其进行差值保护，若预测多普勒频偏和跟踪多普勒频偏差值超过门限则将其抛弃。

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