CN101383554B - 一种共模/差模电磁干扰噪声分离网络 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力电子电磁干扰研究领域，公开了一种共模/差模噪声分离网络，包括2个传输线变压器相并联，且两者输入阻抗均为100Ω，这样就可以更精确地保证Z_in1＝Z_in2＝50Ω，而且可以更好地发挥传输线变压器频带宽的优点；同时加入了补偿电容使该共模/差模噪声分离网络的输入阻抗可以在整个频带内保持在50Ω。该共模/差模噪声分离网络达到分离网络的阻抗匹配，实现了该网络在30MHz宽带内始终保持50欧姆特征阻抗，可以用于各类传导电磁干扰噪声的共模/差模分离。

Description

一种共模/差模电磁干扰噪声分离网络

技术领域

本发明属于电力电子电磁干扰研究领域，涉及一种共模/差模电磁干扰噪声分离网络。

背景技术

在当今电力电子装置得到广泛应用和迅速发展的同时，电磁兼容问题也逐步受到重视。在电力电子装置中电磁干扰主要是通过传导途径传播的。而传导干扰根据其干扰方式不同可分为共模噪声(CM Noise)和差模噪声(DMNoise)。由于这两种噪声性质不同，所以必须对共模及差模分量分别进行测量。而目前传导干扰测量设备线性阻抗稳定网络(LISN)所测量的是两者的混合信号。因此在测量过程中需要噪声分离装置。目前国内外众多学者已提出多种分离差、共模噪声的方法，但是都不能完全保证其输入阻抗保持在50Ω，而且噪声分离网络的制作过程要求较高，需要时间长。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种高精度、宽带型共模/差模电磁干扰噪声分离网络，它能够正确分离共模、差模噪声信号，并满足输入阻抗总保持50Ω，而且具有电路结构简单、造价低、外形尺寸小的优点。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：一种共模/差模电磁干扰噪声分离网络，其特征在于，包括：

外接端口Port1、外接端口Port2，用于输入共模/差模混合信号；

外接端口Port3，用于输出共模噪声信号；

外接端口Port4，用于输出差模噪声信号；

与外接端口Port3对地并联的第一电阻；

与外接端口Port4串联的第二电阻；

第一传输线变压器，其第一绕组的端口为1a、1b，其第二绕组的端口为2a、2b，端口1a、2a为同相端，两绕组同相绕制，其阻抗变换比4∶1，变比1∶1，输入阻抗100Ω；

第二传输线变压器，其第一绕组的端口为3a、3b，其第二绕组的端口为4a、4b，端口3a、4a为同相端，两绕组同相绕制，其阻抗变换比1∶1，变比1∶1，输入阻抗100Ω；

以及分别并联在第二传输线变压器输入、输出端的第一补偿电容和第二补偿电容；

所述外接端口Port1分别与第一传输线变压器的1a端、第二传输线变压器的3a端电连接，所述外接端口Port2分别与第一传输线变压器的2b端、第二传输线变压器的4a端电连接，所述外接端口Port3分别与第一传输线变压器的1b端、2a端电连接，所述外接端口Port4串联第二电阻后与第二传输线变压器的4b端电连接，其3b端接地；

所述第一电阻50Ω与外接端口Port3对地的输出匹配阻抗50Ω并联保证第一传输变压器输入阻抗100Ω，所述第二电阻50Ω与外接端口Port4对地的输出匹配阻抗50Ω串联保证第二传输变压器输入阻抗100Ω，从而保证第一、第二传输变压器的输入阻抗均为50Ω。

本发明进一步特点在于：所述第一、第二传输线变压器均采用紧靠平行双线传输线绕制而成；所述紧靠平行双线传输线的护套介质采用聚四氟乙烯。

本发明采用2个传输线变压器相并联，且两者输入阻抗均为100Ω，这样就可以更精确地保证外接端口Port1、Port2对地输入阻抗Z_in1＝Z_in2＝50Ω，更好地发挥传输线变压器频带宽(达30MHz)的优点，而且传输线和磁芯的选择容易，来源广泛，价格低廉，传输线变压器为紧靠平行双线缠绕，制作简单。同时加入补偿电容使该共模/差模噪声分离网络的输入阻抗可以在整个频带内保持在50Ω，而且补偿电容计算简单，取值小(pF级)。

附图说明

以下结合附图和发明人实现的实施例作进一步详细说明。

图1为本发明共模/差模噪声分离网络电路结构原理图，虚线框表示输入电阻为50Ω的频谱分析仪；

图2为本发明共模/差模噪声分离网络的输入阻抗模波特图；

图3为本发明共模/差模噪声分离网络的输入阻抗角波特图；

图2、图3中，为Port1对地的输入阻抗Z_in1，Z_in1＝|Z|∠θ_z，图2纵坐标为Z_in1的阻抗模|Z|，图3为Z_in1的阻抗角θ_Z，横坐标为频率F(MH_Z)。

具体实施方式

参照图1，本发明的共模/差模噪声分离网络，包括为使用时外部连接端口Port1至Port4，两个传输线变压器，其中一个为可实现4:1阻抗变换的第一传输线变压器T₁，它实现的功能是一个功率合成器，通过它可在Port3得到共模噪声信号。另一个是比值为1:1的第二传输线变压器，它可以阻挡共模噪声信号通过，而在Port4得到差模噪声信号。此外该网络还需要两个补偿电容以及必要的电阻，其中电阻R_CM和R_DM为频谱分析仪内阻抗，均为50Ω。第一电阻R₁与R_CM并联从而通过4:1第一传输线变压器T₁的作用后Port1和Port2之间电阻值为4×25Ω＝100Ω。第二电阻R₂与R_DM串联从而通过1:1第二传输线变压器T₂后Port1和Port2之间电阻值也为1×100Ω＝100Ω。这样就可以保证Port1对地和Port2对地的输入电阻都分别达到50Ω，即Z_in1＝Z_in2＝50Ω。两个补偿电容C_h1、C_h2则分别并联在第二传输线变压器T₂的3a、4a端之间和3b、4b端之间。

Port1和Port2与线性阻抗稳定网络(LISN)连接，为共模差模混合信号的输入端。Port3和Port4与频谱分析仪或传导EMI接收机连接，对已分开的共模噪声信号和差模噪声信号分别进行检测。

但是要达到上述结果的理想条件是传输线与负载形成阻抗匹配，而要达到阻抗匹配不仅要选择磁芯、传输线，还要对其匝数进行设计。下面根据具体电路对带宽、驻波比等指标的要求，通过计算得到所需的传输线匝数和长度。

首先传输线选择紧靠平行双线传输线，护套介质为聚四氟乙烯，其介电常数是2.1。

紧靠平行双线介质的电充填因子

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{\ϵ}}=\frac{\lg \frac{D}{d}}{\lg [\frac{D}{d}+\sqrt{{\left(\frac{D}{d}\right)}^2-1}]}=\frac{\lg 1.2}{\lg [1.2+\sqrt{{1.2}^2-1}]}=0.293---\left(1\right)$

式中，D为单线直径；d为单线导体直径； $\frac{D}{d}=1.2$

则紧靠平行双线特性阻抗工程近似计算值为，

$Z_0=276\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}}}}\lg [\frac{D}{d}+\sqrt{{\left(\frac{D}{d}\right)}^2-1}]=276\×\sqrt{0.8465}\×\lg [1.2+\sqrt{{1.2}^2-1}]=68.6\mathrm{\Ω}---\left(2\right)$

$\frac{1}{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}}}=1+(\frac{1}{\mathrm{\ϵ}}-1){\mathrm{\α}}_{\mathrm{\ϵ}}=1+(\frac{1}{2.1}-1)\×0.293=0.8465---\left(3\right)$

ε为护套介质的介电常数；ε_eff为有效介电常数。

因为当磁芯初始磁导率为2500时，其最佳抑制范围为10～30MHz，故选择磁导率2500的NiZn铁氧铁磁芯。其尺寸为磁芯外径D＝25mm，磁芯内径d＝15mm，磁芯厚度h＝10mm。

等效参数计算如下：

$A_e=\frac{h{\ln }^2(r_2/r_1)}{1/r_1-1/r_2}=\frac{10{\ln }^2(15/25)}{1/12.5-1/7.5}=48.93m{m}^2---\left(4\right)$

$l_e=\frac{2\mathrm{\π}\ln (r_2/r_1)}{1/r_1-1/r_2}=\frac{2\mathrm{\π}\ln (15/25)}{1/12.5-1/7.5}=60.15\mathrm{mm}---\left(5\right)$

其中A_e为磁芯有效截面积，l_e为磁芯有效磁路长度， $r_1=\frac{D}{2}$ $r_2=\frac{d}{2}.$

该噪声分离网络设定插入损耗IL<0.5dB，电压驻波系数ρ<1.4，T为传输系数，一般工程上要求T＝100(隔离度20dB)以上，故选取T＝100。

$T=1+\frac{R_g\mathrm{\&mu;}\&prime;\&prime;}{\mathrm{\&omega;}{L}_0({\mathrm{\&mu;}\&prime;}^2+{\mathrm{\&mu;}\&prime;\&prime;}^2)}+\frac{R_g^2}{4{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_0^2({\mathrm{\&mu;}\&prime;}^2+{\mathrm{\&mu;}\&prime;\&prime;}^2)}---\left(6\right)$

$\mathrm{IL}=10\lg [1+\frac{R_g\mathrm{\&mu;}\&prime;\&prime;}{\mathrm{\&omega;}{L}_0({\mathrm{\&mu;}\&prime;}^2+{\mathrm{\&mu;}\&prime;\&prime;}^2)}+\frac{R_g^2}{4{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_0^2({\mathrm{\&mu;}\&prime;}^2+{\mathrm{\&mu;}\&prime;\&prime;}^2)}]\&le;0.5---\left(7\right)$

μ′为磁导率实部，μ″为磁导率虚部，L₀为空心绕组电感，R_g为电源内阻。

由于选用的是低损耗的NiZn磁环(μ′<<μ″)，故上式可简化为

$10\lg [1+\frac{R_g^2}{4{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_0^2{\mathrm{\&mu;}\&prime;}^2}]\&le;0.5\&DoubleRightArrow;\frac{\mathrm{\&omega;}{L}_0\mathrm{\&mu;}\&prime;}{R_g}\&GreaterEqual;1.43---\left(8\right)$

根据电压驻波系数条件可推出下式：

$\mathrm{\&rho;}=\frac{1+\mathrm{\&Gamma;}}{1-\mathrm{\&Gamma;}}<1.4$

$\mathrm{\&Gamma;}={[{(1+\frac{2\mathrm{\&omega;}{L}_0\mathrm{\&mu;}\&prime;\&prime;}{R_g})}^2+{\left(\frac{2\mathrm{\&omega;}{L}_0\mathrm{\&mu;}\&prime;}{R_g}\right)}^2]}^{-\frac{1}{2}}<0.169\&DoubleRightArrow;\frac{\mathrm{\&omega;}{L}_0\mathrm{\&mu;}\&prime;}{R_g}\&GreaterEqual;2.99---\left(9\right)$

最终得到 $\frac{\mathrm{\&omega;}{L}_0\mathrm{\&mu;}\&prime;}{R_g}\&GreaterEqual;2.99$

式中，R_g＝50Ω，ω＝2πf_min＝2π×150×10³＝9.42×10⁵rad/s

$L_0=\frac{{\mathrm{\&mu;}}_0{N}^2{A}_e}{l_e}=\frac{4\mathrm{\&pi;}{N}^2{A}_e}{l_e}\&times;{10}^{-7}H---\left(10\right)$

$\frac{\mathrm{\&omega;}4\mathrm{\&pi;}{N}^2{A}_e\mathrm{\&mu;}\&prime;}{R_g\&times;l_e}\&times;{10}^{-7}\&GreaterEqual;2.99---\left(11\right)$

$N\&GreaterEqual;\sqrt{\frac{2.99\&times;R_g\&times;l_e\&times;{10}^7}{4\mathrm{\&pi;\&omega;\&mu;}\&prime;A_e}}=\sqrt{\frac{2.99\&times;50\&times;60.15\&times;{10}^7}{4\mathrm{\&pi;}\&times;9.42\&times;{10}^5\&times;2500\&times;48.93}}=7.88---\left(12\right)$

选取N＝8匝。

在无耗、匹配情况下，若传输线长度l与工作波长λ相比足够小(l<λ_min/8)，则可近似认为传输线任何位置处的电压或电流大小均相等，且Z_in＝Z₀＝Z_L，其中Z_in为输入阻抗，Z₀传输线特性阻抗，Z_L负载阻抗。

所以需要验证传输线长度是否超过λ_min/8。

l＝Nl_w＝8×[10×2+(12.5-7.5)]mm＝200mm        (13)

$\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }}{8}=\frac{\mathrm{\&upsi;}}{8f_{\max }}=\frac{3\&times;{10}^8\&times;{10}^3}{8\&times;30\&times;{10}^6}\mathrm{mm}=1250\mathrm{mm}---\left(14\right)$

可见满足l<λ_min/8条件，阻抗匹配网络设计完成。因此，第一、二传输线变压器匝数最少为8匝。

第一传输线变压器作为功率合成器，电路的隔离度便成了一个重要约束条件。这是为了在进行功率合成时一个电源发生变化或损坏时不会影响到另一个电源的正常工作。下面对第一传输线变压器进一步设计。

为了获得最大的隔离度，选择4:1传输线变压器ab间平衡电阻R_ab＝100Ω。L_ab为ab之间变压器磁化电感。

$L_{\mathrm{ab}}\&GreaterEqual;\frac{R_{\mathrm{ab}}}{8\mathrm{\&pi;}{f}_{\min }}\sqrt{T-3}=0.26\mathrm{mH}---\left(15\right)$

将 $L_{\mathrm{ab}}=\frac{{\mathrm{\&mu;}}_0\mathrm{\&mu;}\&prime;N^2{A}_e}{l_e}$ 代入式，得

$N\&GreaterEqual;\sqrt{\frac{L_{\mathrm{ab}}{l}_e}{{\mathrm{\&mu;}}_0\mathrm{\&mu;}\&prime;A_e}}=\sqrt{\frac{0.26\&times;{10}^{-3}\&times;60.18\&times;{10}^{-3}}{4\mathrm{\&pi;}\&times;{10}^{-7}\&times;48.93\&times;{10}^{-6}\&times;2500}}=10.1---\left(16\right)$

选取第二传输线变压器匝数N＝11匝。

然后验证传输线长度是否超过λ_min/8。

$l={\mathrm{Nl}}_w=11\&times;[10\&times;2+(12.5-7.5)]\mathrm{mm}=275\mathrm{mm}<\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }}{8}---\left(17\right)$

而对于加入补偿电容的目的是在高频输入阻抗偏移50Ω处将虚部导纳补偿掉。

$Z_L=\frac{1}{\mathrm{j\&omega;}{C}_{h2}+\frac{1}{R}}=\frac{R}{1+\mathrm{j\&omega;R}{C}_{h2}}---\left(18\right)$

$Z_c=Z_0\frac{Z_L+j{Z}_0\tan \mathrm{\&beta;l}}{Z_0+j{Z}_L\tan \mathrm{\&beta;l}}=\mathrm{rR}\&times;\frac{\frac{R}{1+\mathrm{j\&omega;R}{C}_{h2}}+\mathrm{jrR}\tan \mathrm{\&beta;l}}{\mathrm{rR}+j\frac{R}{1+\mathrm{j\&omega;R}{C}_{h2}}\tan \mathrm{\&beta;l}}---\left(19\right)$

$\frac{1}{Z_c}+\mathrm{j\&omega;}{C}_{h1}=\frac{1}{R}\&DoubleRightArrow;C_{h1}=C_{h2}=C_h---\left(20\right)$

$C_h=\frac{(1-\sqrt{1-(r^2-1){\tan }^2\mathrm{\&beta;l}})}{\mathrm{\&omega;}\mathrm{rR}\tan \mathrm{\&beta;l}}---\left(21\right)$

下面是对补偿电容进行计算。

R＝100Ω

r×R＝68.6Ω

$r=\frac{68.6}{100}=0.686$

对于紧靠平行双线传输线， $\mathrm{\&beta;}=\mathrm{\&omega;}\sqrt{\mathrm{\&mu;\&epsiv;}};$ μ＝μ_rμ₀和ε＝ε_rε₀分别为介质的磁导率和介电常数；μ_r为介质的相对磁导率，ε_r为介质的相对介电常数；μ₀为真空中的磁导率，ε₀为真空的介电常数。

导线的护套介质为聚四氟乙烯，其 $\sqrt{{\mathrm{\&mu;}}_r{\mathrm{\&epsiv;}}_r}=1.60.$ 则

$\mathrm{\&beta;}=\mathrm{\&omega;}\sqrt{{\mathrm{\&mu;}}_r{\mathrm{\&mu;}}_0{\mathrm{\&epsiv;}}_r{\mathrm{\&epsiv;}}_0}=2\mathrm{\&pi;}{f}_{\max }\sqrt{{\mathrm{\&mu;}}_r{\mathrm{\&mu;}}_0{\mathrm{\&epsiv;}}_r{\mathrm{\&epsiv;}}_0}---\left(22\right)$

$=2\mathrm{\&pi;}\&times;30\&times;{10}^6\&times;1.60\&times;\sqrt{4\mathrm{\&pi;}\&times;{10}^{-7}\&times;8.85\&times;{10}^{-12}}=1.01\mathrm{rad}/m$

在实现过程中，传输线长度l为0.093λ。

$C_h=\frac{(1-\sqrt{1-(r^2-1){\tan }^2\mathrm{\&beta;l}})}{\mathrm{\&omega;}\mathrm{rR}\tan \mathrm{\&beta;l}}=\frac{1-\sqrt{1-({0.686}^2-1){\tan }^2\left(\frac{1.01\&times;(-0.93)\&times;360}{2\mathrm{\&pi;}}\right)}}{2\mathrm{\&pi;}\&times;30\&times;{10}^6\&times;68.6\&times;\tan \left(\frac{1.01\&times;(-0.93)\&times;360}{2\mathrm{\&pi;}}\right)}=23.3\mathrm{pF}---\left(23\right)$

根据上述计算结果，按照图1所述的电路结构原理图，选定4:1阻抗变换的第一传输线变压器匝数定为11匝，1:1阻抗变换的第一传输线变压器匝数定为8匝，两者原副边的变比均为1:1，第一补偿电容和第二补偿电容相等均为24pF，制作共模/差模噪声分离网络，应用于各种设备的电磁干扰测试。测试结果如图2、图3所示，其输入阻抗|Z_in1|在150kHz到30MHz的宽频范围内，共模/差模噪声分离网络以非常高的精度保持在50Ω。

Claims (3)

1.一种共模/差模电磁干扰噪声分离网络，其特征在于，包括：

外接端口Port1、外接端口Port2，用于输入共模/差模混合信号；

外接端口Port3，用于输出共模噪声信号；

外接端口Port4，用于输出差模噪声信号；

与外接端口Port3对地并联的第一电阻50Ω；

与外接端口Port4串联的第二电阻50Ω；

第一传输线变压器，其第一绕组的端口为1a、1b，其第二绕组的端口为2a、2b，端口1a、2a为同相端，两绕组同相绕制，其阻抗变换比4∶1，变比1∶1；

第二传输线变压器，其第一绕组的端口为3a、3b，其第二绕组的端口为4a、4b，端口3a、4a为同相端，两绕组同相绕制，其阻抗变换比1∶1，变比1∶1；

以及分别并联在第二传输线变压器输入输出端的第一补偿电容和第二补偿电容；

所述外接端口Port1分别与第一传输线变压器的1a端、第二传输线变压器T2的3a端电连接，所述外接端口Port2分别与第一传输线变压器的2b端、第二传输线变压器的4a端电连接，所述外接端口Port3分别与第一传输线变压器的1b端、2a端电连接，所述外接端口Port4串联第二电阻后与第二传输线变压器的4b端电连接，其3b端接地；

所述第一电阻50Ω与外接端口Port3对地的输出匹配阻抗50Ω并联保证第一传输变压器输入阻抗100Ω，所述第二电阻50Ω与外接端口Port4对地的输出匹配阻抗50Ω串联保证第二传输变压器输入阻抗100Ω，从而保证第一、第二传输变压器的输入阻抗均为50Ω。

2.根据权利要求1所述的一种共模/差模电磁干扰噪声分离网络，其特征在于，所述第一、第二传输线变压器均采用紧靠平行双线传输线绕制而成.。

3.根据权利要求2所述的一种共模/差模电磁干扰噪声分离网络，其特征在于，所述紧靠平行双线传输线的护套介质采用聚四氟乙烯。

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