CN101364409A - 磁盘装置和磁头控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种在磁盘装置的查找控制中能够针对外力构成健全的查找控制系统的磁盘装置和磁头控制方法。所提供的磁盘装置其特征在于，包括：使进行信息记录读取的磁头在磁盘上移动的驱动部；以及控制所述驱动部的控制单元，所述控制单元包括：具有积分器和相位超前补偿器，并根据所述磁头的目标位置和检测位置两者之差求得位置指令对所述驱动器进行反馈控制的位置误差反馈控制系统；以及输入所述磁头的目标移动距离，并用所述驱动部的数学公式模型将电流指令输出给所述驱动部的2自由度控制系统，所述控制单元具有对所述数学公式模型进行更新，并在所述更新之时将所述积分器的输出提供给所述驱动部，同时用所述相位超前补偿器的输出更新所述数学公式模型的第1更新模式。

Description

磁盘装置和磁头控制方法

技术领域

本发明涉及磁盘装置和磁头控制方法，具体来说，涉及在旋转的磁盘上使得磁头移动的磁盘装置和磁头控制方法。

背景技术

磁盘装置的磁头定位控制系统中，通常用微型计算机构成数字控制系统。也就是说，根据离散获得的磁头位置信息在微处理器内部计算控制指令，通过D/A(数字·模拟转换器)对致动器的驱动器提供控制指令。一般来说，由于致动器在高频带区有机械共振，因此对于使磁头高速·低振动·低噪音地移动到目标位置来说，生成不引起机械共振的前馈控制输入是非常重要的。

作为使磁头高速移动短距离的方法，也可考虑利用最优法预先计算不引起机械共振这种给致动器的前馈控制输入和给反馈控制系统的目标位置指令，并作为数据表保存的方法。但对于所有查找距离均采用这样的方法从微处理器的存储器容量来考虑是不可能的。因此，为长距离查找这种情况下，必须在线(online)生成给致动器的前馈控制输入和目标位置指令。

作为以此为目的的方法，可考虑通过在控制系统内部设置致动器模型，并使模型速度跟随目标曲线速度，来将给模型的控制指令和模型位置作为给致动器的馈前控制输入和目标位置指令分别提供给反馈控制系统的方法(例如专利文献1)。但专利文献1中记载的磁头定位控制系统中，模型的位置和速度与实际的磁头位置和速度并不接近的话，设置等时候磁头会过于前冲。因此，需要在查找中进行某种模型修正。

作为以此为目的的方法，存在在查找前半段中通过将反馈控制输出加到模型输入上来更新模型，并根据模型推定磁头的位置和速度，用所推定的模型的位置和速度来构成速度控制系统的方法(例如非专利文献1)。该方法，为接着在磁头接近目标位置的查找后半段中将反馈控制输出切换为加到致动器上，来构成通常的2自由度控制系统的方法。

可是必须如磁盘装置那样构成伺服系统的情况下，反馈控制器具有积分器。因此，构成这样的查找控制系统的情况下，积分器的输出也加到模型上，因而在磁锁定力等外力较大的情况下，积分器的输出也较大。因此，切换为通常的2自由度控制系统时会表现出对控制指令的过渡响应。

而且为磁盘装置的情况下，磁头一旦高速移动便斜向横切伺服图案，位置检测噪声增大。这种位置检测噪声通过反馈控制输出对模型侧的速度反馈控制系统带来影响，因而会生成振动的前馈控制指令。这也成为噪音的原因。由于上述原因，例如专利文献1或非专利文献1中记载的控制系统，在较大的外力作用这种环境下，难以实现健全的查找控制。此外，也难以减小位置检测干扰的影响。

【专利文献1】日本特开平9-73618号公报

【非专利文献1】日本机械学会第74期通常总会讲演论文集4 pp.410-411(1997)图3

发明内容

本发明正是要基于对这种课题的认识，提供一种在磁盘装置的查找控制中，能够针对外力构成健全的查找系统的磁盘装置和磁头控制方法。

根据本发明一方式提供的一种磁盘装置，其特征在于，包括：使进行信息记录读取的磁头在磁盘上移动的驱动部；以及控制所述驱动部的控制单元，所述控制单元包括：具有积分器和相位超前补偿器，并根据所述磁头的目标位置和检测位置两者之差求得位置指令对所述驱动器进行反馈控制的位置误差反馈控制系统；以及输入所述磁头的目标移动距离，并用所述驱动部的数学公式模型将电流指令输出给所述驱动部的2自由度控制系统，所述控制单元对所述数学公式模型进行更新，并具有在所述更新之时将所述积分器的输出提供给所述驱动部，同时用所述相位超前补偿器的输出更新所述数学公式模型的第1更新模式。

根据本发明另一方式提供的一种磁头控制方法，为使进行信息记录读取的磁头在磁盘上移动的磁头控制方法，其特征在于，用积分器和相位超前补偿器，根据所述磁头的目标位置和检测位置两者之差求得位置指令对所述磁头的驱动部进行反馈控制，输入所述磁头的目标移动距离，用所述驱动部的数学公式模型将电流指令输出给所述驱动部进行控制，对所述数学公式模型进行更新，具有在所述更新之时将所述积分器的输出提供给所述驱动部，并用所述相位超前补偿器的输出更新所述数学公式模型的模式。

按照本发明，可提供一种在磁盘装置的查找控制中能够针对外力构成健全的查找控制系统的磁盘装置和磁头控制方法。

附图说明

图1是本发明实施方式的磁盘装置的主要部分的概念图。

图2是例示本发明第1实施方式的框图。

图3是示出本实施方式中朝向外力较大方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图4是示出本实施方式中朝向外力较小方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图5是例示对比例的框图。

图6是示出对比例中朝向外力较大方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图7是示出对比例中朝向外力较小方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图8是示出图7中所示的控制指令数值相对于平均值的随机误差的图表。

图9是示出模型输入端的多速率(rate)观测器的框图。

图10是示出模型更新定时的示意图。

图11是示出简化的模型侧控制系统的反馈控制系统的框图。

图12是例示本发明第2实施方式的框图。

图13是示出本实施方式中朝向外力较大方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图14是示出本实施方式中朝向外力较小方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图15是示出图14中所示的控制指令数值相对于平均值的随机误差的图表。

图16是示出模型状态端的多速率(rate)观测器的框图。

图17(a)是例示本发明第3实施方式的框图，图17(b)是例示速度反馈控制器300的示意图。

图18是例示增益L的切换条件表的概念图。

图19是示出本实施方式中朝向外力较大方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图20是示出本实施方式中朝向外力较小方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图21是示出图20中所示的控制指令数值相对于平均值的随机误差的图表。

具体实施方式

下面参照附图说明本发明的实施方式。另外，各附图中对于同样的组成部分标注同样的标号，具体说明适当从略。

图1是示出本发明实施方式的磁盘装置的主要部分的概念图。本实施方式的磁盘装置具有以微处理器(MPU)18为主要组成部分的磁头定位控制机构(控制单元)。磁头11受到臂12的支持，臂12通过音圈马达(VCM)13的驱动力使磁头11在磁盘14的半径方向上移动。VCM 13具有磁铁15和驱动线圈16，通过功率放大器17的供电驱动。MPU 18运算控制指令，该控制指令由D/A转换器19转换为模拟信号，提供给功率放大器17。功率放大器17将来自MPU 18的控制指令转换为驱动电流提供给VCM 13。

盘14设置为一片或多片，利用主轴电动机高速旋转。盘14上按同心圆形状形成有多条记录轨，并以一定间隔设置伺服区20。伺服区20预先埋设有记录轨的位置信息，通过磁头11横切伺服区20由磁头放大器21获取来自磁头11的信号，该引导信号通过放大来对伺服数据处理电路22提供信号。伺服数据处理电路22根据放大的引导信号生成伺服信息，并以一固定时间间隔输出至MPU 18。MPU 18根据从l/O 23获取的伺服信息算出磁头11的位置，根据所得到的磁头位置以一固定时间间隔计算应当流过VCM 13的控制指令。

图2是例示本发明第1实施方式的框图。

图2所示的查找控制系统具有位置误差反馈控制系统100和模型侧控制系统200。模型侧控制系统200中，通过构造针对致动器的假设数学公式模型的速度控制系统，并使得模型速度跟随目标速度，生成提供给位置误差反馈控制系统100的目标位置指令和前馈控制输入。模型侧控制系统200所输出的前馈控制输入与目标记录轨的位置(TargetPosition)信息一起输入给速度反馈控制器300，并通过限幅器400和0次保持器420，输出作为给音圈马达13的前馈控制输入。

而且，模型侧控制系统200组合有作为状态方程式的A矩阵210、B矩阵220、C矩阵240、以及1采样延迟230。

对于提高致动器(VCM 13)的查找性能来说，对致动器提供平滑的前馈控制输入相当重要。因此，模型侧控制系统200以位置误差反馈控制系统100的周期Ts例如2倍的采样周期Ts/2进行运算。

而对于速度控制系统的构成而言加速时存在电流饱和情况，对于速度误差实施常数增益反馈。为了实现致动器(VCM 13)高性能的查找，需要正确的模型，但是预先准备高精度的模型将由于随机误差等因素而困难。因此，设法在查找中进行模型侧控制系统200的更新，使模型状态与致动器(VCM 13)的状态接近。

位置误差反馈控制系统100具有积分器110和相位超前补偿器120。控制指令没有饱和时，开关sw2与端子2连接将积分器110的输出加到致动器(VCM 13)上(第1更新模式)。而控制指令饱和时，开关sw2则与端子1连接将积分器110的输出加到模型侧控制系统200的输入上(第2更新模式)。而且，在剩余距离较长的查找前半段，开关sw1与端子1连接将相位超前补偿器120的输出加到模型侧控制系统200的输入上来进行模型侧控制系统200的更新(第1更新模式)。而且，剩余距离较短的查找后半段，开关sw1切换为端子2，形成为通常的2自由度控制系统。

图3是示出本实施方式中朝向外力较大方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

而图4是示出本实施方式中朝向外力较小方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图3、图4所示的图表中的横轴表示时间(毫秒)，纵轴表示提供给D/A转换器19(参考图1)的控制指令数值。

图3所示的图表中，由查找结束时的控制指令数值的大小A可知，本实验所用的磁盘装置中，为最大控制指令数值约10％量级的外力起作用。

而且可知，在朝向磁锁定力等外力较大方向的查找中，没有出现查找控制系统切换开关sw1之时的过渡响应。此外由图4所示的图表还可知，朝向外力较小方向的查找中，同样开关sw1切换时没有不连续的控制指令发生。

这样，由于设法将积分器110的输出加到致动器(VCM 13)上，并将相位超前补偿器120的输出加到模型侧控制系统200的输入上，因而朝向磁锁定力等外力较大方向的查找和朝向外力较小方向的查找这两者查找当中，均没有出现图2所示的查找控制系统切换开关sw1之时的过渡响应。

图5是例示对比例的框图。

图5所示的查找控制系统中，相对于图2所示的本实施方式的查找控制系统来说，位置误差反馈控制系统100没有分解为积分器110和相位超前补偿器120。这样的控制系统中，为了顺畅地进行从查找控制过渡至定位控制，设法在查找前半段中用定位控制器进行模型侧控制系统200的更新，而当接近目标位置时则切换为通常的2自由度控制系统。

也就是说，对于查找前半段的模型侧控制系统200的更新来说，设法将位置误差反馈控制系统100的输出加到模型侧控制系统200的输入上(将开关sw1与端子2连接)，从而模型的状态(位置和速度)接近致动器的动作。而对于查找后半段来说，则将位置误差反馈控制系统100的输出输入给致动器(开关sw1与端子1连接)，成为通常的2自由度控制系统。这样便可减小查找时电流饱和的影响以及位置检测噪声的影响。

但这样的查找控制系统中，存在有磁锁定力等较大外力作用于致动器(VCM 13)上的情形，切换开关sw1之时对于控制指令有过渡响应发生的情形。此外，一旦使臂12高速移动，磁头11便斜向横切伺服区20，便会误读取柱面代码(シリンダ—コ—ド)，位置检测噪声变大。因此，干扰会通过位置误差反馈控制系统100对速度反馈控制器300带来影响，控制指令中会有噪声引起的振动分量出现。

对于使致动器(VCM 13)的查找性能提高来说，对致动器提供顺畅的前馈控制输入很重要。因此，模型侧控制系统200中，以位置误差反馈控制系统100周期Ts的n倍的采样周期Ts/n进行运算。

而且，对于速度控制系统的构成来说在加速时存在电流饱和的情况，因此可对速度误差实行常数增益反馈。为了实现致动器(VCM 13)高性能的查找，需要正确的模型，但由于随机误差等，因而难以预先准备高精度的模型。因此，设法在查找中进行模型侧控制系统200的更新，使模型的状态与致动器(VCM 13)的状态接近。

图6是示出对比例中朝向外力较大方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

而图7是示出对比例中朝向外力较小方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图6、图7所示的图表中的横轴表示时间(毫秒)，纵轴表示提供给D/A转换器19(参照图1)的控制指令数值。

图6所示的图表中，从查找结束时的控制指令数值的大小A可知，本实验所用的磁盘装置中，为最大控制指令数值约10％量级的外力起作用。还可知道，朝向磁锁定力等外力较大方向的查找中，开关sw1切换时有不连续的控制指令数值发生。

另一方面，由图7所示的图表可知，朝向外力较小方向的查找中，并没有不连续的控制指令数值提供给致动器(VCM 13)。由此可知，如图5所示的对比例那样位置误差反馈控制系统100的输出加到模型侧控制系统200的输入上的方法，在外力较小的情况下，开关sw1的切换引起的过渡响应非常小而没有问题，但有磁锁定力等较大外力作用于臂12上这种情况下，相对于外力其健全性较低。控制指令的急速变化的过渡响应会引起机械共振而导致设置时的随机误差。因此，禁止写入的次数会增多，性能变差。

图8是示出图7中所示的控制指令数值相对于平均值的随机误差的图表。

横轴表示时间(毫秒)，纵轴表示提供给D/A转换器19(参照图1)的控制指令数值。

查找时的随机误差，相对于查找结束的在轨状态的随机误差非常大。而且，控制指令数值的随机误差随接近目标位置的磁头速度的减慢而减小。可认为，这是因为位置检测噪声通过模型侧控制系统200的更新对采用模型速度的速度控制系统带来影响的缘故。查找时有电流随机误差产生这种情形，查找时的噪音增大的同时容易引起设置时的随机误差。

下面说明基于构成观测器时的采样点的本实施方式的查找控制系统的稳定性。

图9是示出模型输入端的多速率(rate)观测器的框图。

而图10是示出模型更新定时的示意图。

图9所示的观测器中，设法将相位超前补偿器120的输出加到模型侧控制系统200的输入上，使模型的状态接近出厂(プラント)状态。

为了提高致动器(VCM 13)的查找性能，对致动器提供顺畅的前馈控制输入相当重要。因此，如图10所示的模型更新的定时那样，模型侧控制系统200中以位置误差反馈控制系统100的周期Ts的r倍的采样周期Ts/r进行运算。

VCM 13的模型由式(1)所示，VCM 13由式(2)所示，而相位超前补偿器120则由式(3)所示。

$\left\{\begin{array}{c}x(k,i+1)=\mathrm{\Φx}(k,i)+\mathrm{\Γu}(k,i)\\ y(k,i)=\mathrm{Cx}(k,i)\end{array}\right.$          ···式(1)

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{x}(k,i+1)=\mathrm{\Φ}\stackrel{\‾}{x}(k,i)+\mathrm{\Γu}(k,i)\\ \stackrel{\‾}{y}(k,i)=C\stackrel{\‾}{x}(k,i)\end{array}\right.$           ···式(2)

$\left\{\begin{array}{c}z(k+\mathrm{1,0})=\mathrm{Az}(k,0)+B(y(k,0)-C\stackrel{\‾}{x}(k,0))\\ H(k,0)=\mathrm{Kz}(k,0)+D(y(k,0)-C\stackrel{\‾}{x}(k,0))\end{array}\right.$     ···式(3)

而构成如图9所示这种观测器的情况下，该观测器由式(4)所示。

观测误差由式(5)所示。

采样点上的模型和VCM 13的状态分别如式(6)、式(7)所示，式(5)便如式(8)所示。

$\stackrel{\‾}{e}(k+\mathrm{1,0})=x(k,i)-\stackrel{\‾}{x}(k,i)$

$({\mathrm{\Φ}}^r-\underset{j=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{\ΓDC})\stackrel{\‾}{e}(k,0)-\underset{j=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{\ΓKz}(k,0)$    ···式(8)

根据上述公式，采样点上的误差系统便如式(9)所示。

$\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{e}(k+\mathrm{1,0})\\ z(k+\mathrm{1,0})\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Φ}}^r-\underset{j=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{\ΓDC}& -\underset{j=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{\ΓK}\\ \mathrm{BC}& A\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{e}(k,0)\\ z(k,0)\end{array}\right]$     ···式(9)

由以上计算可知，式(9)的固有值在单位圆内存在的话，观测器便为稳定的。

下面研究是否一定要满足上述条件。

图11是示出简化的模型侧控制系统的反馈控制系统的框图。

图11所示的控制系统中，控制对象以位置误差反馈控制系统100所计算的周期Ts的1/r计算。考虑采样点上的响应的话，该控制系统与周期Ts的反馈系统相同。所以，首先式(10)和式(11)成立。

$\left\{\begin{array}{c}z(k+\mathrm{1,0})=\mathrm{Az}(k,0)-\mathrm{BC}\stackrel{\‾}{x}(k,0)\\ H(k,0)=\mathrm{Kz}(k,0)-\mathrm{DC}\stackrel{\‾}{x}(k,0)\end{array}\right.$           ···式(10)

由上述公式可导出下式。

$\stackrel{\‾}{x}(k+\mathrm{1,0})={\mathrm{\Φ}}^r\stackrel{\‾}{x}(k,0)+{\mathrm{\Φ}}^{r-1}\mathrm{\ΓH}(k,0)+\·\·\·+{\mathrm{\Φ}}^2\mathrm{\ΓH}(k,0)+\mathrm{\Φ\ΓH}(k,0)+\mathrm{\ΓH}(k,0)$

$={\mathrm{\Φ}}^r\stackrel{\‾}{x}(k,0)+({\mathrm{\Φ}}^{r-1}+\·\·\·+{\mathrm{\Φ}}^2+\mathrm{\Φ}+I)\mathrm{\ΓH}(k,0)$

$={\mathrm{\Φ}}^r\stackrel{\‾}{x}(k,0)+({\mathrm{\Φ}}^{r-1}+\·\·\·+{\mathrm{\Φ}}^2+\mathrm{\Φ}+I)\mathrm{\Γ}(\mathrm{Kz}(k,0)-\mathrm{DC}\stackrel{\‾}{x}(k,0))$

$=({\mathrm{\Φ}}^r-\underset{j=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{\ΓDC})\stackrel{\‾}{x}(k,0)+\underset{j=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{\ΓKz}(k,0)$           ···式(12)

由此下式成立。

$\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{x}(k+\mathrm{1,0})\\ z(k+\mathrm{1,0})\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Φ}}^r-\underset{j=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{\ΓDC}& \underset{j=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{\ΓK}\\ -\mathrm{BC}& A\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{x}(k,0)\\ z(k,0)\end{array}\right]$      ···式(13)

这里可知，一般来说下式成立。

$\det \left[\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right]=\det A\·\det (D-{\mathrm{CA}}^{-1}B)$       ···式(14)

根据以上可知，式(13)和式(9)的行列式相同。所以，将位置误差反馈控制系统100设定为相对于按周期Ts离散化的控制对象来说反馈组稳定的话，式(9)便稳定。

如上所述，根据本实施方式，将位置误差反馈控制系统100分解为积分器110和相位超前补偿器120。通过将积分器110的输出加到致动器(VCM 13)上，接着将相位超前补偿器120的输出加到模型侧控制系统200的输入上，来进行模型侧控制系统200的更新。但控制指令饱和的情况下，设法将积分器110的输出加到模型侧控制系统200的输入上。由此，即便是外力较大的情形，仍可减小控制系统切换所引起的过渡响应，可针对外力构成健全的查找控制系统。

下面说明本发明第2实施方式的查找控制系统。

图12是例示本发明第2实施方式的框图。

与图2所示的查找控制系统相同，图12所示的查找控制系统中将位置误差反馈控制系统100分解为积分器110和相位超前补偿器120。而且图12所示的查找控制系统还包括模型侧控制系统200。模型侧控制系统200中，通过构造对于致动器的假设数学公式模型的速度控制系统，并使模型速度跟随目标速度，来生成提供给位置误差反馈控制系统100的目标位置指令和前馈控制输入。模型侧控制系统200输出的前馈控制输入与目标记录轨的位置信息一起输入速度反馈控制器300，通过限幅器400和0次保持器420，输出作为音圈马达13的前馈控制输入。

而模型侧控制系统200与图2所示的查找控制系统同样，组合有为状态方程式的A矩阵210、B矩阵220、C矩阵240、以及1采样延迟230。

对于提高致动器(VCM 13)的查找性能来说，对致动器提供顺畅的前馈控制输入相当重要。因此，模型侧控制系统200以位置误差反馈控制系统100的周期Ts例如2倍的采样周期Ts/2进行运算。

而且，对于速度控制系统的构成来说在加速时存在电流饱和的情况，因此可对速度误差实行常数增益反馈。为了实现致动器(VCM 13)高性能的查找，需要正确的模型，但由于随机误差等，因而难以预先准备高精度的模型。因此，设法在查找中进行模型侧控制系统200的更新，使模型的状态与致动器(VCM 13)的状态接近。

控制指令没有饱和时，开关sw2与端子2连接将积分器110的输出加到致动器(VCM13)上。而控制指令饱和时，则设法将开关sw2与端子1连接将积分器110的输出加到模型侧控制系统200的输入上。而且，剩余距离较长的查找前半段中，通过将开关sw1与端子1连接经过固定值增益L500将相位超前补偿器120的输出加到模型侧控制系统200的输入上，来进行模型侧控制系统200的更新。而剩余距离较短的查找后半段，则将开关sw1切换为端子2，形成为通常的2自由度控制系统。

图13是示出本实施方式中朝向外力较大方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

而图14是示出本实施方式中朝向外力较小方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图13、图14所示的图表中的横轴表示时间(毫秒)，纵轴表示提供给D/A转换器19(参照图1)的控制指令数值。另外，增益L500设定为L＝[1 1]^T。

图13所示的图表中，由查找结束时的控制指令数值的大小A可知，本实验所用的磁盘装置中，为最大控制指令数值约10％量级的外力起作用。

而且可知，在朝向磁锁定力等外力较大方向的查找中，没有出现查找控制系统切换开关sw1之时的过渡响应。此外根据图14所示的图表还可知，朝向外力较小方向的查找中，同样开关sw1切换时没有不连续的控制指令发生。

图15是示出图14中所示的控制指令数值相对于平均值的随机误差的图表。

横轴表示时间(毫秒)，纵轴表示提供给D/A转换器19(参照图1)的控制指令数值。

本实施方式的查找控制系统中同样知道，查找时的随机误差，相对于查找结束的在轨状态的随机误差非常大。可认为，这是因为控制指令在模型侧控制系统200的速度控制系统中生成，通过相位超前补偿器120的输出对模型带来影响。

下面说明基于构成观测器时的采样点的本实施方式的查找控制系统的稳定性。

图16是示出模型状态端的多速率(rate)观测器的框图。

图16所示的观测器中，如卡尔曼过滤器(カルマンフイルタ)那样，将相位超前补偿器120的输出加到模型状态上。

为了提高致动器(VCM 13)的查找性能，对致动器提供顺畅的前馈控制输入相当重要。因此，与图10所示的模型更新的定时同样，在模型侧控制系统200中以位置误差反馈控制系统100的周期Ts的r倍的采样周期Ts/r进行运算。

VCM 13的模型由式(1)所示，相位超前补偿器120则由式(3)所示的话，便有下式(15)成立。

$\left\{\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{x}(k,i)=\mathrm{\Φ}\hat{x}(k-1,r-1)+\mathrm{\Γu}(k-1,r-1)& (i=0)\\ \stackrel{\‾}{x}(k,i)=\mathrm{\Φ}\hat{x}(k,i-1)+\mathrm{\Γu}(k,i-1)& (i=1,\·\·\·,r-1)\\ \hat{x}(k,i+1)=\stackrel{\‾}{x}(k,i)+\mathrm{LH}(k,0)& \\ =\stackrel{\‾}{x}(k,i)+\mathrm{LKz}(k,0)+\mathrm{LD}(y(k,0)-C\stackrel{\‾}{x}(k,0))& \end{array}\right.$  ···式(15)

根据上述公式，同样采样点上的误差系统如式(16)所示可求出。

$\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{e}(k+\mathrm{1,0})\\ z(k+\mathrm{1,0})\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Φ}}^r-\underset{j=1}{\overset{r}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{LDC}& -\underset{j=1}{\overset{r}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Φ}}^j\mathrm{LK}\\ \mathrm{BC}& A\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{e}(k,0)\\ z(k,0)\end{array}\right]$     ···式(16)

根据以上计算可以确定增益L500使得式(16)的固定值存在于单位圆内。

如上所述，根据本实施方式，将位置误差反馈控制系统100分解为积分器110和相位超前补偿器120。通过将积分器110的输出加到致动器(VCM 13)上，接着将相位超前补偿器120的输出加到模型侧控制系统200的输入上，来进行模型侧控制系统200的更新。但控制指令饱和的情况下，则设法将积分器110的输出加到模型侧控制系统200的输入上。由此，即便是外力较大的情形，仍可减小控制系统切换所引起的过渡响应，可针对外力构成健全的查找控制系统。

下面说明本发明第3实施方式的查找控制系统。

图17(a)是例示本发明第3实施方式的框图，图17(b)是例示速度反馈控制器300的示意图。

与图2所示的查找系统相同，图17(a)所示的查找控制系统将位置误差反馈控制系统100分解为积分器110和相位超前补偿器120。而且图17(a)所示的查找控制系统还包括模型侧控制系统200。模型侧控制系统200中，通过构造对于致动器的假设数学公式模型的速度控制系统，并使模型速度跟随目标速度，来生成提供给位置误差反馈控制系统100的目标位置指令和前馈控制输入。模型侧控制系统200输出的前馈控制输入与目标记录轨的位置信息一起输入速度反馈控制器300，通过限幅器400和0次保持器420输出作为给音圈马达13的前馈控制输入。

而且，模型侧控制系统200与图2所示的查找控制系统同样，组合有为状态方程式的A矩阵210、B矩阵220、C矩阵240、以及1采样延迟230。

对于提高致动器(VCM 13)的查找性能来说，对致动器提供顺畅的前馈控制输入相当重要。因此，模型侧控制系统200以位置误差反馈控制系统100的周期Ts例如2倍的采样周期Ts/2进行运算。

而且，对于速度控制系统的构成来说在加速时存在电流饱和的情况，因此可对速度误差实行常数增益反馈。为了实现致动器(VCM 13)高性能的查找，需要正确的模型，但由于随机误差等，因而难以预先准备高精度的模型。因此，设法在查找中进行模型侧控制系统200的更新，使模型的状态与致动器(VCM 13)的状态接近。

速度反馈控制器300中设置的目标速度曲线确定部310和模型速度曲线确定部320中，分别存储有目标速度曲线Vref和模型速度曲线Vmodel。而且，速度反馈增益确定部330中，存储有与目标速度曲线Vref或模型速度曲线Vmodel相应变化的速度反馈增益G₁。

积分器110的输出加到致动器(VCM 13)上。另外，也可以与图2或图11所示的查找控制系统相同，设法在控制指令没有饱和时将开关sw2(参照图2或图11)与端子2连接将积分器110的输出加到致动器(VCM 13)上，而在控制指令饱和时则将开关sw2与端子1连接将积分器110的输出加到模型侧控制系统200的输入上。

而且，剩余距离较长的查找前半段中，通过将开关sw1与端子1连接，使得相位超前补偿器120的输出经过与距离目标位置的剩余距离相应变化的增益L500加到模型侧控制系统200的输入上，来进行模型侧控制系统200的更新。而剩余距离较短的查找后半段，则将开关sw1切换为端子2，形成为通常的2自由度控制系统。

模型侧控制系统200的更新也可以使得相位超前补偿器120的输出经过与目标速度曲线Vref相应变化的速度反馈增益G1来进行。而且，模型侧控制系统200的更新也可以使得相位超前补偿器120的输出经过与模型速度曲线Vmodel相应变化的速度反馈增益G₁来进行。

图18是例示增益L的切换条件表的概念图。

具体来说，可以根据距目标位置的剩余距离，分别设定增益L500和开关sw1的端子位置。

剩余距离较长时，磁头的速度快，位置检测噪声大，因而使增益L500减小来减小对模型的噪声影响。模型的推定误差虽因增益L500的减小而变大，但由于距目标位置较远，即便是推定误差较大，仍可认为其对设置的影响很小。而且，设法随着剩余距离变短使增益L500增大，使得推定误差变小。剩余距离进一步变短的情况下，则使开关sw1与端子2连接。

图19是示出本实施方式中朝向外力较大方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

而且，图20是示出本实施方式中朝向外力较小方向查找时的控制指令的图表(实验结果)。

图19、图20所示的图表中的横轴表示时间(毫秒)，纵轴表示提供给D/A转换器19(参照图1)的控制指令数值。

图19所示的图表中，由查找结束时的控制指令数值的大小A可知，本实验所用的磁盘装置中，为最大控制指令数值约10％量级的外力起作用。

而且可知，在朝向磁锁定力等外力较大方向的查找中，将积分器110的输出加到致动器(VCM 13)上，因而没有查找控制系统切换开关sw1之时的过渡响应发生。此外，由图20所示的图表还可知，朝向外力较小方向的查找中，同样开关sw1切换时没有不连续的控制指令发生。

图21是示出图20中所示的控制指令数值相对于平均值的随机误差的图表。

横轴表示时间(毫秒)，纵轴表示提供给D/A转换器19(参照图1)的控制指令数值。

图21所示的图表中，使得相位超前补偿器120的输出经过可变增益L500或可变增益G₁进行模型侧控制系统200的更新，与图8和图15所示的图表相比可知，可以减小随机误差。

如上所述，根据本实施方式，将位置误差反馈控制系统100分解为积分器110和相位超前补偿器120。通过将积分器110的输出加到致动器(VCM 13)上，接着将相位超前补偿器120的输出加到模型侧控制系统200的输入上，进行模型侧控制系统200的更新。由此，即便是外力较大的情形，仍可减小控制系统切换所引起的过渡响应，可针对外力构成健全的查找控制系统。而且，通过使得相位超前补偿器120的输出经过与距离目标位置的剩余距离、目标速度曲线Vref、或模型速度曲线Vmodel相应变化的增益加到模型侧控制系统200的输入上，来进行模型侧控制系统200的更新，因而可以减小磁头高速移动时位置检测噪声的影响。

以上说明了本发明的实施方式。但本发明并不限于上面的说明。对于前面所述的实施方式，本领域技术人员所增加的适当设计变更只要是具有本发明的特征，便均包括于本发明范围内。举例来说，包括查找控制系统等的各组成部分及其配置并非限于所例示的内容，而是可进行适当的变更。

而且，前面所述的各实施方式所包括的各组成部分，只要是技术上可行，均可以组合，上述组成部分的组合只要是包含本发明特征，便均包括于本发明范围内。

Claims (7)

1.一种磁盘装置，其特征在于，包括：

使进行信息记录读取的磁头在磁盘上移动的驱动部；以及

控制所述驱动部的控制单元，

所述控制单元包括：

具有积分器和相位超前补偿器，并根据所述磁头的目标位置和检测位置两者之差求得位置指令对所述驱动器进行反馈控制的位置误差反馈控制系统；以及

输入所述磁头的目标移动距离，并用所述驱动部的数学公式模型将电流指令输出给所述驱动部的2自由度控制系统，

所述控制单元对所述数学公式模型进行更新，并具有在所述更新之时将所述积分器的输出提供给所述驱动部，同时用所述相位超前补偿器的输出更新所述数学公式模型的第1更新模式。

2.如权利要求1所述的磁盘装置，其特征在于，

所述控制单元在至所述驱动部的输入没有饱和时实行所述第1更新模式；

而在至所述驱动部的输入饱和时，则实行将所述积分器的输出和所述相位超前补偿器的输出分别加到所述数学公式模型上对所述数学公式模型进行更新的第2更新模式。

3.如权利要求1或2所述的磁盘装置，其特征在于，

所述控制单元将固定增益与所述相位超前补偿器的输出相乘来更新所述数学公式模型。

4.如权利要求1或2所述的磁盘装置，其特征在于，

所述控制单元将与距离所述磁头的目标位置的剩余距离相应变化的增益与所述相位超前补偿器的输出相乘来更新所述数学公式模型。

5.如权利要求1或2所述的磁盘装置，其特征在于，

所述控制单元将与所述磁头的目标速度相应变化的增益与所述相位超前补偿器的输出相乘来更新所述数学公式模型。

6.如权利要求1或2所述的磁盘装置，其特征在于，

所述控制单元将与所述数学公式模型的模型速度相应变化的增益与所述相位超前补偿器的输出相乘来更新所述数学公式模型。

7.一种磁头控制方法，是使进行信息记录读取的磁头在磁盘上移动的磁头控制方法，

其特征在于，

用积分器和相位超前补偿器，根据所述磁头的目标位置和检测位置两者之差求得位置指令对所述磁头的驱动部进行反馈控制，

输入所述磁头的目标移动距离，用所述驱动部的数学公式模型将电流指令输出给所述驱动部进行控制，

对所述数学公式模型进行更新，

具有在所述更新之时将所述积分器的输出提供给所述驱动部，并用所述相位超前补偿器的输出更新所述数学公式模型的模式。

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