CN101390286A - 音频功率转换系统 - Google Patents

Abstract

一种音频功率转换系统(3)，该系统包括用于为单端D类放大器(2)供电的具有正极电源干线(100)和负极电源干线(200)的电源(1)。该系统还包括与电源干线(100、200)连接的电源抽运减少电路(6)，并且该电源抽运减少电路用于通过强制电流从具有较高电压的干线流向具有较低电压的干线的方式重新分配来自所述电源的抽运电荷。根据本发明，重新分配电路通常分配来自具有较高电压的干线的电荷。这意味着对实际电路来说，抽运消除是连续发生的，而并不像现有技术那样限制每隔一个循环出现一次。

Description

音频功率转换系统

技术领域

本发明涉及音频AC-AC和DC-AC转换，其中倒相级(DC-AC)是单端D类级(开关放大器)。

AC-DC级优选为开关模式电源，但是本发明同样涉及使用线性电源技术的音频功率转换系统。

背景技术

D类放大器使用的两种最主要的拓扑结构是全桥拓扑和半桥拓扑。图2和图3显示了包括电源的这两种拓扑结构的现有技术的设置。

对于低成本的耗电产品，半桥拓扑相对于全桥拓扑具有明显的优势，因为它只需要一半数量的电源开关、驱动装置和输出电感。尽管半桥拓扑中电源开关的额定电压被加倍，但元件数量的减少仍能带来制造和成本利益。由于扬声器的输出终端接地，所以与全桥拓扑相比过载保护和输出感应更容易实现了。

半桥D类拓扑结构的缺点是需要双干线(rail)电源，并且事实上这种拓扑结构会从耗尽功率的干线返回为相对的电源干线抽运(pump)电流。如图4所示，输出的感应电流会在时段t∈[DT；T]内对负极干线电容C2充电。

输送回所述干线的电荷与负载阻抗、音频频率、功率等级和干线电压有关。它们之间的关系可用下式表示：

$\mathrm{\ΔQ}={\∫}_0^{t_{\mathrm{Audio}}}\frac{V_{\mathrm{Peak}}\·\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{Audio}}\·t)}{2\·R_{\mathrm{Load}}}-\frac{{(V_{\mathrm{Peak}}\·\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{Audio}}\·t))}^2}{2\·E_{\mathrm{Load}}\·V_{\mathrm{Rail}}}\·\mathrm{dt}---\left(1\right)$

$\mathrm{\ΔQ}=\frac{2\·V_{\mathrm{Audio}}-\frac{\mathrm{\π}\·V_{\mathrm{Audio}}^2}{2\·V_{\mathrm{Rail}}}}{4\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{Audio}}\·R_{\mathrm{Load}}}---\left(2\right)$

最坏的情况，抽运可以通过对式(2)求解dQ/dV_Audio＝0得到：

$\frac{\mathrm{dQ}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{Audio}}}=\frac{2\·V_{\mathrm{Rail}}-\mathrm{\π}\·V_{\mathrm{Audio}}}{2\·\mathrm{\π}\·f\·V_{\mathrm{Rail}}}=0\⇔V_{\mathrm{Audio}}=\frac{2}{\mathrm{\π}}\·V_{\mathrm{Rail}}---\left(3\right)$

然后把式(3)代入式(2)可以得到最坏情况下电荷为：

${\mathrm{\ΔQ}}_{\mathrm{Max}}=\frac{V_{\mathrm{Rail}}}{2\·{\mathrm{\π}}^2\·f_{\mathrm{Audio}}\·R_{\mathrm{Load}}}---\left(4\right)$

可以得到对于给定的干线电压增幅(标称干线电压的一部分)，电容最小值为：

$C_{\mathrm{Min}}=\frac{1}{2\·{\mathrm{\π}}^2\·f_{\mathrm{Audio}}\·{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{relative}}}---\left(5\right)$

图5显示了音频信号为20Hz、负载阻抗为4ohm的实例，其中干线容量的最小值由可允许的干线扰动的函数决定。如果我们允许干线电压增加20％，最小容量/通道/干线约为3000uF。对于使用单端D类放大器的立体声装置，若想保持干线电压的增幅在20％之内，需要使用4个3300uF的电容。上面实例中的干线变化结果如图5所示。标称干线电压是40V DC，干线扰动约增加8V(20％)。音频信号等于2/π倍的标称干线电压，也就是上述的最坏的情况。

放大器的性能也会受到干线抽运的影响，特别是无反馈D类放大器，其中不对称的干线扰动与音频信号直接调制在一起会导致严重失真。由于双电源具有不对称的扰动，所以执行的任何前馈系统只起很小作用或不起作用。

当考虑到上述由干线抽运现象所带来的问题时，与全桥D类放大器相比，单端D类放大器在元件数量和复杂度方面的优势荡然无存。缺点可被总结如下：

—过多使用干线电容

更高的成本和更大的物理尺寸

—采用干线电容和放大器MOSFET成为更高额定电压装置

更高的成本和更大的物理尺寸

—无反馈D类放大器难以接受的音频性能和反馈D类放大器变差的音频性能

产品价值的降低

在WO 2005/091497中提出了一种单端D类放大器的电压均衡电路。

该电路存在一些本发明中不存在的缺点，其中的一些缺点是：

1)电路通过一个2步骤的操作重新分配抽运能量。第一步将能量储存到电感中，第二步电感释放能量。

2)电路使用两个分离的控制系统。

3)电路只能限制干线抽运-而不会消除它。

4)电路不会同时帮助两个干线上的干线容量的利用。

5)电路是基于一种转换效率很低的“升降压”拓扑结构。

如果干线抽运被有效地消除，一定数量的不可忽略功率不得不在干线之间循环。根据式(4)可以计算出在所述最坏情况下需要从一个干线转换到另一个干线的平均功率：

$P_{\mathrm{Av}\_\mathrm{Pumping}}=\frac{V_{\mathrm{Rail}}^2}{{\mathrm{\π}}^2\·R_{\mathrm{Load}}}---\left(6\right)$

引入最大调制指数MMax，它是最大输出电压与干线电压的比值，可以得到平均抽运功率与最大输出功率之间的关系为：

$\frac{P_{\mathrm{Av}\_\mathrm{Pumping}}}{P_{\mathrm{Max}\_\mathrm{Rload}}}=\frac{2}{{\mathrm{\π}}^2\·M_{\mathrm{Max}}^2}---\left(7\right)$

在一种功率为2x125W、负载阻抗为4ohm、干线电压为+/—40V、最大调制指数为0.85的立体声装置中，在所述最坏情况下重新分配的平均功率大约为81W，该平均功率约占输送到负载上的功率的32％。

为了受益于使用单端D类放大器的优势，干线抽运问题需要用一种在音频功率转换系统中增加最小复杂度和成本的巧妙方法来解决。

发明目的

本发明的目的是为音频功率转换系统提供：

1)更优的系统性能，通过消除或减少电源抽运从而改善导致较好音频性能的电源质量。

2)减少复杂度，由于本发明能够在保证单端结构所有优势的同时不引入由干线抽运现象所引起的典型问题。

此外，在本发明的一些实施方式中还提供：

3)更高的系统效率，通过采用减少干线抽运和D类放大器的单端结构(在电源路线中仅有一个半导体)的结合，从而降低了电源的峰值功率与平均功率的比值。

4)更优的EMI性能，因为本发明能够采用对产生的高频噪声具有有益影响的软开关技术(ZVS，ZVC)。

发明内容

本发明的目标通过音频功率转换系统实现，该系统包括用于为单端D类放大器供电的具有正极电源干线和负极电源干线的电源。该系统还包括与电源干线连接的电源抽运(supply pump)减少电路，该电源抽运减少电路用于通过强制电流从具有较高电压的干线流向具有较低电压的干线来重新分配来自所述电源的抽运电荷(pumping charge)。

本发明的核心装置是电源抽运减少电路。该电路起电源干线镜像(Supply Rail Mirror)(SRM)的作用，该电源干线镜像在给定的任何给定的时间把数值上最小值的电压映射到另一条干线。在发生干线抽运的情况下，SRM电路将通过重新分配抽运电荷的方法映射电源干线，采用这种方法电源干线在数值上变的基本相等。

在现有技术中，干线抽运通过两个循环来实现，其中第一循环只能从正极干线向负极干线重新分配电荷，第二循环只能从负极干线向正极干线重新分配电荷。对于实际电路来讲，这意味着重新分配电荷时只有第一个或第二个循环是有效的。

根据本发明，重新分配电路被安排为始终从高电压的干线分配电荷。这意味着对实际电路来说，抽运消除是连续发生的，而并不像现有技术中那样限制为每隔一个循环。

这也涉及到抽运消除电路的效率如何：如果本发明和现有技术对同样的电荷数量进行重新分配，由于每次都只有第二个循环是起作用的，所以现有技术不得不在每个循环中两次移动抽运电荷。这相当于和本发明相比，现有技术中均方根电流要高很多，结果导致效率的损失。

本发明的另一个优点是电路简单并且易于控制。由于SRM拓扑结构和该方法的自我调整特性，不再需要任何控制电路，并且任何导致干线电压变化的抽运都被自动修正。

电源抽运减少电路最好包括具有第一和第二线圈的高频变压器，该第一和第二线圈能在第一和第二循环期间交替地连接到所述正极和负极电源干线，使得电流从具有最高电压的干线转移到具有最低电压的干线，同时均衡所述变压器。根据本发明，变压器是实现自我调整重新分配电路的适应的办法。在两个循环中，变压器的线圈将以不同的方式连接，以便于均衡变压器。

电源抽运减少电路还可以包括用于连接的开关装置，在所述第一循环期间，所述第一线圈连接到所述正极电源干线和地线之间，并且所述第二线圈连接到所述负极电源干线和地线之间；在所述第二循环期间，所述第二线圈连接到所述正极电源干线和地线之间，所述第一线圈连接到所述负极电源干线和地线之间。

这种开关将会使两条电源干线互相有效地映射。它有两个明显的优点。首先，两个干线电压的任何变化都被均衡(抽运消除)。其次，该电路有效地利用两条干线的电容，这意味着从干线电容传递过来的动态功率将等于在具有相同电容数量的单干线电源中利用的功率。

所述开关装置可以包括受控开关，如MOSFET。MOSFET的简单驱动方式还可以启动简单的方法来实施晶体管软开关技术。那么所述电路可以包括用于提供两个等长度的具有相等间隔且不重叠的脉冲的脉冲序列的开关控制系统，该开关控制系统用来控制受控开关。

另外，所述电路可以包括分离滤波器，该分离滤波器在保持软开关特性的同时能够使SRM单元与任何双干线电源耦合。

所述开关装置还可以包括像二极管之类的不受控开关，来减少复杂度。这种方案也能够实现软开关技术。

所述电源抽运减少电路可以集成在单端D类放大器的主电源上。该集成电路在重新分配所述抽运能量的同时向放大器供电。在该电路中可通过使用基本SRM转换器的简单控制方案来保持软开关的特性。

附图说明

结合附图，本发明的优选实施方式将在下面进一步说明：

图1显示了使用单端D类放大器的功率转换系统的现有技术；

图2显示了单干线电源和桥式D类放大器组合的现有技术；

图3显示了双干线电源和单端D类放大器组合的现有技术；

图4显示了电源抽运效应内部的机制；

图5是对于负载阻抗为4ohm且频率为20Hz的最坏情况，干线容量作为电压干线偏移量的函数的曲线图；

图6是负载阻抗为4ohm且每干线上电容为3300uF，对于20Hz的最坏情况的音频信号，干线抽运的仿真图；

图7显示了具有连接到电源干线(SRM)的电源抽运消除电路的音频功率转换系统；

图8显示了本发明的一个优选实施方式；

图9显示了在图8基础上添加一个干线分离滤波器的优选实施方式；

图10显示了本发明的另一个优选实施方式；

图11显示了集成在主电源上的抽运消除转换器的框图；

图12-14显示了如图11中所示的本发明的优选实施方式；

图15显示了优选实施方式中用于开关的控制信号的时序；

图16显示了把抽运消除电路添加到一个功率为2x125W、负载阻抗为4ohm且没有(或有很少)输出电容的系统上的效果。

具体实施方式

图1显示了音频功率转换系统的框图。电源(1)可以是开关模式电源或是线性电源。根据放大器的类型，提供输出的电源可以是单干线或双干线电源。D类放大器(2)通常是半桥(单端)或全桥拓扑结构。在(2)中的通道数量可以从1变化到多个通道。负载(3)通常是电动扩音器，但也可以是把放大器的电信号转换成声音信号的任何种类的变换器。功率源(powersource)(4)可以是AC源，例如公用网(utility net)，或者它可以是电池(例如汽车的电池、可携带设备的电池)。功率源(4)的输出是(或几乎是)DC电压，这意味着在交流源输入的情况下，(4)中包括调整并稳定电压的装置。音频功率转换系统的电部分定义为(3)。

假定D类放大器(2)是单端型的，用于支持这种拓扑结构的电源(1)将是双干线电源。本发明的主要目的是通过一种巧妙的办法解决前面讨论的干线抽运问题，这样单端D类放大器结构将更有吸引力。在本发明的优选实施方式中，SRM(6)(电源干线镜像)转换器与电源(2)同时运行。

本发明的一个优选实施如图8所示。正极电源干线连接到第一电容(15)与第一对MOSFET(8)和(9)的漏极之间的连接点上。(8)的源极连接到第一变压器线圈(12)的第一终端上，并且(9)的源极连接到第二变压器线圈(13)的第一终端上。两个变压器线圈的第二终端(12)和(13)连接到公共点(0)。两个线圈通过由磁性材料制成的变压器铁心(14)互相耦合。负极电源干线连接到第二电容(15)与第二对MOSFET(10)和(11)的源极之间的连接点上。(10)的漏极连接到变压器线圈(12)与(8)的源极之间的连接点上。(11)的漏极连接到变压器线圈(13)与(9)的源极之间的连接点上。两个电容通过公共点(0)与两个变压器线圈连接。

当处于运行的状态并且晶体管8-11依照图15处于ON/OFF(开启/中止)的状态时，电路会通过两条电源干线的相互映射来消除电源抽运。在第一个循环中，晶体管8和11处于ON状态。连接电容15的正极电源干线将连接到变压器线圈12。同样的，电容16两端的负极电源电压会加在变压器线圈13上。由于两个线圈是以1：1的比例互相耦合的，所以任何正极和负极干线电压的幅度差异都会引起负载电流从具有最大幅度的干线流向另一条干线。在下一个循环中会执行同样的操作，但此时晶体管9和10处于ON状态。这种操作方式保证了变压器14的均衡。

在本发明的一个优选实施方式中，晶体管8-11在零电压切换(ZVS)的情况下处于ON或OFF的状态。在这种情况下通过切换晶体管，则与ON和OFF转换有关的损耗可以被忽略。通过以一种方式调整变压器构造的磁化电感(14)来实现晶体管的零电压切换是有可能的，这种方式是使晶体管两端的电压在下一次转换发生前完全反向的方式。如图15所示有必要在晶体管处于ON状态的信号之间设置一个小的空载时间，来允许ZVS的完成。

必须在空载时间窗口之内使晶体管两端的电压完全反向的磁化电流由下式给出：

$I_{\mathrm{Magnetizing}}\≥C_{\mathrm{Node}}\·\frac{V_{\mathrm{DS}}}{t_{\mathrm{Dead}\_\mathrm{time}}}---\left(8\right)$

其中C_Node是电路节点的堆积容性负载，V_DS是在此特殊节点处需要在空闲时间内被反向的电压的幅值。式(8)是近似式，并且只有在空闲时间比开关的接通时间小很多的情况下才成立。还应该记住的是C_Node容量高度依赖于电压。(例如：MOSFET的输出容量和二极管的正极-负极容量)。

将磁化电流转化成磁化电感得到：

$L_{\mathrm{Magnetizing}}\≤\frac{V_{\mathrm{DS}}\·t_{\mathrm{ON}}}{{2\·I}_{\mathrm{Magnetizing}}}---\left(9\right)$

将(8)代入(9)：

$L_{\mathrm{Magnetizing}}\≤\frac{t_{\mathrm{Dead}\_\mathrm{time}}\·t_{\mathrm{ON}}}{2\·C_{\mathrm{Node}}}---\left(10\right)$

这样，非理想变压器(14)的磁化电感可以用来促进ZVS转换。由于实际的变压器中也存在线圈之间的非理想连接，该非连接变压器磁通量可以认为是与变压器线圈串联的寄生电感。该电感一般被认为是漏电感。

根据本发明，还可能在SRM中形成电流，从而使零电流切换(ZCS)成为可能(忽略变压器的磁流)。ZCS可以通过利用变压器的漏电感和电容15与电容16的谐振回路来实现。电流谐振必须经历全波振荡，这意味着理想电流的形式将是平方正弦曲线。谐振回路必须遵从：

在一些应用中，不能通过控制电容15和电容16的取值来调节谐振电流的转换。这种情况下，可以依据本发明使用滤波器，该滤波器根据高频电磁感应把电容15和16从电源干线分离(图9)。该分离通过在电容15和正极电源干线之间添加电感17以及在电容16和负极电源干线之间添加电感18来完成。通过这种方法，电路的高频特性以及电容15与电容16和漏电感之间的谐振频率被控制。

本发明的另一个优选实施方式如图10所示。晶体管30和晶体管31同电容28和电容29构成半桥结构。变压器线圈23连在晶体管30和31与电容28和29的连接点之间。变压器线圈21的第一终端与二极管26的正极和二极管25的负极相连。变压器线圈22的第二终端与二极管27的正极和二极管24的负极相连。变压器线圈21的第二终端与变压器线圈22的第一终端连在一起，并且连到公共点0。二极管26和27的负极连接电容28、晶体管31和电容33的连接点，该连接点也与正极电源干线连接。二极管24和25的正极连接到电容29、晶体管30和电容32的连接点，该连接点也与负极电源干线连接。电容33和电容32的连接点与公共点0相连。

根据图15晶体管以不重叠的接近50％的占空因数操作。在电源抽运的情况下，电容33或电容32的上的电压将增加。在电容28和29上也会发现这种电压增加的现象，但由于电路构造的原因，电压的增加将被分摊在这两个电容上。晶体管30处于ON状态将使电容29两端的电压加在变压器线圈23上。如果电容33被抽运，电容29的电流会从线圈23变换到线圈22，并通过二极管24对电容32进行充电。在下一个循环中，晶体管31将使电容28两端的电压加在变压器线圈23上。假设电容33被抽运，电容28的电流会从线圈23变换到线圈21，并通过二极管25对电容32进行充电。电容32的抽运会引发与上面描述相似的操作，但这时二极管26和27代替二极管24和25来起作用。

如用于本发明的前面实施，电路也以相似的方式促进晶体管的ZVS。

对如图10所示的电路进行ZCS操作也是可能的。该电路中的谐振回路由电容28和电容29连同变压器14的漏电感一起构成。谐振电流是半波正弦信号并且在下面的条件下引起零电流切换(ZCS)的转换：

                    (12)

本发明的另一个优选实施例如图11所示。在该实施中，SRM和电源被集成在同一级上。到现在为止本发明所提出的所有实施都能被改变为具有集成SRM的电源。这种转换非常简单，可通过在变压器结构(14)上添加一个线圈(或多个线圈)来完成。

本发明的一个优选实施方式可参见图12，其中电源和SRM已被集成。附加的电路与如图9所示的单独放置的SRM相比，能够容易地确定为两个附加的变压器线圈34和35以及一个由晶体管36和37实现的推挽式结构。本发明不局限于使用推挽式电路，同样可以由如图13中所示的半桥结构和图14中所示的全桥结构的任何初级侧参考电路来实现。

如前面的讨论图6显示了功率为2x125W且负载阻抗为4ohm的立体声装置的干线电压变化。该实例中的干线容量是每干线2 x 3300uF(总共4 x 3300uF)。通过添加如图9所示的抽运消除电路并且除去干线电容(剩余2 x 22uF)，如图16所示电压变化实际上已经消失了。看到的小变化是由阻抗电压在非理想开关、电感和变压器线圈中的下降引起的。

Claims (16)

1、一种音频功率转换系统(3)，该系统包括：

电源(1)，该电源(1)具有用于为单端D类放大器(2)供电的正极电源干线(100)和负极电源干线(200)，其特征在于，该系统还包括：

与所述电源干线(100、200)连接的电源抽运减少电路(6)，该电源抽运减少电路(6)用于通过强制电流从具有较高电压的干线流向具有较低电压的干线来重新分配来自所述电源的抽运电荷。

2、根据权利要求1所述的系统，其中所述电源抽运减少电路包括高频变压器，该高频变压器具有第一线圈和第二线圈，所述第一线圈和第二线圈在第一循环和第二循环期间能够交替连接到所述正极电源干线和负极电源干线(100、200)，由此使得电流从具有最高电压的干线转移到具有最低电压的干线，同时均衡所述变压器。

3、根据权利要求2所述的系统，其中所述电源抽运减少电路还包括开关装置，该开关装置用于在所述第一循环期间将所述第一线圈连接在所述正极电源干线与地之间并将所述第二线圈连接在所述负极电源干线与地之间，并且该开关装置用于在所述第二循环期间将所述第二线圈连接在所述正极电源干线与地之间并将所述第一线圈连接在所述负极电源干线与地之间。

4、根据权利要求2或3所述的系统，该系统还包括与第一变压器线圈和第二变压器线圈并联的电容(15、16)。

5、根据权利要求3所述的系统，其中所述开关装置包括受控开关(8、9、10、11)。

6、根据权利要求5所述的系统，该系统还包括开关控制系统，该开关控制系统用于提供两个等长度的具有相等间隔且不重叠的脉冲的脉冲序列来控制所述受控开关。

7、根据权利要求6所述的系统，其中控制脉冲是经PWM调制的。

8、根据权利要求3-7中任一项权利要求所述的系统，其中所述开关装置还包括不受控开关(24、25、26、27)。

9、根据权利要求1所述的系统，其中所述电源抽运减少电路(6)包括：

变压器，该变压器具有第一变压器线圈和第二变压器线圈(12、13)；

第一电容(15)，连接在第一公共点(0)与第二公共点(100)之间；

第一开关，连接在所述第二公共点(100)与所述第一变压器线圈(12)的第一终端之间；

第二开关，连接在所述第二公共点(100)与所述第二变压器线圈(13)的第二终端之间；

第二电容(16)，连接在所述第一公共点(0)与第三公共点(200)之间；

第三开关(10)，连接在所述第三公共点(200)与所述第一变压器线圈(12)上的所述第一终端之间；

第四开关(11)，连接在所述第三公共点(200)与所述第二变压器线圈(13)上的所述第二终端之间；以及

其中所述第一变压器线圈(12)的第二终端和所述第二变压器线圈(13)的第一终端连接到所述第一公共点(0)。

10、根据权利要求9所述的系统(图9)，其中所述电源抽运减少电路(6)还包括：

第一分离滤波器电感(17)，连接在第一公共点(100)与所述正极电源干线之间；以及

第二分离滤波器电感(18)，连接在第二公共点(200)与所述负极电源干线之间。

11、根据权利要求1所述的系统(图10)，其中所述电源抽运减少电路(6)包括：

变压器，该变压器具有第一变压器线圈、第二变压器线圈和第三变压器线圈(21、22、23)；

第一电容，连接在第一公共点(0)与第二公共点(100)之间；

第一二极管(26)，该第一二极管(26)的负极连接到所述第二公共点(100)，并且该第一二极管(26)的正极连接到所述第一变压器线圈(21)的第一终端；

第二二极管(27)，该第二二极管(27)的负极连接到所述第二公共点(100)，并且该第二二极管(27)的正极连接到第二变压器线圈(22)的第二终端；

第二电容，连接在所述第一公共点(0)与第三公共点(200)之间；

第三二极管(24)，该第三二极管(24)的正极连接到所述第三公共点(200)，并且该第三二极管(24)的负极连接到所述第二变压器线圈(22)的所述第二终端；

第四二极管(25)，该第四二极管(25)的正极连接到所述第三公共点(200)，并且该第四二极管(25)的负极连接到所述第一变压器线圈(21)的所述第一终端；

其中所述第一变压器线圈(21)的第二终端和所述第二变压器线圈(22)的第一终端连接到所述第一公共点(0)；

第三电容(28)，连接在所述第二公共点(100)与所述第三变压器线圈(23)的第一终端之间；

第四电容(29)，连接在所述第三变压器线圈的所述第一终端与所述第三公共点(200)之间；

第一开关(31)，连接在所述第二公共点(100)与所述第三变压器线圈(23)的第二终端之间；以及

第二开关(30)，连接在所述第三变压器线圈的所述第二终端与所述第三公共点(200)之间。

12、根据前述任一项权利要求所述的系统，其中所述电源抽运减少电路(6)集成在所述电源(7)中。

13、根据权利要求9所述的系统，其中所述变压器具有第三变压器线圈和第四变压器线圈(34、35)，并且其中所述电源抽运减少电路(6)还包括：

第五开关(36)，该第五开关(36)的第一终端连接到所述第三变压器线圈(34)，并且该第五开关(36)的第二终端连接到功率源(4)；

第六开关(37)，该第六开关(37)的第一终端连接到所述第四变压器线圈(35)，并且该第六开关(37)的第二终端连接到所述功率源(4)。

14、根据权利要求9所述的系统，其中所述变压器具有第三变压器线圈(38)，且其中所述电源抽运减少电路(6)还包括：

第三电容(39)，连接在所述第三线圈(38)的第一终端与电源(4)之间；

第五开关(41)，连接在所述第三线圈(38)的第二终端与所述电源(4)之间；

第四电容(40)，连接在所述第三线圈(38)的第一终端与所述电源(4)之间；

第六开关(42)，连接在所述第三线圈(38)的第二终端与所述电源(4)之间。

15、根据权利要求9所述的系统，其中所述变压器具有第三变压器线圈(43)，且其中所述电源抽运减少电路(6)还包括：

第五开关(44)，连接在所述第三线圈(38)的第一终端与电源(4)之间；

第六开关(46)，连接在所述第三线圈(38)的第二终端与所述电源(4)之间；

第七开关(45)，连接在所述第三线圈(38)的第一终端与所述电源(4)之间；

第八开关(47)，连接在所述第三线圈(38)的第二终端与所述电源(4)之间。

16、根据权利要求2-15中任一项权利要求所述的系统，其中所述变压器线圈在由磁性材料制成的变压器铁心(14)中互相磁耦合。

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