CN101355342A - Cmos交互耦合差动式电压控制振荡器 - Google Patents
Cmos交互耦合差动式电压控制振荡器 Download PDFInfo
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Abstract
一种CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器具有一对振荡器输出端，包括：一电流控制单元，耦接于一相对高电压与一相对低电压之间；一第一交互耦合差动对、一电感单元、一电容单元以及一第二交互耦合差动单元等，以并联形式耦接于该对振荡器输出端之间，并以串叠形式耦接于该电流控制器与该相对高电压之间；其中，该电感单元还提供有一中央接点；以及一电压控制器，耦接于该中央接点与该相对低电压之间，并根据多个电压控制信号控制电容单元后，至该对振荡器输出端输出。
Description
技术领域
本发明有关一种电压控制振荡器(Voltage Controlled Oscillator)，特别是有关一种CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器(CMOS Cross-CoupledDifferential Voltage Controlled Oscillator)。
背景技术
请参照图1，其所示是显示现有的电压控制振荡器1的电路图。如图1所示，现有的电压控制振荡器1包括：电流控制单元11、PMOS交互耦合差动对12、电感单元13、电容单元14、NMOS交互耦合差动对15、以及电压控制单元16等。在不同频率下，所需的电容值不同，故需调整电容单元14的变容器SWCAP1、SWCAP2、SWCAP3、SWCAP4等的开关状态。但是电压控制单元16是由VDD和GND提供电源电压，故当变容器为关闭状态，其两端电位会形成为不同的电位，导致变容器关闭电容值COFF增加，减少开启电容值CON与关闭电容值COFF二者间的调动范围(tuning range)；另外，而来自VDD和振荡器输出端VCOP/VCON所提供的低频杂讯(flicker noise)不同，会导致AM至PM杂讯(AM-to-PMnoise)，使得相位杂讯(phase noise)增加，影响频率准确度。
发明内容
因此，本发明的一目的在于提供一种CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，可降低变容器的关闭电容值，提升开启电容值与关闭电容值间的调动范围。
本发明的另一目的在于提供一种CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，使得变容器两端的低频杂讯相同，抑制相位杂讯产生。
本发明的又一目的在于提供一种CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，可以滤除电感单元共用接点处的二次谐波。
为实现上述目的，本发明可通过提供一种交互耦合差动式电压控制振荡器来完成。上述交互耦合差动式电压控制振荡器具有一对振荡器输出端，包括：一电流控制单元，耦接于一相对高电压与一相对低电压之间；一第一交互耦合差动对、一电感单元、一电容单元、以及一第二交互耦合差动单元等，以并联形式耦接于该对振荡器输出端之间，并以串叠形式耦接于该电流控制器与该相对高电压之间；其中，该电感单元还提供有一中央接点；以及一电压控制器，其耦接于该中央接点与该相对低电压之间，并根据多个电压控制信号控制电容单元后，至该对振荡器输出端输出。
另外，本发明还可通过提供一种交互耦合差动式电压控制振荡器来完成。上述交互耦合差动式电压控制振荡器具有一对振荡器输出端，包括：一电流控制单元，其耦接于一相对高电压与一相对低电压之间；一第一交互耦合差动对、一电感单元、一电容单元、以及一第二交互耦合差动单元等，以并联形式耦接于该对振荡器输出端之间，并以串叠形式耦接于该电流控制器与该相对低电压之间；其中，该电感单元还提供有一中央接点；以及一电压控制器，耦接于该中央接点与该相对高电压之间，并根据多个电压控制信号控制电容单元后，至该对振荡器输出端输出。
附图说明
图1是显示现有电压控制振荡器的电路图；
图2是显示根据本发明电压控制振荡器一较佳实施例的电路图；
图3是显示根据本发明电压控制振荡器另一较佳实施例的电路图；
图4是显示根据本发明电压控制振荡器又一较佳实施例的电路图；以及
图5是显示根据本发明电压控制振荡器再一较佳实施例的电路图。
具体实施方式
请参照图2，其所示为根据本发明电压控制振荡器一较佳实施例的电路图。如图2所示的电压控制振荡器2包括：电源供应电压V1和V2、电流控制单元10、第一交互耦合差动对(cross-coupled differential pair)20、电感单元30、电容单元40、第二交互耦合差动对50、电压控制单元60、多个电压控制信号VC1、VC2、…、VCN、以及振荡器输出端VCON和VCOP。根据本发明，电源供应电压V1的电压值较电源供应电压V2高，例如：V1与V2的组合可以是VDD与GND、VDD与-VDD、或是GND与-VDD，GND通常代表接地电位，VDD可以是5V、3.3V、2.5V、1.8V等电位，却仅为举例之用，非用以限定本发明。
电流控制单元10包括电流源(current source)110、两个N型金属氧化物半导体场效应晶体管(下文简称NMOS场效应晶体管)120和130。NMOS场效应晶体管120的漏极和栅极与NMOS场效应晶体管130的栅极互为耦接，NMOS场效应晶体管120和130的源极均耦接至电源供应电压V2，而电流源110则耦接于电源供应电压V1和NMOS场效应晶体管120的漏极之间，用以提供参考电流IREF，使电流控制单元10构成电流镜(current mirror)。
第一交互耦合差动对20、电感单元30、电容单元40以及第二交互耦合差动对50等，大致以串叠(cascade)的方式耦接于电源供应电压V1和电流控制单元10之间。交互耦合差动对20包括两个P型金属氧化物半导体场效应晶体管(下文简称PMOS场效应晶体管)210和220，PMOS场效应晶体管210与PMOS场效应晶体管220的源极均耦接至电源供应电压V1；PMOS场效应晶体管210的栅极与PMOS场效应晶体管220的漏极均耦接至振荡器输出端VCON，而PMOS场效应晶体管210的漏极则与PMOS场效应晶体管220的栅极均耦接至振荡器输出端VCOP。
电感单元30耦接于振荡器输出端VCON与VCOP之间，可包含两个电感器310和320并于共用接点330处耦接。当然电感单元30也可以单一电感器实现，并在单一电感器近中央处取一共用接点330即可。
电容单元40是由多个开关电容组SW1、SW2、…、SWN所组成，这些开关电容组SW1、SW2、…、SWN以并联形式耦接于振荡器输出端VCON与VCOP之间。如图2所示，开关电容组SW1具有两个变容器(varactor)410和412，两个变容器410和412耦接处即为偏压点414；开关电容组SW2具有两个变容器(varactor)420和422，两个变容器420和422耦接处即为偏压点424；同理，开关电容组SWN也具有两个变容器430和432，两个变容器430和432耦接处即为偏压点434。而上述变容器可以是接面变容器(junction varactor)，也可以MOS晶体管实现。
第二交互耦合差动对50耦接于振荡器输出端VCON与VCOP之间，包括两个NMOS场效应晶体管510和520，NMOS场效应晶体管510与NMOS场效应晶体管520的源极均耦接至电流控制单元10的NMOS场效应晶体管130的漏极。NMOS场效应晶体管510的栅极与NMOS场效应晶体管520的漏极均耦接至振荡器输出端VCON，而NMOS场效应晶体管510的漏极则与NMOS场效应晶体管520的栅极均耦接至振荡器输出端VCOP。
电压控制单元60耦接于电感单元30的共用接点330和电源供应电压V2之间，由此二者提供电源。电压控制单元60具有多个反相器或缓冲器(buffer)610、620、…、630，分别对应于电压控制信号VC1、VC2、…、VCN，用以将电压控制信号VC1、VC2、…、VCN反相处理后，分别耦接至开关电容组SW1、SW2、…、SWN的偏压点414、424、…、434等处做一控制。由于电压控制单元60是由共用接点330和电源供应电压V2提供电源，故反相器610、620、…、630等也均由接点330和电源供应电压V2供应电源。
在不同的频率下，所需的电容值不同，必须控制电容组SW1、SW2、…、SWN的变容器的开关状态。根据本发明，当变容器被关闭时，变容器两端电压大致相同，故能增加开启电容值CON与关闭电容值COFF间的调动范围。另外，由于反相器610、620、…、630等均耦接至电感单元30的共用接点330提供电源电压，故与振荡器输出端VCOP和VCON所提供的低频杂讯(flicker noise)大致相同，故可抑制相位杂讯产生。
请参照图3，其所示为根据本发明电压控制振荡器另一较佳实施例的电路图。相较于图2，图3所示电压控制振荡器3还设置有一电容器CF，可设置于电感单元30的接点330和电源供应电压V2之间。由于振荡器输出端VCOP和VCON处为差动信号(differential signal)，故于电感单元30的接点330处会产生二次谐波(2nd harmonic)，根据本实施例，设置电容器CF于于电感单元30的接点330和电源供应电压V2之间，而与电感单元30构成一低通滤波器，以滤除二次谐波。
请参照图4，其所示为根据本发明电压控制振荡器又一较佳实施例的电路图。如图4所示的电压控制振荡器4包括：电源供应电压V1和V2、电流控制单元10、第一交互耦合差动对(cross-coupled differential pair)20、电感单元30、电容单元40、第二交互耦合差动对50、电压控制单元60、多个电压控制信号VC1、VC2、…、VCN、以及振荡器输出端VCON和VCOP。根据本发明，电源供应电压V1的电压值较电源供应电压V2高，例如：V1与V2的组合可以是VDD与GND、VDD与-VDD、或是GND与-VDD，GND通常代表接地电位，VDD可以是5V、3.3V、2.5V、1.8V等电位，却仅为举例之用，非用以限定本发明。
电流控制单元10包括电流源(current source)110、两个PMOS场效应晶体管140和150。PMOS场效应晶体管140的漏极和栅极与PMOS场效应晶体管150的栅极互为耦接，PMOS场效应晶体管140和150的源极均耦接至电源供应电压V1，而电流源110则耦接于PMOS场效应晶体管140的漏极和电源供应电压V2之间，用以提供参考电流IREF，使电流控制单元10构成电流镜(currentmirror)。
第一交互耦合差动对20、电感单元30、电容单元40、以及第二交互耦合差动对50等，大致以串叠(cascade)的方式耦接于电流控制单元10和电源供应电压V2之间。交互耦合差动对20包括两个P型金属氧化物半导体场效应晶体管210和220，PMOS场效应晶体管210与PMOS场效应晶体管220的源极均耦接至电流控制单元10的PMOS场效应晶体管150的漏极；PMOS场效应晶体管210的栅极与PMOS场效应晶体管220的漏极均耦接至振荡器输出端VCON，而PMOS场效应晶体管210的漏极则与PMOS场效应晶体管220的栅极均耦接至振荡器输出端VCOP。
电感单元30耦接于振荡器输出端VCON与VCOP之间，可包含两个电感器310和320并于共用接点330处耦接。当然电感单元30也可以单一电感器实现，并在单一电感器近中央处取一共用接点330即可。
电容单元40是由多个开关电容组SW1、SW2、…、SWN所组成，这些开关电容组SW1、SW2、…、SWN以并联形式耦接于振荡器输出端VCON与VCOP之间。如图4所示，开关电容组SW1具有两个变容器(varactor)410和412，两个变容器410和412耦接处即为偏压点414；开关电容组SW2具有两个变容器(varactor)420和422，两个变容器420和422耦接处即为偏压点424；同理，开关电容组SWN也具有两个变容器430和432，两个变容器430和432耦接处即为偏压点434。而上述变容器可以是接面变容器(junction varactor)，也可以MOS晶体管实现。
第二交互耦合差动对50是耦接于振荡器输出端VCON与VCOP之间，包括两个NMOS场效应晶体管510和520，NMOS场效应晶体管510与NMOS场效应晶体管520的源极均耦接至电源供应电压V2。NMOS场效应晶体管510的栅极与NMOS场效应晶体管520的漏极均耦接至振荡器输出端VCON，而NMOS场效应晶体管510的漏极则与NMOS场效应晶体管520的栅极均耦接至振荡器输出端VCOP。
电压控制单元60耦接于电感单元30的共用接点330和电源供应电压V1之间，由此二者提供电源。电压控制单元60具有多个反相器(inverter)或缓冲器(buffer)610、620、…、630，分别对应于电压控制信号VC1、VC2、…、VCN，用以将电压控制信号VC1、VC2、…、VCN反相处理后，分别耦接至开关电容组SW1、SW2、…、SWN的偏压点414、424、…、434等处做一控制。由于电压控制单元60耦接于电源供应电压V1和电感单元30的共用接点330之间的供应电压，故反相器610、620、…、630等也均由电源供应电压V1和接点330供应电源电压。
在不同的频率下，所需的电容值不同，必须控制电容组SW1、SW2、…、SWN的变容器的开关状态。根据本发明，当变容器被关闭时，变容器两端电压大致相同，故能增加开启电容值CON与关闭电容值COFF间的调动范围。另外，由于反相器610、620、…、630等均耦接至电感单元30的共用接点330提供电源电压，故与振荡器输出端VCOP和VCON所提供的低频杂讯(flicker noise)大致相同，故可抑制相位杂讯产生。
请参照图5，所示为根据本发明电压控制振荡器再一较佳实施例的电路图。相较于图4，图5所示电压控制振荡器5还设置有一电容器CF，可设置于电感单元30的共用接点330和电源供应电压V2之间。由于振荡器输出端VCOP和VCON处为差动信号(differential signal)，故于电感单元30的共用接点330处会产生二次谐波(2nd harmonic)，根据本实施例，设置电容器CF于电感单元30的共用接点330和电源供应电压V2之间，而与电感单元30构成一低通滤波器，以滤除二次谐波。
综上所述，本发明无论就目的、手段及功效，均显示其迥异于现有技术的特征，为一大突破。但须注意，上述实施例仅为例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明的范围。任何熟悉本技术的人士均可在不违背本发明的技术原理及精神下，对实施例作修改与变化。本发明的权利保护范围应如后述的本申请权利要求范围所述。
Claims (18)
1.一种CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，具有一对振荡器输出端，其特征在于包括：
一电流控制单元，其耦接于一相对高电压与一相对低电压之间；
一第一交互耦合差动对、一电感单元、一电容单元、以及一第二交互耦合差动单元，以并联形式耦接于该对振荡器输出端之间，并以串叠形式耦接于该电流控制器与该相对高电压之间；其中，该电感单元还提供有一共用接点；以及
一电压控制器，耦接于该共用接点与该相对低电压之间，并根据多个电压控制信号控制该电容单元后，至该对振荡器输出端输出。
2.根据权利要求1所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该电感单元具有第一电感器和第二电感器，串接于该对振荡器输出端之间，而该第一电感器与该第二电感器的连接处即为该共用接点。
3.根据权利要求1所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该电感单元为单一电感器，靠近该单一电感器中央处为该共用接点。
4.根据权利要求1所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该电容单元具有多个开关电容组，并联于该对振荡器输出端之间。
5.根据权利要求4所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，每一该开关电容组具有第一电容与第二电容，串接于该对振荡器输出端之间，该第一电容与该第二电容连接处是一偏压点。
6.根据权利要求5所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该电压控制单元具有多个缓冲器，用以将这些电压控制信号处理后，耦接至这些开关电容组中之一的该偏压点。
7.根据权利要求1所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该第一交互耦合差动对是由一对PMOS场效应晶体管交互耦合而成。
8.根据权利要求1所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该第二交互耦合差动对是由一对NMOS场效应晶体管交互耦合而成。
9.根据权利要求1所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于还包括一电容器，其耦接于该共用接点与该相对低电压之间。
10.一种CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，具有一对振荡器输出端，其特征在于包括：
一电流控制单元，耦接于一相对高电压与一相对低电压之间；
一第一交互耦合差动对、一电感单元、一电容单元以及一第二交互耦合差动单元，以并联形式耦接于该对振荡器输出端之间，并以串叠形式耦接于该电流控制器与该相对低电压之间；其中，该电感单元还提供有一共用接点；以及
一电压控制器，其耦接于该共用接点与该相对高电压之间，并根据多个电压控制信号控制电容单元后，至该对振荡器输出端输出。
11.根据权利要求9所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该电感单元具有第一电感器和第二电感器，串接于该对振荡器输出端之间，而该第一电感器与该第二电感器的连接处为该共用接点。
12.根据权利要求9所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该电感单元为单一电感器，靠近该单一电感器中央处为该共用接点。
13.根据权利要求9所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该电容单元具有多个开关电容组，并联于该对振荡器输出端之间。
14.根据权利要求12所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，每一该开关电容组具有第一电容与第二电容，串接于该对振荡器输出端之间，该第一电容与该第二电容连接处是一偏压点。
15.根据权利要求13所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该电压控制单元具有多个缓冲器，用以将这些电压控制信号处理后，耦接至这些开关电容组中之一的该偏压点。
16.根据权利要求9所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该第一交互耦合差动对是由一对PMOS场效应晶体管交互耦合而成。
17.根据权利要求9所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于，该第二交互耦合差动对是由一对NMOS场效应晶体管交互耦合而成。
18.根据权利要求10所述的CMOS交互耦合差动式电压控制振荡器，其特征在于还包括一电容器，其耦接于该共用接点与该相对低电压之间。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNA2007101384668A CN101355342A (zh) | 2007-07-26 | 2007-07-26 | Cmos交互耦合差动式电压控制振荡器 |
Applications Claiming Priority (1)
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| CNA2007101384668A CN101355342A (zh) | 2007-07-26 | 2007-07-26 | Cmos交互耦合差动式电压控制振荡器 |
Publications (1)
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| CN101355342A true CN101355342A (zh) | 2009-01-28 |
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| CNA2007101384668A Pending CN101355342A (zh) | 2007-07-26 | 2007-07-26 | Cmos交互耦合差动式电压控制振荡器 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104362980A (zh) * | 2009-06-03 | 2015-02-18 | 高通股份有限公司 | 用于频率产生的设备和方法 |
| CN104333379B (zh) * | 2014-11-05 | 2017-11-03 | 遵义师范学院 | 一种高线性频率调节范围的cmos压控振荡器 |
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2007
- 2007-07-26 CN CNA2007101384668A patent/CN101355342A/zh active Pending
Cited By (3)
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|---|---|---|---|---|
| CN104362980A (zh) * | 2009-06-03 | 2015-02-18 | 高通股份有限公司 | 用于频率产生的设备和方法 |
| CN104362980B (zh) * | 2009-06-03 | 2017-09-22 | 高通股份有限公司 | 用于频率产生的设备和方法 |
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| PB01 | Publication | ||
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| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Open date: 20090128 |