CN101420247B - 开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法 - Google Patents

Abstract

一种开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法。其基本步骤为：设定初始值：阵元间距、阵元数、扫描角度列表、脉冲驻留次数等参数；对第一个预定指向，按照相应公式计算各阵列单元的触发延时序列；主控系统生成延时指令并发送至延时控制单元；延迟控制单元通过数字精控延迟线控制各个脉冲源输出间的微弱时差，保证其在预定指向上与波程差抵消，从而实现在该指向上的同步波束合成；当在该指向上的辐射脉冲驻留次数达到预定值时，由该指向进入下一预定指向，重复相同步骤的波束合成，从而实现脉冲源阵列的波束在相邻指向间的时域波束扫描。本发明具有结构简单，成本低廉，性能稳定可靠，免维护性好、可扩展性强、适用范围广等优点。

Description

开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法

技术领域

本发明主要涉及到超宽带脉冲源的设计领域，特指一种开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，其主要适用于超宽带通信与雷达系统中以及电磁脉冲EMC标准测试等领域。

背景技术

超宽带技术领域内，超宽带脉冲源设计是其研究的重点方向之一。特别是针对超宽带通信与雷达系统设计、电磁脉冲EMC标准测试等应用场景，越来越多地需要设计实现超宽带发射机的波束空间扫描功能。而现有的大部分超宽带雷达系统中的空间扫描均是基于雷达伺服系统机械扫描来完成的。上世纪90年代，相关学者从窄带雷达相控阵技术得到启发借鉴，提出了超宽带雷达时域波束扫描的概念。概括来讲，超宽带时域波束扫描的基本思想如下：利用超宽带脉冲辐射天线阵单元之间的精确延时控制，来实现空间波束合成与扫描。相比于机械扫描，时域波束扫描具有着极大的潜在优势：扫描速度快，可实现多目标跟踪扫描、跳跃扫描等功能。关于时域波束扫描的理论分析可参阅超宽带阵列天线相关文献，但是工程化实现还鲜有相关报道。这主要受限制于脉冲源单元之间的随机抖动，造成相互触发时基同步非常困难。目前仅见的实际工程成功案例是美国Gerald F.Ross在1996年利用锁相环反馈技术，设计实现了10阵元的闭环同步合成晶体管开关脉冲源辐射阵列，使得脉冲源阵列时域波束合成思想首次变为现实，对于超宽带脉冲源时域波束扫描设计技术的发展具有重大意义。但是其技术路线十分复杂，并不利于进一步增大阵元数，实现大规模脉冲源阵列的波束合成输出，而且在实际工程应用中免维护性较差、设计成本较高，因而一直很难得到大范围推广。而在其他公司或个人的产品和装置中，还没有看到对脉冲源阵列时域波束合成与扫描功能的支持。

发明内容

本发明要解决的问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种在降低硬件复杂度、保证高可靠性、免维护、低成本的前提下，可实现超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描的方法，尤其是指开环体制下的超宽带脉冲源大规模阵列的时域波束合成与波束扫描，实现一种简捷、高效、高速、稳定、可靠的波束指向方法。

为解决上述技术问题，本发明提出的解决方案为：一种开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，其特征在于步骤为：

(1)预先设定初始值：阵元间距d、阵元数N；

(2)用户输入或系统默认生成参数:扫描角度列表[θ₁，θ₂，...，θ_M]，以及对应的在各个角度上的辐射脉冲驻留次数列表[Num₁，Num₂，...，Num_M]和开始扫描初始时刻t₀；

(3)判断扫描初始时刻t₀是否到达，如果到达则进入下一步，否则持续等待；

(4)查找或计算扫描角度列表[θ₁，θ₂，...，θ_M]，得到第一个波束扫描的预定指向：θ₁；

(5)计算得到各个阵列单元的触发延时，计算公式如下：

Δt_n-N＝-(N-n)d sinθ_m/c                    (公式1)

其中，Δt_n-N表示第n个单元的脉冲发射时基较第N个单元的延时；N表示阵元数；d表示阵元间距；θ_m表示预定的扫描指向；c表示光速；

(6)主控系统根据得到的触发延时生成延时指令并发送至延时控制单元；

(7)延迟控制单元控制各个脉冲源依次触发，并辐射脉冲。这些脉冲序列存在的微弱时基差保证其在预定指向上与相互之间存在的波程差抵消，从而实现在该方向上的完全同步波束合成，形成超宽带脉冲源阵列最大辐射方向，即实现了在该方向上的波束合成功能，延迟控制单元控制各个脉冲源之间的触发时差，可利用数字精控延迟线实现；

(8)记录在该方向上的辐射脉冲重复次数，即波束在该方向上的驻留次数，当驻留次数未达到Num_m时，则重复步骤(7)，当驻留次数达到Num_m时，则由该指向θ_m进入下一个预定指向θ_m+1的时域波束合成，步骤完全重复(4)-(7)，从而实现了超宽带脉冲阵列的波束由θ_m到θ_m+1的时域波束扫描；

(9)当所有预定指向扫描完毕，程序退出，等待进入下一轮扫描任务。

所述扫描角度列表为等间隔变化或随机跳跃变化，且不超过脉冲源阵列的波束扫描最大范围，所述脉冲源阵列的波束扫描最大范围由阵列中天线单元的3dB主瓣宽度2Θ_3dB决定。

所述脉冲源充电过程为：采用欠容量充电的脉冲源抗抖动方法，确保脉冲源各级电路中充电元件的充电过程在触发信号到达前已经完成，即当充电过程中，充电容量足够小，这样使得充电过程在触发信号到达前已经完成，开关积累电荷达到稳定值，该稳定值由系统中充电器件的容值和偏置电压所决定，将其记作Q_con；则在理想情况下，触发信号到达时，开关积累电荷达到最大值Q_max，且该最大值恒定等于Q_con，满足如下公式：

Q_max＝Q_con                                (公式2)

E[Q_max]＝Q_con                             (公式3)

E[(Q_max-E(Q_max))²]＝0                     (公式4)

其中：E[Q_max]表示Q_max的期望值；E[(Q_max-E(Q_max))²]表示Q_max的方差；Q_con表示由电路自身所决定的最大积累电荷恒定值。

所述脉冲源外触发放电过程为：采用过触发的脉冲源抗抖动方法，触发信号使用高压快沿脉冲信号，在脉冲源外触发放电过程中，脉冲源时基抖动方差与触发信号斜率平方满足反比函数关系：

$E\left[{(T_{\mathrm{Tri}}-T_0)}^2\right]=\frac{V_B^2+V_n^2+2E\left[n(0,V_B^2)n(0,V_n^2)\right]}{K^2}$                      (公式5)

其中：E[(T_Tri-T₀)²]表示时基抖动方差；

表示电平噪声方差；

表示开关电平转换方差；K表示触发信号上升沿斜率；

表示电平噪声与开关转换电平之间的协方差。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

1、本发明开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，在降低硬件复杂度、保证高可靠性、免维护、低成本的前提下，可实现超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描。其对于尚处于概念性研究阶段的超宽带时域波束合成与扫描技术具有巨大的推动价值，使其可广泛应用于大规模脉冲源阵列设计、超宽带通信与雷达系统和电磁脉冲EMC标准测试等领域；

2、本发明开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，与闭环体制相比，具有结构简单，成本低廉，性能更加稳定可靠，免维护性好等优势；更为重要的是可扩展性强，在实现大规模脉冲源阵列合成与扫描方面具有巨大优势，理论上讲可进行无限制扩展。已实现256单元的相干合成与波束扫描控制，远远优于Ross的10阵元闭环合成。

附图说明

图1是本发明开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法的流程示意图；

图2是本发明超宽带冲激脉冲源充电过程随机抖动模型；

图3是本发明超宽带冲激脉冲源外触发放电过程随机抖动模型；

图4是本发明波形高稳定、时延高精可控超宽带冲激脉冲源单元电路框架示意图；

图5是本发明开环体制的超宽带冲激脉冲源阵列时域波束合成与扫描设计框图；

图6是本发明延时控制单元与数字精控延时线电路框图；

图7是某二元阵开环延迟1.25ns时波束扫描前后方向图对比测试结果示意图。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。

本发明基于开环体制，对于预定波束指向，通过计算并精确控制超宽带脉冲源阵列单元之间的触发微弱时差，实现超宽带脉冲源阵列在该方向上的同步叠加，即超宽带脉冲源阵列在该方向上的时域波束合成。当通过改变脉冲源阵列单元之间的这种触发时差序列，使得其波束合成指向由当前预定指向改变到下一预定指向时，既实现了超宽带脉冲源阵列的时域波束扫描。本发明中脉冲源阵列是指有源超宽带天线阵列，即每一幅超宽带辐射天线单元对应连接一幅单独的脉冲源，且在理想情况下，应保证每个脉冲源阵列单元的脉冲源和天线以及连接电缆电性能应完全一致。这种脉冲源阵列相对于一个辐射天线阵列通过多路分支器连接至一台总的脉冲源，具有如下优势：插件式的模块化结构便于系统扩展复制、更换维修；总的功率容限不再受限于单台脉冲源的功率限制，大规模脉冲源阵列可大大提高系统功率和作用距离。

结合图1给出的方法流程图，本发明在实现开环体制下的超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描时采用的方法步骤如下：

(1)预先设定初始值：阵元间距d、阵元数N。

(2)用户输入或系统默认生成参数:扫描角度列表[θ₁，θ₂，...，θ_M]，以及对应的在各个角度上的辐射脉冲驻留次数列表[Num₁，Num₂，...，Num_M]和开始扫描初始时刻t₀。扫描角度列表可以是等间隔变化，也可以是随机跳跃变化，但不可超过最大可扫描角度范围。脉冲源阵列的波束扫描最大范围主要由阵列中天线单元的3dB主瓣宽度2Θ_3dB决定。在各个角度上的脉冲驻留次数可以相等也可以随机变化，针对目标搜索或跟踪功能的不同可灵活变化。

(3)判断扫描初始时刻t₀是否到达，如果到达则进入下一步，否则持续等待。

(4)查找或计算扫描角度列表[θ₁，θ₂，...，θ_M]，得到第一个波束扫描的预定指向：θ₁。

(5)计算得到各个阵列单元的触发延时，计算公式如下：

Δt_n-N＝-(N-n)dsinθ_m/c                (公式1)

其中，Δt_n-N表示第n个单元的脉冲发射时基较第N个单元的延时；N表示阵元数；d表示阵元间距；θ_m表示预定的扫描指向；c表示光速。

(6)主控系统生成延时指令并发送至延时控制单元。延时控制单元可利用FPGA电路进行设计。

(7)延迟控制单元控制各个脉冲源依次触发，并辐射脉冲，这些脉冲序列存在的微弱时基差，将保证其在预定指向上与相互之间存在的波程差恰巧抵消，从而实现在该方向上的完全同步波束合成，形成超宽带脉冲源阵列最大辐射方向，即实现了在该方向上的波束合成功能。延迟控制单元控制各个脉冲源之间的触发时差，可利用数字精控延迟线实现。

(8)记录在该方向上的辐射脉冲重复次数，即波束在该方向上的驻留次数，当驻留次数未达到Num_m时，则重复步骤(7)。当驻留次数达到Num_m时，则由该指向θ_m进入下一个预定指向θ_m+1的时域波束合成，步骤完全重复(4)-(7)，从而实现了超宽带脉冲阵列的波束由θ_m到θ_m+1的时域波束扫描。

(9)当所有预定指向扫描完毕，程序退出，等待进入下一轮扫描任务。

本发明之所以能够实现一种开环体制下的超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，是基于对脉冲源抗抖动技术的完全掌握，利用该技术，可以设计出波形高稳定、时延高精控的脉冲源单元模块。利用这些脉冲源单元模块组成脉冲源阵列，通过数字精控延迟线、时基运算与控制电路，适当调节各个脉冲源单元的触发时差序列，即可实现脉冲源阵列的时域波束合成与扫描。而无需Ross所提出的闭环方法下锁相环等复杂、庞大的反馈环节。

下面结合图2-图9对实现波形高稳定、时延高精控的脉冲源单元模块的理论与技术进行具体的讲述。它是整个发明实现开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法的基石。

从总体技术路线而言，本发明首先建立脉冲源充电、放电过程随机抖动模型，结合数学分析，得出脉冲源波形抖动理论与时基抖动理论。在该理论的指导下，提出欠容量充电、过触发的脉冲源抗抖动设计方法，设计实现波形高稳定、时延高精控脉冲源单元模块。最终基于脉冲源单元模块的波形高稳定性与时延高精可控性，利用数字精控延迟线、时基运算与控制电路，通过适当调节各个脉冲源单元的触发时基序列，从而实现无需反馈环节的开环体制下的脉冲源阵列输出功率在预定指向上的时域波束合成以及预定指向之间的时域波束扫描。

图2为脉冲源充电过程随机抖动模型。各种形式的脉冲源，其工作原理都基本相同，即利用充电电路对处于断路状态下的开关部件进行缓慢充电，使开关处于临界导通状态，再利用一个弱小量控制(即外部触发信号)，使其瞬间导通，形成脉冲前沿。随着积累电荷的快速消耗，开关再次断开，形成脉冲后沿，并进入下次脉冲形成过程的缓慢充电阶段。可概括为：长时充电、短时放电。

结合图2，下面分析脉冲源的波形抖动机理。开关由“断路”向“通路”转换时刻的不确定性产生脉冲时基抖动。其产生基于两个原因：(1)开关状态转换的电平条件是一个范围值，而非某一个严格的确定值；(2)电路内部本身的随机热噪声，对开关电平产生随机抖动。在图中以Curve₁、Curve₂附近区域的虚线表示充电抖动统计概率区域。理论分析与实验证明，脉冲源的波形抖动(峰值抖动/脉宽抖动)主要由“充电”过程中充电量的随机起伏引起。

设开管导通时刻后，输出脉冲电压波形为U(t)，则有

$\begin{array}{cc}U\left(t\right)=R\·\frac{\mathrm{dQ}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}& (t\≥T_{\mathrm{Tri}})\end{array}$                      (公式6)

其中：Q(t)表示开关两端剩余积累电荷，R表示输出负载，T_Tri表示外部触发时基。

而积累电荷主要来源于开管导通时刻前的充电过程，参照图2中曲线Curve₁，设脉冲源为开关电容充电方式，且在导通时刻前一直处于充电状态，则有

$\begin{array}{cc}Q\left(t\right)=\underset{\mathrm{\τ}=0}{\overset{t}{\∫}}I\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}& (t\≤T_{\mathrm{Tri}})\end{array}$                         (公式7)

其中：I(t)表示充电电流。

积累电荷Q(t)随充电时间逐渐增长，在导通时刻，达到最大值，即作Q_max，则

$Q_{\max }=\underset{t=0}{\overset{T_{\mathrm{Tri}}}{\∫}}I\left(t\right)\mathrm{dt}$                                (公式8)

为进一步深入分析，我们做以下4点假设，这些假设均是较为合理的。

(1)假设触发时基T_Tri满足高斯分布，记作

T_Tri＝n(T₀，E[(T_Tri-T₀)²])                (公式9)

其中：T₀表示T_Tri的期望值，E[(T_Tri-T₀)²表示T_Tri的方差；n(T₀，E[(T_Tri-T₀)²])表示以T_Tri为期望值、E[(T_Tri-T₀)²为方差的高斯随机分布。

(2)假设系统电流噪声为白噪声信号，记作

$I_n=n(0,I_n^2)$                                  (公式10)

其中：I_n表示电流噪声；

表示系统电流噪声方差。

(3)假设n(T₀，E[(T_Tri-T₀)²])不相关。

(4)假设在T₀时刻附近区域

I(t)为常数值，记作I。

结合图示，经数学分析，可得出脉冲源波形抖动理论：常规脉冲源设计中，若充电容量足够大，使得脉冲源在导通时刻T_Tri前一直处于充电状态，则触发瞬间，开关积累电荷达到最大值Q_max。当工程设计采取触发时基高稳定度手段，使得T_Tri抖动方差足够小时，则Q_max的期望值、方差分别满足如下公式：

$E\left[Q_{\max }\right]=\underset{t=0}{\overset{T_0}{\∫}}I\left(t\right)\mathrm{dt}$                               (公式11)

$E\left[{(Q_{\max }-E\left(Q_{\max }\right))}^2\right]=I_n^2{E}^2\left[T_{\mathrm{Tri}}\right]+(I^2+I_n^2)E\left[{(T_{\mathrm{Tri}}-T_0)}^2\right]$      (公式12)

由本理论，并结合图2中曲线Curve₁、Curve₂可知，要减小脉冲源的波形抖动，有如下途径：(1)减小电流噪声、触发时基抖动方差；(2)减小电路电荷积累容量，缩减充电时间，使得充电时间小于T_Tri，确保在触发时刻以前完成整个充电过程，开关积累电荷达到稳定值，该稳定值由系统中充电器件的容值和偏置电压所决定，将其记作Q_con。则在理想情况下，触发信号到达前，开关积累电荷已达到最大值Q_max，且该最大值恒定等于Q_con，满足如下公式：

Q_max＝Q_con                            (公式2)

E[Q_max]＝Q_con                         (公式3)

E[(Q_max-E(Q_max))²]＝0                 (公式4)

其中：E[Q_max]表示Q_max的期望值；E[(Q_max-E(Q_max))²]表示Q_max的方差；Q_con表示由电路自身所决定的最大积累电荷恒定值。

这就是本发明中采取的欠容量充电法抗抖动的理论依据。

图3为脉冲源外触发放电过程随机抖动模型。在理想情况下，假设不考虑噪声电平，且开关状态转换电平V_Tri为固定值V₀。经过缓慢充电后，开关电平达到临界稳态，此时开关电平记作V_T＝V_C。假设在T_C时刻，加入外触发信号，上升沿满足关系式：

_VT＝K(t-T_C)+V_C，(t≥T_C)               (公式13)

其中：K表示外触发信号前沿斜率，t表示时间。

显然，在T₀时刻，开关电平等于V₀，开关导通，产生脉冲前沿。实际工程中，由于开关状态转换电平条件是一个区间变化量，记作：V_Tri∈[V₀-V_B，V₀+V_B]，且概率密度近似满足高斯分布。另外，设叠加在开关上的噪声电平为白噪声信号

于是，开关导通时刻T_Tri将不确定，当V_T上升至图中ABCD区域内时，均有可能导通，触发脉冲。结合图示，经数学分析可知，时基抖动方差E[(T_Tri-T₀)²]、电平噪声方差

开关电平转换方差

与触发信号上升沿斜率K满足，如下公式：

$E\left[{(T_{\mathrm{Tri}}-T_0)}^2\right]=\frac{V_B^2+V_n^2+2E\left[n(0,V_B^2)n(0,V_n^2)\right]}{K^2}$          (公式5)

由此得出脉冲源时基抖动理论：脉冲源时基抖动方差与触发信号斜率平方满足反比函数关系；除此之外，与电平噪声方差、开关电平转换方差以及二者的协方差成线性关系。

由本理论可知，要减小脉冲源的时基抖动，主要有如下途径：(1)增大触发前沿斜率，时基抖动方差将按照斜率平方关系减小；(2)减小电平噪声、开关电平转换方差以及二者的协方差，同样可使得时基抖动成线性关系减小。显然前者提高触发前沿斜率的效果将更为明显，这就是本发明中采取的过触发充电法抗抖动的理论依据。

本发明基于超宽带冲激脉冲源波形抖动与时基抖动理论，结合工程验证与完善，提出了欠容量充电、过触发等脉冲源抗抖动设计方法。

欠容量充电：因为减小最大积累电荷抖动方差是减小波形抖动的关键环节，本发明在设计中提出了一种欠容量充电的脉冲源抗抖动方法。通过减小了各级充电部件的设计容值，确保在触发信号到达前，各级电路中充电元件的充电过程已经完成，由于和常规的MARX电路相比，明显减小了各级充电部件的设计容值，故取名为欠容量充电。这种欠容量的充电方式极大改善了脉冲波形的稳定度。

过触发：因为时基抖动方差将按照斜率平方关系减小，本发明在设计中放弃常规设计中的普通TTL电平缓前沿触发方式，对脉冲电路初级进行必要改进后，触发信号采用高压快沿脉冲信号实现。由于这种快沿信号主要是靠提高触发信号在相同时间内前沿的上升幅度来实现，因此越快的上升沿，在同样的上升时间，必然会达到更高的触发电平，最终的电平峰值幅度远大于常规的TTL电平，故取名为过触发。这种过触发方式对脉冲时基抖动起到显著改善。

图4为波形高稳定、时延高精可控超宽带冲激脉冲源单元电路框图。电路中采用雪崩三极管构成欠容量MARX电路，MARX电路中采用电容作为充电元件，欠容量充电法不要求各电容所充电荷在雪崩级联过程中均能够对末端负载放电，相反只要求能维持到下一级或几级雪崩管雪崩时间即可。故电容取值远小于常规MARX电路中取值大小。预脉冲电路则提供前沿陡峭的过触发信号，对雪崩三极管构成的MARX电路进行触发，最终实现波形高稳定、时延高精可控超宽带冲激脉冲源单元。

下表1和下表2分别为本发明采用过触发抗抖动技术前、后时基稳定度指标对比和采用欠容量充电抗抖动技术前、后波形稳定度指标对比。结果表明，随着触发信号斜率的增大，脉冲时基抖动方差明显改善。结果并未严格按照平方关系改善，主要有两个原因，(1)示波器对实时快信号的测试误差。(2)实际系统并不完全满足理论推导中的理想化条件。其次，实验测试表明欠容量充电设计出的脉冲源电路，峰值幅度抖动≤1％；脉宽抖动≤1％，明显优于常规MARX电路设计的稳定度参数(幅度抖动≤10％；脉宽抖动≤10％)。

表1

表2

 

电路形式	峰值幅度抖动	脉宽抖动
			常规MARX电路	10％	10％
欠容量MARX电路	1％	1％

图5为开环体制的超宽带冲激脉冲源阵列时域波束合成与扫描设计框图。由主控系统发送语句，利用延时控制单元和数字精控延迟线控制各个阵元触发信号延迟时间，从而控制各个脉冲源脉冲辐射时间，最终完成波束空间扫描功能。目前，数控延迟线的步进精度可做到数纳秒量级，完全满足纳秒级脉冲的波束扫描延时精度要求。

图6为延时控制单元与数字精控延时线电路框图。延时控制单元由RS232接口芯片MAX232、单片机、FPGA、输入缓冲器、时钟、程序ROM组成；数字精控延时线由细调延时线1～8、粗调延时线1～8和输出驱动1～8构成。当该电路作为开环体制脉冲源阵列时域波束合成与扫描的触发信号使用时，单片机通过RS232接口芯片MAX232与计算机进行通信，并将计算机的控制指令传送给FPGA，FPGA根据控制指令计算各通道需要的延时量，并通过控制粗调延时线、细调延时线来进行实现。

图7为本发明某二元阵开环延迟1.25ns时波束扫描前后方向图对比测试结果。其中：曲线1表示二元阵0触发时差；曲线2表示二元阵触发延时差1.25ns。可以看出，主瓣方向前后出现了21°左右的偏转，与理论计算的偏离角度20°非常接近。更多的实验结果均验证了本发明中开环体制下的脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法的可行性。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，其特征在于步骤为：

(1)预先设定初始值：阵元间距d、阵元数N；

(2)用户输入或系统默认生成参数：扫描角度列表[θ₁，θ₂，...，θ_M]，以及对应的在各个角度上的辐射脉冲驻留次数列表[Num₁，Num₂，...，Num_M]和开始扫描初始时刻t₀；

(3)判断扫描初始时刻t₀是否到达，如果到达则进入下一步，否则持续等待；

(4)查找或计算扫描角度列表[θ₁，θ₂，...，θ_M]，得到第一个波束扫描的预定指向：θ₁；

(5)计算得到各个阵列单元的触发延时，计算公式如下：

Δt_n-N＝-(N-n)d sinθ_m/c                           (公式1)

其中，Δt_n-N表示第n个单元的脉冲发射时基较第N个单元的延时；N表示阵元数；d表示阵元间距；θ_m表示预定的扫描指向；c表示光速；

(6)主控系统根据得到的触发延时生成延时指令并发送至延时控制单元；

(7)延迟控制单元控制各个脉冲源依次触发，并辐射脉冲，这些脉冲序列存在的微弱时基差保证其在预定指向上与相互之间存在的波程差抵消，从而实现在该方向上的完全同步波束合成，形成超宽带脉冲源阵列最大辐射方向，即实现了在该方向上的波束合成功能，延迟控制单元控制各个脉冲源之间的触发时差，可利用数字精控延迟线实现；

(8)记录在该方向上的辐射脉冲重复次数，即波束在该方向上的驻留次数，当驻留次数未达到Num_m时，则重复步骤(7)，当驻留次数达到Num_m时，则由该指向θ_m进入下一个预定指向θ_m+1的时域波束合成，步骤完全重复(4)-(7)，从而实现了超宽带脉冲阵列的波束由θ_m到θ_m+1的时域波束扫描；

(9)当所有预定指向扫描完毕，程序退出，等待进入下一轮扫描任务。

2.根据权利要求1所述的开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，其特征在于：所述扫描角度列表为等间隔变化或随机跳跃变化，且不超过脉冲源阵列的波束扫描最大范围，所述脉冲源阵列的波束扫描最大范围由阵列中天线单元的3dB主瓣宽度2Θ_3dB决定。

3.根据权利要求1或2所述的开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，其特征在于所述脉冲源充电过程为：采用欠容量充电的脉冲源抗抖动方法，确保脉冲源各级电路中充电元件的充电过程在触发信号到达前已经完成，即当充电过程中，充电容量足够小，这样使得充电过程在触发信号到达前已经完成，开关积累电荷达到稳定值，该稳定值由系统中充电器件的容值和偏置电压所决定，将其记作Q_con；则在理想情况下，触发信号到达时，开关积累电荷达到最大值Q_max，且该最大值恒定等于Q_con，满足如下公式：

Q_max＝Q_con                                   (公式2)

E[Q_max]＝Q_con                                (公式3)

E[(Q_max-E(Q_max))²]＝0                        (公式4)

其中：E[Q_max]表示Q_max的期望值；E[(Q_max-E(Q_max))²]表示Q_max的方差；Q_con表示由电路自身所决定的最大积累电荷恒定值。

4.根据权利要求1或2所述的开环体制超宽带脉冲源阵列时域波束合成与扫描方法，其特征在于所述脉冲源外触发放电过程为：采用过触发的脉冲源抗抖动方法，触发信号使用高压快沿脉冲信号，在脉冲源外触发放电过程中，脉冲源时基抖动方差与触发信号斜率平方满足反比函数关系：

$E\left[{(T_{\mathrm{Tri}}-T_0)}^2\right]=\frac{V_B^2+V_n^2+2E\left[n(0,V_B^2)n(0,V_n^2)\right]}{K^2}$ (公式5)

其中：E[(T_Tri-T₀)²]表示时基抖动方差；

表示电平噪声方差；表示开关电平转换方差；K表示触发信号上升沿斜率；

表示电平噪声与开关转换电平之间的协方差；T_Tri表示外部触发时基；T₀表示T_Tri的期望值。

Images