CN101390298B - 用于信道估计的方法和装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种在无线通信系统中检测用于信道响应的至少一个信道的方法。更具体地，所述方法包括以下步骤：从发送端接收多个信号，其中所述信号包括多个导频符号和多个数据符号；确定各导频符号的权重值；将所确定的各权重值分配给各导频符号；以及通过使用与各导频符号相对应的权重值的各自信息对各数据符号解调。

Description

用于信道估计的方法和装置

技术领域

本发明涉及用于估计信道的方法，更具体地说，涉及用于信道估计的方法和装置。

背景技术

在蜂窝式通信领域中，该领域技术人员经常使用术语1G、2G和3G。这些术语是指所采用的蜂窝技术的代。1G是指第一代，2G是指第二代，3G是指第三代。

1G是指被称为AMPS(高级移动电话业务)电话系统的模拟电话系统。2G通常用于指代在全世界流行的数字蜂窝系统，包括CDMAOne、全球移动通信系统(GSM)和时分多址(TDMA)。2G系统能够在密集区域内比1G系统支持更多数量的用户。

3G通常是指目前正在开发的数字蜂窝系统。虽然这些3G通信系统之间具有显著的区别，但它们在原理上彼此类似。

在无线蜂窝通信系统中，提高通信系统在无线环境的恶劣条件下的信息率并改善鲁棒性的设备方案和技术是很重要的。由于诸如发送器和接收器的相对运动、多路传播、来自该频谱的其他用户的干扰以及时变(更常称为衰减)的因素，无线通信信道是数字通信系统的各种缺陷的源头。

为了使通信系统的设计简单，理想的信道是这样的信道，其在频带上展现出恒定的频率响应并由此在接收器处产生所发送的信号的无失真的副本(可能经延迟和缩放)。换句话说，如果发送信号s(t)具有占据总带宽W的等效低通频率表示S(f)，则对于感兴趣的带宽W内的所有频率，理想信道的等效低通频率响应C(f)为C(f)＝|C(f)·e^j＜C(f)＝C·e^j2πτf。如果通过上述理想信道对s(t)进行传送，则接收信号将为r(t)＝C·s(t-τ)。

遗憾的是，现实世界的传输(例如移动无线信道)存在会对信息的可靠传输造成损害的缺陷。结果，在这些损害未被预先得知和/或是时变的情况下，接收器的任务变得复杂。

发明内容

因此，本发明旨在一种实质上消除了由于现有技术的局限和缺点而引起的一个或更多个问题的用于信道估计的方法和装置。

本发明的目的是提供在无线通信系统中检测用于信道估计的至少一个信道的方法。

本发明的其他优点、目的以及特征将在随后的说明中部分地进行阐述，并且在由本领域的普通技术人员研究了下面的内容后将部分地变得清楚，或者可以通过实施本发明而获知。本发明的这些目的和其他优点可以通过在说明书及其权利要求书以及附图中具体指出的结构来实现和获得。

为了实现这些目的和其他优点，并且根据本发明的宗旨，如这里所具体体现和广泛描述的，提供了一种在无线通信系统中检测用于信道估计的至少一个信道的方法，该方法包括以下步骤：从发送端接收多个信号，其中所述信号包括多个导频符号和多个数据符号；确定各导频符号的权重值；将所确定的各权重值分配给各导频符号；以及通过使用与各导频符号相对应的所述权重值的各自信息将各数据符号解调。

在本发明的另一方面中，提供了一种在无线通信系统中检测至少一个信道的方法，该方法包括以下步骤：从发送端接收多个信号，其中所述信号包括多个导频符号和多个数据符号；确定各导频符号的权重值；将所确定的各权重值分配给各导频符号；将加权后的多个导频符号合并为单个加权导频符号；以及通过使用所述单个加权导频符号的信息将各数据符号解调。

应当理解，上文对本发明的概述与下文对本发明的详述都是示例性和解释性的，旨在提供对所要求保护的本发明的进一步解释。

附图说明

所包含的附图用于提供对本发明的进一步理解，并且附图被并入本申请中而构成本申请的一部分，附图例示了本发明的实施方式并与本说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中：

图1例示了无线通信网络体系结构；

图2A例示了CDMA扩频和解扩处理；

图2B例示了使用多个扩频序列的CDMA扩频和解扩处理；

图3例示了cdma2000无线网络的数据链路协议体系结构层；

图4例示了cdma2000呼叫处理；

图5例示了cdma2000初始化状态；

图6例示了cdma2000系统接入状态；

图7例示了常规cdma2000接入尝试；

图8例示了常规cdma2000接入子尝试；

图10例示了使用时隙偏移的常规cdma2000系统接入状态；

图10例示了cdma2000与1x和1xEV-DO的比较；

图11例示了1xEV-DO无线网络的网络体系结构层；

图12例示了1xEV-DO缺省协议体系结构；

图13例示了1xEV-DO非缺省协议体系结构；

图14例示了1xEV-DO会话建立；

图15例示了1xEV-DO连接层协议；以及

图16例示了基于单独信道估计的信道检测的流程图；

图17例示了基于联合信道估计的信道检测的流程图；以及

图18例示了描述使用分集合并的信道估计的示例图。

具体实施方式

下面将详细说明本发明的优选实施方式，在附图中例示了其示例。在全部附图中，尽可能用相同的标号指代相同或相似的部分。

参照图1，例示了无线通信网络体系结构。用户使用移动台(MS)2接入网络业务。MS 2可以是便携式通信单元，例如手持式蜂窝电话、安装在车内的通信单元、或者固定位置通信单元。

由也被称为节点B的基站收发器系统(BTS)3向MS 2发射电磁波。BTS 3包括诸如天线以及用于发送和接收无线电波的装置的无线电设备。BS 6控制器(BSC)4接收来自一个或更多个BTS的发送。BSC 4通过与BTS和移动交换中心(MSC)5或者与内部IP网络交换消息而对来自各BTS 3的无线电传输进行控制和管理。BTS 3和BSC 4是BS 6(BS)6的一部分。

BS 6与电路交换核心网络(CSCN)7和分组交换核心网络(PSCN)8交换消息并将数据发送到CSCN 7和PSCN 8。CSCN 7提供了常规的语音通信，PSCN 8提供了互联网应用和多媒体业务。

CSCN 7的移动交换中心(MSC)5部分提供对去往/来自MS 2的常规语音通信的交换并可以存储支持这些能力的信息。MSC 2可以连接到更多个BS 6中的一个以及其他公共网络，例如公共交换电话网络(PSTN)(未示出)或者集成业务数字网络(ISDN)(未示出)。访问位置寄存器(VLR)9用于获取对去往或来自来访用户的语音通信进行处理的信息。VLR 9可以位于MSC 5内并可以为一个以上MSC提供服务。

出于记录诸如用户信息(例如电子序号(ESN)、移动电话簿号码(MDR)个人基本信息、当前位置和认证周期)的目的，为CSCN 7的归属位置寄存器(HLR)10分配一用户标识。认证中心(AC)11管理与MS 2有关的认证信息。AC 11可以位于HLR 10内并可以为一个以上的HLR提供服务。MSC 5和HLR/AC 10、11之间的接口是IS-41标准接口18。

PSCN 8的分组数据服务节点(PDSN)12部分提供去往和来自MS 2的分组数据流量的路由。PDSN 12建立、保持和终止到MS 2的2的链路层会话并可以提供与多个BS 6中的一个和多个PSCN 8中的一个的接口。

认证、授权和计费(AAA)服务器13提供与分组数据流量有关的互联网协议认证、授权和计费功能。本地代理(HA)14对MS 2IP登记进行认证、对去往和来自PSCN 8的外地代理(FA)15部件的分组数据进行重定向，并从AAA 13接收用户的设备配置信息。HA 14还可以建立、保持和终止到PDSN 12的安全通信并分配动态IP地址。PDSN 12经由内部IP网络与AAA 13、HA 14和互联网16通信。

存在多种类型的多址方案，特别是频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)。在FDMA中，通过频率(例如通过使用30KHz信道)来分隔用户通信。在TDMA中，通过频率和时间(例如通过使用30KHz信道和6个时隙)来分隔用户通信。在CDMA中，通过数字码来分隔用户通信。

在CDMA中，所有的用户都在相同的频谱上(例如1.25MHz)。各用户具有唯一的数字码标识符，并且所述数字码标识符将用户分隔开以避免干扰。

CDMA信号使用多个码片来传送单比特信息。各用户具有唯一的码片模式(chip pattern)，码片模式本质上是码道(code channel)。为了恢复一个比特，根据用户的已知码片模式将大量码片集合在一起。其他用户的码型(code pattern)随机出现并以自相抵消的方式集合在一起，因此，不会干扰根据用户的适当码型而做出的比特解码决策。

输入数据与快速扩频序列合并，并作为扩频数据流而发送。接收器使用相同的扩频序列来提取原始数据。图2A例示了扩频和解扩处理。如图2B所例示，可以将多个扩频序列合并以创建唯一的、健壮的信道。

沃尔什码(Walsh code)是一种类型的扩频序列。各沃尔什码长度为64码片并与所有的其他沃尔什码精确地正交。这些码生成简单并足够小，可以存储在只读存储器(ROM)中。

短PN码是另一种类型的扩频序列。一个短PN码包括两个PN序列(I和Q)，这两个PN序列中的每一个都具有32768码片长并以类似的方式生成，但对15比特移位寄存器不同地抽取。这两个序列对I和Q相位信道上的信息加扰。

长PN码是又一种类型的扩频序列。长PN码是在42比特寄存器中生成的并具有40天以上的长度，或者说具有大约4×10¹³码片的长度。由于其长度，长PN码不能存储在终端的ROM中，因此是逐个码片地生成的。

各MS 2利用PN长码和唯一的偏移、或者利用由系统设定的32位和10位的长PN码ESN计算出的公共长码掩码，对其信号编码。公共长码掩码产生唯一的移位。私有长码掩码可以用于增强保密性。当在短至64码片的时段上集合时，具有不同的长PN码偏移的MS 2将看上去几乎是正交的。

CDMA通信使用正向信道和反向信道。正向信道用于从BTS 3至MS 2的信号，反向信道用于从MS至BTS的信号。

正向信道使用其特有的所分配的沃尔什码和扇区特有的PN偏移，从而一个用户能够同时具有多种信道类型。正向信道由其CDMA RF载波频率、扇区的唯一短码PN偏移和用户的唯一沃尔什码来识别。CDMA正向信道包括导频信道、同步信道、寻呼信道和通信业务信道(trafficchannel)。

导频信道是“结构化信标”，其不包含字符流而是用于系统获取和作为传递期间的测量装置的定时序列。导频信道使用沃尔什码0。

同步信道传送在系统获取期间由MS 2使用的系统识别和参数信息二者的数据流。同步信道使用沃尔什码32。

根据容量需要可以有一至七个寻呼信道。寻呼信道传送寻呼、系统参数信息和呼叫建立命令。寻呼信道使用沃尔什码1-7。

为各用户分配通信业务信道以传送呼叫业务。通信业务信道使用由噪声限定的受总体容量影响的任何剩余的沃尔什码。

反向信道用于从MS 2到BTS 3的信号并使用该MS特有的沃尔什码和长PN序列的偏移，并且一个用户能够同时发送多种类型的信道。反向信道是由其CDMARF载波频率和各MS 2的唯一长码PN偏移而识别。反向信道包括通信业务信道和接入信道。

各用户在实际呼叫期间使用通信业务信道向BTS 3发送业务。反向通信业务信道基本上是用户特有的公共或私有长码掩码并且存在与CDMA终端的数量一样多的反向通信业务信道。

尚未参与呼叫的MS 2使用接入信道发送登记请求、呼叫建立请求、寻呼响应、命令响应和其他信令信息。接入信道基本上是对于BTS 3扇区唯一的公共长码偏移。接入信道与寻呼信道成对，并且各寻呼信道具有达32个接入信道。

CDMA通信提供了许多优点。这些优点中的一些是可变速率语音编码和复用、功率控制、使用RAKE接收器和软切换(soft handoff)。

CDMA使得能够使用可变速率声码器对语音进行压缩、降低比特率并极大地提高容量。可变速率语音编码提供了有语音期间的完全比特率、语音停顿期间的低数据速率、提高的容量和自然的声音。复用使得能够在CDMA帧内混合语音、信令和用户辅助数据。

通过使用正向功率控制，BTS 3持续地减少各用户的正向基带码片流的强度。当特定MS 2感受到正向链路上的错误时，请求更多的能量，并在能量再次降低之后，提供快速提升的能量。

使用RAKE接收器使得MS 2能够在每一帧使用三个业务相关器(或者“RAKE手指”)的合并输出。各RAKE手指能够独立地恢复特定PN偏移和沃尔什码。这些手指可以指向不同BTS 3的经延迟的多路反射，而由搜索器持续地检查导频信号。

MS 2驱动软切换。MS 2持续地检查可用的导频信号并报告给与其当前看到的导频信号有关的BTS 3。BTS 3分配最多达六个扇区并且MS 2相应地分配其手指。通过无抑制的dim-and-burst发送所有的消息。通信链路的各端逐帧地选择最佳配置，而切换对于用户是透明的。

cdma2000系统是第三代(3G)宽带、扩展频谱无线电接口系统，其使用CDMA技术潜在的增强业务来为诸如互联网和内联网接入、多媒体应用、高速商业交易和遥测的数据容量提供便利。与其他第三代系统一样，cdma2000的关注的焦点在于网络的经济性和无线电传输设计以克服无线电频谱可用性的有限数量的限制。

图3例示了cdma2000无线网络的数据链路协议体系结构层20。数据链路协议体系结构层20包括上层60、链路层30以及物理层21。

上层60包括三个子层：数据业务子层61、语音业务子层62以及信令业务子层63。数据业务61是代表移动终端用户传送任何形式数据的分组数据应用，并且包括诸如IP业务的分组数据应用、诸如异步传真和B-ISDN仿真业务的电路数据应用、以及SMS。语音业务62包括PSTN接入、移动至移动语音业务、和互联网电话。信令63对移动操作的各方面进行控制。

信令业务子层63对MS 2和BS 6之间交换的所有消息进行处理。这些消息对诸如呼叫建立和取消、切换、特征激活、系统配置、登记以及认证的功能进行控制。

链路层30被再分为链路接入控制(LAC)子层32和媒体接入控制(MAC)子层31。链路层30为数据传输业务提供了协议支持和控制机制并执行将上层60的数据传输需要映射到物理层21的特定能力和特征所需的功能。链路层30可以视为上层60和物理层20之间的接口。

MAC 31和LAC 32子层的分离源自于需要支持宽范围的上层60业务和需要在宽性能范围上(特别是从1.2Kbps至2Mbps以上)提供高效率和低延迟。其他的原因是需要支持电路和分组数据业务的高业务质量(QoS)传送(例如对可接受的延迟和/或数据BER(比特错误率)有限制)以及对各具有不同的QoS需求的高级多媒体业务的日益增长的需要。

需要LAC子层32在点到点无线电传输链路42上提供可靠的、按顺序的传送传输控制功能。LAC子层32管理上层60实体之间点到点的通信信道并提供支持广泛的不同的端到端可靠链路层30协议的框架。

链路接入控制(LAC)子层32提供信令消息的正确传送。功能包括其中需要确认的有保证传送、其中不需要确认的无保证传送、重复消息检测、将一消息传送到单个MS 2的地址控制、将消息分段为适当大小的片段以在物理介质上传送、对接收到的消息重新组合并验证以及全局询问认证。

MAC子层31为具有QoS管理能力的3G无线系统的各激活业务提供了复合多媒体、多业务能力。MAC子层31提供了用于控制分组数据和电路数据业务接入物理层21的程序，包括来自单个用户的多个业务之间以及无线系统中的竞争用户之间的竞争控制。MAC子层31还执行逻辑信道和物理信道之间的映射、将来自多个信源的数据复用到单个物理信道，并出于最佳水平可靠性的目的使用无线电链路协议(RLP)33在无线电链路层上提供合理可靠的传送。信令无线电突发协议(SRBP)35是为信令消息提供无连接协议的实体。复用和QoS控制34通过调解来自竞争业务的有冲突请求和接入请求的适当优先级而负责强制执行经协商的QoS水平。

物理层20负责对无线发送的数据进行编码和调制。物理层20将来自更高层的数字数据限制为可以在移动无线电信道上可靠地传送所述数据。

物理层20将MAC子层31在多个传输信道上传送的用户数据和信令映射到物理信道上并通过无线电接口发送信息。在发送方向上，由物理层20执行的功能包括信道编码、交织、加扰、扩频以及调制。在接收方向上，这些功能在顺序上相反以在接收器处恢复所发送的数据。

图4例示了总体的呼叫处理。对呼叫的处理包括导频信道和同步信道处理、寻呼信道处理、接入信道处理以及通信业务信道处理。

导频信道和同步信道处理是指MS 2对导频信道和同步信道进行处理以在MS 2初始化状态中获取与CDMA系统同步。寻呼信道处理是指MS 2对寻呼信道或正向公共控制信道(F-CCCH)进行监控以在空闲状态中从BS 6接收开销和指向移动的消息。接入信道处理是指MS 2在系统接入状态中在接入信道或者增强的接入信道上向BS 6发送消息，而BS 6总是监听这些信道并在寻呼信道或者F-CCCH上对MS做出响应。通信业务信道处理是指MS 6和MS 2在MS 2对通信业务信道进行控制的状态下利用专用正向通信业务信道和专用反向通信业务信道进行通信。而专用正向通信业务信道和反向通信业务信道对诸如语音和数据的用户信息进行传送。

图5例示了MS 2的初始化状态。该初始化状态包括系统确定子状态、导频信道获取、同步信道获取、定时改变子状态以及移动台空闲状态。

系统确定是MS 2用以确定从哪个系统获得业务的处理。该处理可以包括进行诸如模拟还是数字、蜂窝式还是PCS以及A载波还是B载波的确定。常规选择处理可以对系统确定进行控制。使用重定位处理的业务提供商也可以对系统确定进行控制。在MS 2选择了一系统后，其必须确定在该系统中的哪个信道上对业务进行搜索。通常，MS 2使用优先信道列表来选择信道。

导频信道处理是MS 2用以通过搜索可用导频信号来首先获得与系统定时有关的信息的处理。导频信道不包含任何信息，但MS 2可以通过与导频信道相关来调整其自身的定时。一旦完成了该相关，则MS2就与同步信道相同步，并能够读取同步信道消息来进一步精确调整其定时。在MS 2声明失败并返回系统确定以选择另一信道或另一系统之前，允许其在单个导频信道上搜索达15秒。搜索过程不是标准化的，并且对系统进行获取的时间依赖于其具体实现。

在cdma2000中，在单个信道上可以有许多导频信道，例如OTD导频、STS导频和辅助导频。在系统获取期间，由于这些导频信道使用不同的沃尔什码而MS仅搜索沃尔什码0，因此MS 2将不会找到任何导频信道。

在同步信道上连续地发送同步信道消息，并将该信息提供给MS 2以精确调整定时并且读取寻呼信道。移动台从BS 6接收同步信道消息中使得其能够确定其是否可以与该BS通信的信息。

在空闲状态中，MS 2接收多个寻呼信道中的一个并处理与该信道有关的消息。将开销或配置消息与所存储的序号进行比较以确保MS 2具有最近的参数。对到MS 2的消息进行检查以确定所期望的用户。

BS 6可以支持多个寻呼信道和/或多个CDMA信道(频率)。MS 2使用基于其IMSI的散列函数(hash function)以确定在空闲状态中监控哪个信道和频率。BS 6使用相同的散列函数来确定在寻呼MS 2时使用哪个信道和频率。

使用与寻呼信道和与F-CCCH有关的时隙循环索引(SCI)支持有时隙寻呼(slotted paging)。有时隙寻呼的主要目的是避免浪费MS 2中的电池电力。MS 2和BS 6二者对在哪个时隙上寻呼MS达成一致。MS 2可以在未分配的时隙期间将其一些处理电路掉电。普通寻呼消息或者通用寻呼消息都可以用来在F-CCCH上寻呼移动台。还支持快速寻呼信道，与能够在F-PCH或者F-CCCH上仅使用有时隙寻呼相比，该快速寻呼信道使得MS 2能够在更短的时段内上电。

图6例示了系统接入状态。系统接入处理中的第一步骤是更新开销信息以确保MS 2正在使用正确的接入信道参数，例如初始化功率电平和功率步长增量。MS 2随机地选择一接入信道并在不与BS 6或者其他MS协同的情况下进行发送。这种随机接入过程可能导致冲突。可以采取多种措施来减小冲突的可能性，例如使用有时隙结构、使用多址信道、以随机起始时间发送并采用例如负载分类的拥塞控制。

MS 2可以在接入信道上发送请求或响应消息。请求是自发地发送的消息，例如始发消息。响应是响应于从BS 6接收的消息而发送的消息。例如，寻呼响应消息是对普通寻呼消息或通用消息的响应。

接入尝试是指发送一个层2封装的PDU并接收对该PDU的确认的整个过程，如图7所示，接入尝试包括一个或更多个接入子尝试。一个接入子尝试包括由许多接入探测(access probe)序列组成的集合，如图8所示。一个接入子尝试内的多个序列是由随机退避间隔(random backoffinterval)(RS)和持续延迟(PD)分隔开。PD仅适用于接入信道请求，而不适用于响应。图9例示了其中通过使用0-511时隙的时隙偏移而避免了冲突的系统接入状态。

复用和QoS控制子层34具有发送功能和接收功能。发送功能将来自诸如数据业务61、信令业务63或者语音业务62的各种信源的信息合并，并形成物理层SDU和PDCHCP SDU以用于发送。接收功能将包含在物理层21和PDCHCP SDU中的信息分隔开并使这些信息指向诸如数据业务61、上层信令63或者语音业务62的正确实体。

复用和QoS控制子层34与物理层21在时间上同步地操作。如果物理层21是利用非零帧移发送的，则复用和QoS控制子层34通过物理层在距系统时间的适当帧移进行发送来传送物理层SDU。

复用和QoS控制子层34使用一组物理信道特有的业务接口原语将物理层21SDU传送到物理层。物理层21使用物理信道特有的接收指示业务接口操作将物理层SDU传送到复用和QoS控制子层34。

SRBP子层35包括同步信道、正向公共控制信道、广播控制信道、寻呼信道和接入信道过程。

LAC子层32向层360提供业务。SDU在层360和LAC子层32之间传递。LAC子层32将SDU适当封装成LAC PDU，将该LAC PDU分割并重新组合，并作为封装后的PDU片段传送到MAC子层31。

LAC子层32中的处理是顺序地完成的，而处理实体以适当建立的顺序彼此传递局部形成的LAC PDU。SDU和PDU是沿着功能路径处理并传送的，而上层并不需要知道物理层的无线电特性。然而，上层可以知道物理层的特性并可以指示层230使用特定的物理信道来发送特定的PDU。

1xEV-DO系统是针对分组数据业务优化的并且其特征是单个1.25MHz载波(“1x”)以仅用于数据或者用于优化的数据(“DO”)。并且，正向链路上的峰值数据速率为2.4Mbps或者3.072Mbps，反向链路上的峰值数据速率为153.6Kbps或者1.8432Mbps。此外，1xEV-DO系统提供了分隔的频带并与1x系统网际互联。图10例示了cdma2000与1x系统和1xEV-DO系统的比较。

在CDMA2000中，存在并发业务，从而语音和数据实际上是以614.4kbps和307.2kbps的最大数据速率一起发送的。MS 2与MSC 5通信以进行语音呼叫并与PDSN 12通信以进行数据呼叫。Cdma2000系统的特点是具有以沃尔什码分隔开的正向通信业务信道的可变功率固定速率。

在1xEV-DO系统中，最大数据速率是2.4Mbps或者3.072Mbps，并且没有与电路交换核心网络7的通信。1xEV-DO系统的特征是具有时分复用的单个正向信道的固定功率和可变速率。

图11例示了1xEV-DO系统的体系结构。在1xEV-DO系统中，一帧包括16个时隙，且600时隙/秒，并具有26.67ms或者32768码片的时长。单个时隙为1.6667ms长并具有2048码片。控制/通信业务信道在一个时隙中有1600码片，导频信道在一个时隙中有192码片，MAC信道在一个时隙中有256码片。1xEV-DO系统有助于更简单和更快速的信道估计和时间同步。

图12例示了1xEV-DO缺省协议体系结构。图13例示了1xEV-DO非缺省协议体系结构。

与1xEV-DO系统中的会话有关的信息包括由MS 2或接入终端(AT)和MS 6或者接入网络(AN)在空气链路上使用的一组协议、单播接入终端标识符(UATI)、由AT和AN在空气链路上使用的协议的配置以及当前AT位置的估计。

应用层提供了使得消息发送一次的最佳效果和使得消息可以重新发送一次或更多次的可靠传送。流层提供了对一个AT 2复用达4(缺省)或255(非缺省)个应用流的能力。

会话层确保会话仍有效并管理会话的关闭、指定初始UATI分配的过程、保持AT地址并协商/提供在会话过程中使用的协议和这些协议的配置参数。

图14例示了1xEV-DO会话的建立。如图14所示，建立会话包括地址配置、连接建立、会话配置和交换密钥。

地址配置是指地址管理协议分配UATI和子网掩码。连接建立是指连接层协议建立无线电链路。会话配置是指会话配置协议对所有的协议进行配置。交换密钥是指安全层中的密钥交换协议建立认证用密钥。

“会话”是指AT 2和RNC之间的逻辑通信链路，该逻辑通信链路保持开放数小时(缺省为54小时)。会话一直持续直到PPP会话也激活。会话信息是由AN 6中的RNC控制和保持。

当一连接打开时，可以向AT 2分配正向通信业务信道并分配反向通信业务信道和反向功率控制信道。在单个会话中可以出现多个连接。

连接层管理网络和通信的初始获取。并且，连接层保持近似AT 2位置并管理AT 2和AN 6之间的无线电链路。此外，连接层执行监督、给予从会话层接收的发送数据的优先级并将其封装、将给予了优先级的数据转发到安全层、并将从安全层接收的数据解封装并将其转发到会话层。

图15例示了连接层协议。安全层包括密钥交换功能、认证功能以及加密功能。密钥交换功能提供了AN 2和AT 6所遵循的用于对通信业务进行验证的过程。认证功能提供了AN 2和AT 6所遵循的用于交换认证和加密用安全密钥的过程。加密功能提供了AN 2和AT 6所遵循的用于对通信业务进行加密的过程。

1xEV-DO转发链路的特征在于不支持功率控制和软切换。AN 6以恒定功率发送，AT 2需要转发链路上的可变速率。由于不同的用户可能在TDM中以不同的次数进行发送，因此难以实现单个用户所期望的来自不同BS 6的分集发送。

在MAC层中，在物理层上传输从更高层发起的两种类型的消息，具体地说，是用户数据消息和信令消息。利用两种协议来处理这两种类型的消息，具体地说，转发通信业务信道MAC协议用于处理用户数据消息，控制信道MAC协议用于处理信令消息。

物理层的特征在于扩频速率为1.2288Mcps，一帧包括16个时隙和26.67ms，而一时隙为1.67ms和2048码片。转发链路信道包括导频信道、正向通信业务信道或控制信道以及MAC信道。

导频信道类似于cdma2000导频信道，因为其包含全“0”信息位和具有W0的沃尔什扩频，且一时隙为192码片。

正向通信业务信道的特征在于从38.4kbps至2.4576Mbps或者从4.8kbps至3.072Mbps变化的数据数率。物理层分组能够以1至16时隙被发送，并且当分配了一个时隙以上时，发送时隙采用4时隙交织。如果在已经发送了所有已分配时隙之前在反向链路ACK信道上接收到了ACK，则将不发送其余的时隙。

控制信道类似于cdma2000中的同步信道和寻呼信道。控制信道的特征在于256时隙或者427.52ms的时段、1024比特或者128、256、512和1024比特的物理层分组长度、以及38.4kbps或者76.8kbps或者19.2kpbs、38.4kpbs或76.8kbps的数据率。

1xEV-DO反向链路的特征在于AN 6可以通过使用反向功率控制来对反向链路进行功率控制，并且一个以上AN可以经由软切换接收AT 2发送。并且，在使用长PN码的沃尔什码进行信道划分的反向链路上没有TDM。

由AT 2使用接入信道来发起与AN 6的通信或对指向AT的消息做出响应。接入信道包括导频信道和数据信道。

AT 2在接入信道上发出一系列接入探测，直到从AN 6接收到响应或者定时器过时。接入探测包括前同步码和一个或更多个接入信道物理层分组。接入信道的基本数据速率为9.6kbps，可以采用19.2kbps和38.4kbps的更高数据速率。

当使用相同的控制信道分组寻呼一个以上AT 2时，可能同时发送接入探测并且可能出现分组冲突。当AT 2被协同定位时、被群呼时、或者具有类似传播延迟的时，该问题可能更加严重。

可能出现潜在冲突的一个原因是常规方法中当前持久性测试的低效率。由于AT 2可能需要短的连接建立时间，因此当采用持久性测试时一个被寻呼的AT可以与另一被寻呼的AT同时发送接入探测。

由于需要短的连接建立时间并且/或者作为群呼一部分的各AT 2可能具有通常设置为0的相同持久性值，因此采用持久性测试的常规方法并不足够。如果AT 2是协同定位的(例如在群呼中)，则接入探测同时到达AN 6，由此导致接入冲突并增大了连接建立时间。

因此，需要更有效的方法从需要短的连接时间的协同定位移动终端发送接入探测。本发明对此和诸如干扰消抵消的其他需要进行了考虑。

在无线通信系统中，多址干扰(MAI)和远近问题会降低无线系统的性能。为了解决这些问题，可以采用诸如基于干扰抵消(IC)方案的多用户检测(MUD)方案来减轻这些问题的有害效果。然而MUD假设接收器知道信道信息或者采用一些导频符号来估计信道，这可能导致频谱效率降低的问题。

频谱效率降低例如可能由频率偏移而引起。频率偏移可能导致使得信道估计和符号检测二者的性能降低的载波间干扰。此外，利用设计成具有周期部分的训练序列的周期性特征来估计频率偏移。主要有两类基于训练的定时和频率估计，即基于自相关和互相关的算法。

在基于自相关的算法中发送重复训练数据并通过找到重复部分之间的相位差来估计频率偏移。在互相关算法中，将接收信号与通常是具有优良自相关特性的伪噪声(PN)序列的已知训练数据求相关。

虽然发送重复训练信息部分地解决了频率偏移估计问题，但由于不希望的用户可能将前导码的重复结构用于对所发送的信号进行同步(在时间和频率二者上同步)，因此出现了安全问题。为了估计无前导码的时间失真信号的频率偏移，信道响应可以是已知的，或者另选地，可以联合估计频率偏移和信道响应。

为此，重要的是接收端利用已知的导频序列来估计信道响应以补偿时变的信道失真。可以通过对几个连续的信道估计求平均(例如，对两个或三个最接近信道估计求平均)来实现与仅使用最接近信道估计的近似相比更精确的信道估计。

对几个连续信道估计求平均通常需要在各信道估计后使用预先定义的权重求平均。然而，这里，通过使用预先定义的权重，在不考虑所接收导频的功率分布的情况下执行求平均操作。

作为考虑到尤其是所接收导频的功率分布的求平均方法中的一种，信道估计框架可以引入分集合并技术(例如RAKE合并器)以改善精度和简单性。为了实现该方法，可以基于定时差、功率、信道条件、导频符号质量等确定并计算导频符号的合并权重。之后，可以将多个加权导频符号或信号合并成一个信号。利用合并后的信号，可以估计信道响应。

有许多可以用于确定各导频信号或符号的各权重的分集技术。该确定可以是例如基于功率和相位。一些分集技术包括有选择合并、等增益合并、最大比合并、最小均方误差(MMSE)比合并和最小误码率(BER)合并。

在导频辅助通信系统中，接收器通常使用多个连续接收的导频序列以更好地进行信道估计。存在与该信道估计相关联的各种方案。例如，接收器可以使用其中接收器将通过各信道估计而获得的多个信道估计与各导频序列合并的单独信道估计。另一个例子包括接收器使用其中所有的接收导频序列都被用作更大导频序列的联合信道估计方案。

图16例示了基于单独信道估计的信道检测的流程图。在对信道进行估计时，接收端接收承载有导频符号和数据符号二者的多个信号(S160)。接收端使用接收的导频符号确定各导频符号的权重值(S161)。为了确定该权重值，接收端考虑各种信息，这些信息包括导频符号功率、导频符号的质量、信道条件、感兴趣数据以及时间差。之后，接收端可以将前一步骤中确定的权重值分配给各导频符号(S162)。通过使用各加权导频符号，可以通过与各导频符号相对应的权重值的各自信息对各数据符号进行解调(S163)。

可以通过使用以下算法公式进行单独信道估计。

[公式1]

$h+{\left(\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i\right)}^{-1}\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i{\left(x_i^H{x}_i\right)}^{-1}{x}_i^H{n}_i$

这里，h是待估计信道，w_i代表权重，x_i是已知导频符号，并且n_i是噪声向量。

并且，可以通过使用以下等式执行与单独信道估计有关的误差估计

$({\mathrm{\ϵ}}_h=\hat{h}-h).$

[等式1]

${\mathrm{\ϵ}}_2={\left(x^{H}x\right)}^{-1}{x}^H\left(\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i\right)\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i{n}_i$

图17例示了基于联合信道估计的信道检测的流程图。在对信道进行估计时，接收端接收承载导频符号和数据符号二者的多个信号(S170)。接收端使用接收的导频符号来确定各导频符号的权重值(S171)。为了确定该权重值，接收端考虑各种信息，这些信息包括导频符号功率、导频符号的质量、信道条件、感兴趣数据和时间差。之后，接收端可以将前一步骤中确定的权重值分配给各导频符号(S172)。随后将多个加权导频符号合并成单个符号或信号(S173)。最后，通过使用该单个加权导频符号，可以通过使用与各导频符号相对应的权重值的各自信息对各数据符号进行解调(S174)。

可以通过使用以下算法公式进行联合信道估计。

[公式2]

$h+{\left(\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^2{x}_i^H{x}_i\right)}^{-1}\left(\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^2{x}_i^H{n}_i\right)$

并且，可以通过使用以下等式进行误差估计 $({\mathrm{\ϵ}}_h=\hat{h}-h).$

[等式2]

${\mathrm{\ϵ}}_1={\left(x^{H}x\right)}^{-1}{x}^H\left(\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^2\right)\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^2{n}_i$

如所述，利用诸如RAKE合并器的分集合并技术的原理描述了信道估计，分集合并技术用于在接收端将无线信道中的不同传播路径最优地合并以能够对多路效应进行补偿，从而提供接收端的性能。换句话说，连续接收的导频信号被视为对期望的原始导频信号的复制。在进行信道估计之前将这些导频信号合并成一个信号。利用这一过程，与TI估计方案相比，可以降低信道估计的复杂性。

并且，不同的合并准则可以将不同的权重应用于各导频信号。与其他的分集合并技术相比，所述实施方式表明，为了确定合适的权重，最好是考虑SNR和定时差二者。此外，可以应用基于定时差的各种权重调整方案。

图18例示了描绘采用分集合并的信道估计的示意图。参照图16和图17描述与该图有关的处理。

分集合并技术通常用于应对信道衰减。通过经由不同路径发送承载有相同信息的信号，可以在接收端获得数据符号的多个独立衰减的副本；因此，实现了更可靠的接收。在EV-DO系统中，由于连续接收的导频信号可以使用具有相同或相似信道响应的信道，因此可以使用不同的权重将这些连续接收的导频信号合并以获得用于信道估计的具有更好SNR的观察数据。通过使用三个连续导频r₁，r₂和r₃来代替仅使用r₂，可以使接收信号功率提高3倍并获得更好的SNR。此外，与联合信道估计相比，利用分集合并可以大幅降低信道估计的计算复杂度。

然后，分集合并可以写作以下等式。

[等式3]

${\stackrel{-}{r}}_m=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{mi}}{r}_i$

$\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{\mathrm{mi}}(x_i{h}_i+n_i)$

$=\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{mi}}{x}_i\right){\hat{h}}_m+\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{mi}}{n}_i$

$={\stackrel{-}{X}}_m{\hat{h}}_m+{\stackrel{-}{N}}_m$

在等式3中， ${\stackrel{-}{X}}_m=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{mi}}{x}_i$ 且 ${\stackrel{-}{N}}_m=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{mi}}{n}_i.$ 这里权重w_mi由用于估计h_m的各种准则确定。在分集合并之后，可以通过以下等式完成LS信道估计。

[等式4]

${\hat{h}}_m={\left({\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{X}}_m\right)}^{-1}{\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{r}}_m$

$=h_m+{\left({\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{X}}_m\right)}^{-1}{\stackrel{-}{X}}_m^H\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{mi}}{n}_i$

$=h_m+{\left({\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{X}}_m\right)}^{-1}{\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{N}}_m$

此外，估计误差可以由等式5来近似。

[等式5]

${\mathrm{\ϵ}}_m={\hat{h}}_m-h_m$

$={\left({\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{X}}_m\right)}^{-1}{\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{N}}_m$

这里，如果是主要的误差源。在确定主要误差源后，可以确定各接收信号r_i的权重w_mi。下面，提出各种计算用于信道估计的权重的各种方案。

用于计算信道估计用权重的多种方案中的一个方案涉及使用MMSE合并(MMSEC)的最优信道估计。这里，权重用于使可以根据等式6表示的均方误差(MSE)最小化。

[等式6]

${\mathrm{\ϵ}}_m^{\mathrm{MSE}}=E{\left|\right|h_m-{\left({\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{X}}_m\right)}^{-1}{\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{r}}_m\left|\right|}_2^2$

通过使用等式6，可以确定 $w_m^{\mathrm{MMSE}}=\arg \underset{w_m}{\min }{\mathrm{\ϵ}}_m^{\mathrm{MSE}}.$ 这里，是w_m的函数。最优权重向量w_m ^MMSE的计算涉及对自协方差矩R_rr＝E{rr^H}和互协方差矩阵 $R_{{\mathrm{rh}}_m}=E\left\{{\mathrm{rh}}_m^H\right\}$ 的估计。这些可以用于求解以下等式。该等式可以称为Wiener-Hopf等式。

[等式7]

$\frac{\∂}{\∂w_m}E{\left|\right|h_m-{\left[{\stackrel{-}{W}}_m{\stackrel{-}{X}}_m{\left({\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{X}}_m\right)}^{-1}\right]}^{H}r\left|\right|}_2^2=0$

这里， ${\stackrel{-}{W}}_m=w_m\⊗I$

$=\left[\begin{array}{c}{w}_{m1}I\\ w_{m2}I\\ \·\\ \·\\ \·\\ w_{\mathrm{mM}}I\end{array}\right].$

在求解了Wiener-Hopf等式之后，可以通过以下等式确定w_m的最优MMSE解。

[等式8]

$w_m^{\mathrm{MMSE}}=\arg \underset{w_m}{\min }{\left|\right|(R_{\mathrm{rr}}^{+}{R}_{{\mathrm{rh}}_m}{X}_m^H-I)(w_m\⊗I)\left|\right|}_2^2$

此外，可以使用用于确定的下式的子空间技术计算等式8。

[等式9]

$W_m^{\mathrm{MMSE}}=\arg \underset{w_m}{\max }{\left|\right|V_{\mathrm{rr}}^H(w_m\⊗I)\left|\right|}_2^{-2}$

这里，v_n＝[v_QL+1 v_QL+2…v_Q(N-L)]是信号子空间矩阵，v₁是与(R_rr ⁺R_rhmX^H-I)的第i个最大特征值相对应的特征向量。这里的w_m ^MMSE是与‖V_n ^H(w_m

I)‖₂ ^-2的最大峰值相对应的权重向量w_m。

正如MMSEC那样，可以将等增益合并(EGC)方案用于信道估计。ECG方案可以看作是其中设置 $w_{\mathrm{ml}}^{\mathrm{EG}}=1$ 的一种最简单的分集合并技术。这可以称为等增益合并，并且合并的输出可以表示为 ${\stackrel{-}{r}}_m=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i.$

此时，信道估计可以由下式表示。

[等式10]

${\hat{h}}_m={\left({\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{X}}_m\right)}^{-1}{\stackrel{-}{X}}_m^H{\stackrel{-}{r}}_m$

$={\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^H\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\right)}^{-1}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^H\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i$

[等式11]

${\mathrm{\ϵ}}_m={\hat{h}}_m-h_m$

$={\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^H\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\right)}^{-1}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^H\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{n}_i$

如果假设信道是非衰减的和无干扰的，则EGC是最优的。由于最终目的是使用分集合并来减少衰减效应，因此可以将基于高斯信道的EGC用作对衰减信道的中间解。

与MMSEC和EGC一样，可以将最大比合并(MRC)用于信道估计。MRC可以视为最优形式的分集合并，因为假设不同手指中的背景噪声在统计上相同，则MRC得到可实现的最大SNR。如果在三个导频周期期间背景噪声和干扰在统计上相同，则对MRC中的权重向量w_m ^MR进行设计以使下式为真。

[等式12]

$W_m^{\mathrm{MR}}=\arg \underset{w_m}{\max }\mathrm{tr}\left\{{\stackrel{-}{r}}_m{\stackrel{-}{r}}_m^H\right\}$

$=\arg \underset{w_m}{\max }\mathrm{tr}\left\{{(w_m\⊗I)}^H{\mathrm{rr}}^H(w_m\⊗I)\right\}$

$=\arg \underset{w_m}{\max }\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{mi}}^2\mathrm{tr}\left\{r_i{r}_i^H\right\}$

$=\mathrm{\α}\left[\begin{array}{c}{\left|\right|r_1\left|\right|}_2{e}^{-{\mathrm{j\θ}}_1}\\ {\left|\right|r_2\left|\right|}_2{e}^{-{\mathrm{j\θ}}_2}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\left|\right|r_m\left|\right|}_2{e}^{-{\mathrm{j\θ}}_m}\end{array}\right]$

这里，其中α是用于对由MRC引入的增益进行调整的常数因子，并且e^jθi表示第i个导频信号的初始相位。

在MRC中，将加在一起的三个接收到的导频信号的相位对准(使相互相干)并将其包络与其SNR的平方根成比例地加权。因此在使用MRC的信道估计中，与第i个接收到的导频的SNR的平方根成比例地确定该第i个接收到的导频的权重w_mi ^MR，这意味着 $w_{\mathrm{mi}}^{\mathrm{MR}}=\mathrm{\α}{\left|\right|r_i\left|\right|}_2{e}^{-{\mathrm{j\θ}}_i}.$

此外，合并器输出的总SNR等于各导频时隙中SNR的和， ${\mathrm{SNR}}^{\mathrm{MR}}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SNR}}_i,$ 其中SNR^MR是合并的SNR，SNR_i是第i个导频时隙的SNR。

如果各接收到的导频信号的噪声和干扰是彼此不相关的，则公知的是MRC等价于MMSEC。通常，MMSEC与MRC相结合会得到更高的性能。除了各分集信道乘以与α‖r_i‖₂e^-jθi成比例的增益以外，MRC基本上与EGC相似。因此，EGC的性能表现得与MRC的性能类似，并得到更低的界。

此外，将说明用于定时差的权重调整。

参照分集合并的原理，其表明并非所有的接收到的信号向量在信道估计中起到相同的作用。通常具有更高SNR的接收到的导频信号更重要。这里，可以将各接收到的导频信号和期望的时间情况之间的定时差计算为确定其除了SNR之外的权重。例如，要估计时刻t＝t_m时的信道响应h_m，有可能的是，来自在t＝t_m时接收的rm的各信道估计

本身比来自其他接收到的导频信号r_i≠m的估计更精确。因此，即使所有的接收到的信号具有相同的SNR，也可以将r_m或

给予比其他的信道响应更高的权重。下面说明根据分集合并技术确定的用于调整权重的权重调整方案。

首先，使用遗忘因子的权重调整服从递归最小二乘估计方案的原理，在递归最小二乘估计方案中，可以将接收到的导频信号r_i的权重w_mi调整为新的权重。可以根据等式13来表示该新的权重。

[等式13]

${\stackrel{-}{w}}_{\mathrm{mi}}={\mathrm{\λ}}^{|t_i-t_m|}{w}_{\mathrm{mi}}$

这里，其中w_mi是由先前描述过的分集技术确定的权重，t_m是期望的信道响应h_m的定时点(timing stance)，λ∈(0 1]称为遗忘因子，其主要由信道相干时间决定。当λ＝1时，各权重无变化且 ${\tilde{w}}_{\mathrm{mi}}=w_{\mathrm{mi}}.$ 当 $\mathrm{\λ}=\frac{1}{2}$ 时，对M＝3，调整后的权重向量

为 ${\tilde{w}}_2=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{2}{w}_{21}& w_{22}& \frac{1}{2}{w}_{23}\end{array}\right].$ 因此，时间差Δ_mi＝|t_i-t_m|越大，调整后的权重

就可以越小。

第二，多普勒效应的权重调整假设移动台在时刻t_m和t_i之间的时间期间以恒定速度v向着某个方向移动。这里，可以用下式表示由于多普勒效应而导致的归一化自相关。

[等式14]

$R\left({\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{mi}}\right)=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_D{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{mi}}\right)$

$=\underset{n=0}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{\left(\frac{\mathrm{\π}{f}_D|t_i-t_m|}{n!}\right)}^{2n}$

这里，其中f_D＝v/λ是最大多普勒移位，J₀(*)是第一种零阶贝塞尔(Bessel)函数。如果需要考虑对多普勒效应的补偿，则还需要利用下式对先前确定的权重

进行调整。

[等式15]

${\stackrel{{~}^{\′}}{w}}_{\mathrm{mi}}=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_D{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{mi}}\right){\tilde{w}}_{\mathrm{mi}}$

$=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_D\right|t_i-t_m\left|\right){\mathrm{\λ}}^{|t_i-t_m|}{w}_{\mathrm{mi}}$

工业实用性

显然，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本领域技术人员可以对本发明做出各种修改和变型。因此，本发明旨在涵盖落入所附权利要求及其等同物范围内的本发明的所有修改和变型。

Claims (14)

1.一种在无线通信系统中检测用于信道估计的至少一个信道的方法，所述方法包括以下步骤：

从发送端接收多个信号，其中所述信号包括多个导频符号和多个数据符号；

确定各导频符号的权重值，其中各导频符号的所述权重值是基于特定信息确定的，所述特定信息包括时间差、接收到的信号的方向、通信实体的速度以及多普勒效应中的至少一个；

将所确定的各权重值分配给各导频符号；以及

通过使用与各导频符号相对应的权重值的各自信息对各数据符号进行解调。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述特定信息进一步包括以下信息中的至少一种：所述导频符号的功率、接收到的导频符号的质量、信道条件以及感兴趣数据。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述无线通信系统实现正交频分复用(OFDM)方案、或者码分复用(CDM)或码分多址(CDMA)、或者多载波码分复用(MC-CDM)、或者多载波码分多址(MC-CDMA)。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，将较高权重值分配给与具有相对低功率的所述导频符号相比具有更强功率的所述导频符号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，将较高权重值分配给与希望出现信道响应的特定时间点更接近的所述导频符号。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，将较小权重赋予从具有较高速度的通信实体接收的信号。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，将较小权重赋予以相对于发送与接收实体间的通信线路的较小的入射角接收的信号。

8.一种在无线通信系统中检测至少一个信道的方法，所述方法包括以下步骤：

从发送端接收多个信号，其中所述信号包括多个导频符号和多个数据符号；

确定各导频符号的权重值，其中各导频符号的所述权重值是基于特定信息确定的，所述特定信息包括时间差、接收到的信号的方向、通信实体的速度以及多普勒效应中的至少一个；

将所确定的所述权重值分配给各导频符号；

将多个加权的导频符号合并到单个加权的导频符号，其中所述多个加权的导频符号是连续的导频符号；以及

通过使用所述单个加权的导频符号的信息对各数据符号进行解调。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述特定信息进一步包括以下信息中的至少一种：所述导频符号的功率、接收到的导频符号的质量、信道条件以及感兴趣数据。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，所述无线通信系统实现正交频分复用(OFDM)方案、或者码分复用或码分多址(CDM)、或者多载波码分复用(MC-CDM)、或者多载波码分多址(MC-CDMA)。

11.根据权利要求8所述的方法，其中，将较高权重值分配给与具有相对低功率的所述导频符号相比具有较强功率的所述导频符号。

12.根据权利要求8所述的方法，其中，将较高权重值分配给与希望出现信道响应的特定时间点更接近的所述导频符号。

13.根据权利要求8所述的方法，其中，将较小权重赋予从具有较高速度的通信实体接收的信号。

14.根据权利要求8所述的方法，其中，将较小权重赋予以相对于发送和接收实体间的通信线路的较小的入射角接收的信号。

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