CN101350634B - 无线传感网短波通信扫频头调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无线传感网短波通信扫频头调制方法，该方法结合了扩频制式抗噪声和FTSK制式抗衰落抗频偏的优点，能够在短波信道的各种状态下正确快速的捕获到扫频头信号，与普通PSK扩频制式相比，ADSS-FTSK具有更强的抗衰落和抗频偏性能，测试结果也证明了该算法的高性能和可靠性。

Description

无线传感网短波通信扫频头调制方法

技术领域

本发明涉及涉及无线传感网短波通信和自适应通信领域，特别地，涉及一种无线传感网短波通信扫频头调制方法说明书。 

背景技术

无线传感器网络(Wireless Sensor Network，WSN)涉及多学科高度交叉、知识高度集成的前沿热点研究领域，其综合了传感器技术、嵌人式计算技术、现代网络及无线通信技术、分布式信息处理技术等，能够通过各类集成化的微型传感器协作地实时监测、感知和采集各种环境或监测对象的信息，并将该些信息通过无线方式予以发送，同时还能以自组多跳的网络方式传送到用户终端，从而实现物理世界、计算世界以及人类社会三元世界的连通，因此，传感器网络具有十分广阔的应用前景，尤其在军事国防、工农业、城市管理、生物医疗、环境监测、抢险救灾、防恐反恐、危险区域远程控制等许多重要领域都有潜在的实用价值，已经引起了许多国家学术界和工业界的高度重视，被认为是对21世纪产生巨大影响力的技术之一。 

无线传感器网络系统通常包括传感器节点、汇聚节点(Sink node)两大类。大量具有无线传输能力的传感节点由电池供电，随机部署在监测区域内，通过自组织方式构成网络。传感节点将兴趣事件通过节点间多跳方式上传至Sink，在上传过程中传感数据可能与其他节点进行协同或融合处理，从而达到提高上传信息熵和降低网络负载的目的。Sink在收集目标区域的信息后通过互联网络或卫星发送至终端用户或网络数据库。现有无线传感器网络典型的应用示意图如图1所示。 

从应用层面来讲，无线传感器网络作为人类的神经末梢网络，是人与物理世界之间沟通的网络媒介，具有网络长期无人值守和泛在化的特点。其需求领域极为广泛，且应用环境和网络业务具有多样化特性，如节点的布设密度、间 距、通信环境、传感器种类、目标事件发生概率、数据流量大小、QoS服务保障等均存在巨大的差异性。因此，各类无线传感器网络的应用开发必然具有阶梯式发展的特点，由典型应用到泛在网络逐步建立和完善，如图2所示。 

无线传感网的信息传递，大多数情况下为信息的上传，节点以短距多跳形式向sink节点上传信息，但对双向通信的传感网而言，用户或sink节点处对节点下发命令或进行其他调度时，即信息下传时，若采用与信息上传相同的机制，节点间仍需要进行多跳的信息交互，将导致各个节点收到命令的时间不一致，延缓了命令下达速度，且在信息的传递过程中耗费了传感网节点大量的能量，影响了网络的生命周期。本专利的系统背景中，由于指控中心和传感探测节点相距较远，且下达命令信息较短，下行信息传递时，采用短波通信方式，通过大范围的电波覆盖达到命令的直接传输。本系统中，传感节点由于能量的限制，无法通过短波进行信息的上传，从而该系统为单向通信系统。 

短波通信是指利用波长为100~10m(频率为3~30MHz)的电磁波进行的无线电通信。短波通信可以利用地波或低电离层反射进行几十公里到几百公里的中近距离通信，也可以利用中高电离层反射进行数千乃至上万公里的远距离通信，借助于中继站，短波通信甚至可以进行环球通信。短波电台既可以是大型固定台，也可以是车载、舰载、机载或背负式移动台，短波通信设备简单，造价低廉，灵活机动，且信道不易摧毁，因而短波通信多年来被广泛地用于政府、军事、外交、气象、商业等部门，用来传送语言、文字、图像、数据等信息。 

但短波通信通过电离层反射信道是一种时变的色散信道，在某个时间段，往往只存在一个频段可保证信息传输，故在利用天波的短波通信中，需要根据MUF_F2和MUF_E进行最佳工作频率FOT的选择。为了提高系统抗衰落和抗干扰的能力，系统中约定几十个频点作用待选用信道，在频率探测器在其中探测到最佳工作频率后，发射机将发射频率调整到相应频率上进行发射。同时为了实现信息传输能取得较高的能效比，设置了多种调制方式供选择。我们通过扫频头来进行当前工作频点和调制方式的确定，则在接收端，需要通过对扫频头的捕获来判定当前工作状态。接收机具备自适应扫频能力以捕获发射机在某频点发射的扫频头信号，捕获成功后，接收机定于该频点并使用扫频头指明的调制方式接收数据。 

扫频是一切数据接收的基础，是突发式传输系统的实现的前提，也是自适应选频、自适应调制实现的基础，所以扫频模块是接收机中最重要的一部分，如果扫频失败，接收机将无法接收任何数据，这对扫频模块的设计实现提出了 极高的要求。 

首先，扫频模块必须具有良好的性能，它必须能够在极恶劣的信道条件下捕获到信号，这要求扫频算法能够抵御恶劣的信号衰落，能够适应低信噪比甚至负信噪比条件，能够在大频偏情况下正常工作。其次，扫频必须具有良好的可靠性，扫频模块一旦误捕，将导致整个接收机无法接收数据，因此扫频模块捕获的准确性必须得到保证。当然，扫频头所包含的信息仅仅包括发射机使用的调制方式，因此对扫频算法的信息传输速率要求较低。 

扩频具有良好的抗干扰、抗衰落性能，虽然会占用更多的带宽，但由于扫频对信息传输速率没有严格要求，因此采用扩频方式对扫频头进行调制在本系统中是极为合适的。但普通直接序列扩频对频偏的适应能力较差，因此要在扫频模块中使用扩频算法，如何解决频偏问题成为最大的难点。 

FTSK是短波通信中常用的调制手段，具有较好的抗频偏，抗衰落特性。针对直接序列扩频抗频偏性能薄弱的问题，考虑到时频联合调制FTSK具有良好的抗频偏性能，我们提出一种基于FTSK调制和直接序列扩频的自适应扫频方案ADSS-FTSK，很好的结合了扩频和FTSK的优点，这种方案具有良好的抗噪声、抗衰落、抗频偏性能，完全满足了扫频模块的设计要求。 

另外，在扩频接收机中，一般存在先解调后解扩和先解扩后解调两种接收方式；对于FTSK扩频，如果先做FTSK解调，那么解调模块将成为整个接收机的瓶颈，当信噪比低于FTSK解调门限时，将无法捕获扫频头；而如果先解扩获取扩频增益，再进行解调，那么可以充分获取扩频增益，使捕获器可以在更低信噪比条件下工作。 

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种无线传感网短波通信扫频头调制方法。 

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种无线传感网短波通信扫频头调制方法，其特征在于，包括以下步骤： 

(1)分将3个本地扩频码分别进行4FTSK调制，形成本地扫频头信号，然后分别与输入信号进行相关，并将相关结果进行缓存； 

(2)为了降低后续步骤的运算量，将相关结果进行下采样，然后计算信号能量； 

(3)使用4个滤波器提取4个频点的信号能量，最终计算出的相关能量值为： 

E＝E₀-E₄₀₀-E₁₂₀₀-E₂₀₀₀； 

(4)相关时，输入信号和本地扫频头信号每相对滑动一个采样点，即产生一个相关能量值，这些能量值被存储起来，当相对滑动范围覆盖了整个扫频头信号后，对存储的所有能量值进行最大峰搜索，并根据最大峰的能量值计算出峰均比，然后将最大峰能量值、峰均比分别和绝对阈值、相对阈值进行比较以判断是否捕获成功；如果捕获成功，则从最大峰位置可判断输入信号是哪一种扫频头，然后从最大峰的位置进行4FTSK解调，并将解调出的数据流和本地扩频码进行匹配，如果匹配成功，则确认捕获到信号并成功获取调制方式信息。 

本发明的有益效果是：针对短波通信系统对扫频头提出的高要求，本文提出了一种基于FTSK扩频的扫频头调制方法ADSS-FTSK(Adaptive Direct SpreadSweep based on FTSK)，该方法结合了扩频制式抗噪声和FTSK制式抗衰落抗频偏的优点，能够在短波信道的各种状态下正确快速的捕获到扫频头信号，与普通PSK扩频制式相比，ADSS-FTSK具有更强的抗衰落和抗频偏性能，测试结果也证明了该算法的高性能和可靠性。 

附图说明

图1为传感器网络示意图， 

图2为系统上下行传输示意图， 

图3为扫频头调制过程示意图， 

图4为所选三个扩频码的自相关特性图， 

图5为所选三个扩频码的互相关、自相关特性比较图， 

图6为FTSK扩频的相关能量提取装置框图， 

图7为经4FTSK调制后三个扩频码的自相关特性图， 

图8为经4FTSK调制后三个扩频码的自相关、互相关特性比较图， 

图9为4FTSK扩频相关峰捕获特性图， 

图10为信噪比0dB时4FTSK扩频相关峰捕获特性图， 

图11为信噪比-10dB时4FTSK扩频相关峰捕获特性图， 

图12为一个典型的BPSK扩频非相干延时锁定环框图， 

图13为非相干检测BPSK扩频相关峰示意图 

图14为0dB时α随Δf变化曲线图， 

图15为-5dB时α随Δf变化曲线图， 

图16为-10dB时α随Δf变化曲线图， 

图17为信噪比0dB的瑞利信道下α随f_d变化曲线图， 

图18为信噪比-5dB的瑞利信道下α随f_d变化曲线图， 

图19为信噪比-10dB的瑞利信道下α随f_d变化曲线图， 

图20为接收机扫频模块结构框图， 

图21为简化后的相关能量计算装置图。 

具体实施方式

本系统的信息量为1，0，-1(指示调制方式)，我们选用多进制扩频方式对该信息进行调制。如图3，将信息映射到3个扩频码，然后采用FTSK方式调制发射。 

选用优选的三个31位m序列在尾部加0后组成三个32位M序列，分别表示1，0，-1： 

g_ftsk＝[1，0，0，0，0，1，0，1，0，1，1，1，0，1，1，0，0，0，1，1，1，1，1，0，0，1，1，0，1，0，0，0] 

g_bpsk＝[1，0，0，0，0，1，1，0，1，0，1，0，0，1，0，0，0，1，0，1，1，1，1，1，0，1，1，0，0，1，1，0] 

g_qpsk＝[1，0，0，0，0，1，0，1，1，0，1，0，1，0，0，0，1，1，1，0，1，1，1，1，1，0，0，1，0，0，1，0] 

它们的生成多项式分别为：f_ftsk(x)＝1+x²+x⁵、f_bpsk(x)＝1+x+x²+x⁴+x⁵、f_qpsk(x)＝1+x²+x³+x⁴+x⁵

图4所示为这三个扩频码的自相关特性，自上而下分别为g_bpsk、g_qpsk、g_ftsk的自相关结果。图5所示为它们的互相关和自相关比较特性，其中第一个图为g_bpsk与组合信号[g_qpsk g_bpsk g_ftsk]的相关结果，第二个图为g_qpsk与组合信号[g_bpsk g_qpsk g_ftsk]的相关结果，第三个图为g_ftsk与组合信号[g_bpsk g_ftsk g_qpsk]的相关结果。 

FTSK调制后的扩频码相关性 

M序列是具有良好自相关性和互相关性的一类扩频码，对两个长度为32的 

M序列(g₀，g₁，…，g₃₁)和(h₀，h₁，…，h₃₁)，其自相关和互相关函数分别为 

$R_{\mathrm{gg}}\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{g}_i{g}_{i+j}$

$R_{\mathrm{hh}}\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i{h}_{i+j}$

$R_{\mathrm{gh}}\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{g}_i{h}_{i+j}$

但经过4FTSK调制后，其相关特性被改变。假设4FTSK所选用的四个频率分量分别为f₁、f₂、f₃、f₄，每个时隙长为T，那么一个时隙内的波形表达式可表示为 

s_n(t)＝cos(2πf_nt+

_n) n＝1，2，3，4 

那么一个典型的正交4FTSK调制矩阵为 

S₀₀＝[s₄(t) s₃(t) s₂(t) s₁(t)] 

S₀₁＝[s₁(t) s₂(t) s₃(t) s₄(t)] 

S₁₀＝[s₂(t) s₄(t) s₁(t) s₃(t)] 

S₁₁＝[s₃(t) s₁(t) s₄(t) s₂(t)] 

那么调制后的M序列可表示为(S_g0g1，S_g2g3，…，S_g(n)g(n+1)，…，S_g30g31)和(S_h0h1，S_h2h3，…，S_h(n)h(n+1)，…，S_h30h31)，此时其自相关和互相关特性可表示为： 

$R_{\mathrm{gg}}^{\′}\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{g\left(2i\right)g(2i+1)}{S}_{g\left(2(i+j)\right)g(2(i+j)+1)}$

$R_{\mathrm{hh}}^{\′}\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{h\left(2i\right)h(2i+1)}{S}_{h\left(2(i+j)\right)h(2(i+j)+1)}$

$R_{\mathrm{gh}}^{\′}\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{g\left(2i\right)g(2i+1)}{S}_{h\left(2(i+j)\right)h(2(i+j)+1)}$

可见，4FTSK调制后M序列的相关性依赖于4FTSK调制矩阵的相关性。 

而相同频率的载波相乘将产生一个直流分量和一个二倍频分量，不同频率的载波相乘则产生一个频率差分量和一个频率和分量，利用这一原理，我们在相关器后添加如图6所示的能量检测装置即可提取相关峰。4FTSK所用的四个载波频率分别为800、1200、1600、2000Hz，因此当完全同步时，相关运算将产生位于0、1600、2400、3200、4000Hz位置的频率分量，而当没有同步时，可以假设任意两个频率分量都有机会相乘，那么相关运算将产生位于0、400、800、1200、1600、2000、2400、2800、3200、3600、4000Hz位置的频率分量，其中0、400、800、1200Hz四个位置的分量属于频率差产生的分量，而剩余位置的频率分量属于频率和产生的分量，利用图6中所示结构计算相关能量，图中共有11个能量检测器，分别用于检测0~4000Hz范围内间隔为400Hz的11个频点的能量，假设它们分别为E₀、E₄₀₀、E₈₀₀、E₁₂₀₀、E₁₆₀₀、E₂₀₀₀、E₂₄₀₀、E₂₈₀₀、E₃₂₀₀、E₃₆₀₀、E₄₀₀₀，那么最终取 

E＝E₀+E₁₆₀₀+E₂₄₀₀+E₃₂₀₀+E₄₀₀₀-E₄₀₀-E₁₂₀₀-E₂₀₀₀-E₂₈₀₀-E₃₆₀₀ 作为检测相关峰使用的能量，当完全同步时，E将达到其峰值。 

图7所示为经过4FTSK调制后的三个扩频码的自相关特性，自上而下分别为g_bpsk、g_qpsk、g_ftsk的自相关结果。图8所示为它们的互相关和自相关比较特性，其中第一个图为g_bpsk与组合信号[g_qpsk g_bpsk g_ftsk]的相关结果，第二个图为g_qpsk与组合信号[g_bpsk g_qpsk g_ftsk]的相关结果，第三个图为g_ftsk与组合信号[g_bpsk g_ftsk g_qpsk]的相关结果。与未进行4FTSK调制的原始M序列的自相关互相关特性比较可以看出，经过4FTSK调制后，扩频码的自相关和互相关特性没有退化。 

图9所示是经过4FTSK调制后的三个扩频码和4FTSK调制的一段长度为32bit的随机数据g_random之间的相关特性，为了比较，类似上面的做法，我们分别将g_bpsk与组合信号[g_random g_bpsk g_random]，g_qpsk与组合信号[g_random g_qpsk g_random]，g_ftsk与组合信号[g_random g_ftsk g_random]做相关，并将相关结果以从上到下的顺序显示，这可以反映出使用选定扩频码进行相关峰捕获时的特性。可见，三个扩频码与随机信号的相关结果与自身相关峰值相比微不足道，因此使用任何一个扩频码进行捕获都可以获得明显的相关峰，从而获取扩频增益。 

图10～图11分别是添加了信噪比为0dB和-10dB的高斯白噪声后的相关图，可见在-10dB时，仍有较明显的相关峰值，这为短波信道恶劣条件下的扫频准确性和可靠性打下了基础。 

抗衰落和抗频偏性能分析 

造成频偏的原因一般有两个，一是由于发射机、接收机使用的晶振有偏差造成，即使使用同一型号的晶振，也会由于温度、电路噪声等所处环境的不同而造成频率偏差；另外一个是由于信号传输过程中的多径、接收机发射机相对位置移动造成的多普勒频移等都会加大接收机频偏。 

对于基于PSK的普通相干扩频接收机来说，必须首先进行载波粗同步，使本地载波频率和接收信号的频率差缩小到远小于符号速率，否则，即使采用锁相环等载波跟踪技术，整个系统也是无法捕获到相关峰的。假设本地载波频率和接收信号的频率差为Δf，符号速率为R，那么每个符号持续时间为1/R；考虑零中频接收机，并假定扩频码长度为32，接收信号和本地载波相乘并滤除高频镜像后，Δf相当于直接作用于扩频码片，那么此时零中频信号为 

r(t)＝d(t)c(t)cos(2πΔft+

) 

其中，d(t)为数据信息，在捕获过程中，其取值为固定的1或-1，这里假设为1，c(t)为扩频码序列，

为本地载波和接收信号载波的相差，那么从t₀时刻开始的相关过程可以表示为 

当Δf＜＜R时，在一个符号周期内可以将cos(2πΔft+

)看成常数，从而有 

那么本地扩频码和接收信号完全同步时，τ＝0，此时出现相关峰。但如果不满足Δf＜＜R，那么cos(2πΔft+)在积分过程中的影响则不可忽略，它会使相关峰能量下降，当Δf≥R时，接收信号在一个扩频码周期内将出现扩频码极性的翻转，此时就算完全同步τ＝0，也无法产生相关峰。在本系统中，为了保持扫频的稳定可靠，在信息速率没有要求的情况下，应将码片速率尽量降低以避免受到码间串扰的影响，即使以本系统中BPSK的最快信息速率1000bps调制32位扩频码，其符号持续时间为0.032秒，相当于R＝31.25symbol/s，而由于晶振偏差和短波信道引起的总频偏可能高达50Hz，因而PSK相干扩频接收方案在这种情况下将无法工作。 

对于PSK非相干扩频接收方案，一个典型的采用非相干接收的BPSK延时锁定环结构如图12所示，接收信号直接和本地扩频码相乘，相乘结果输入一个通带为载波频率附近一小段频率范围的带通滤波器，对滤波器输出求能量作为扩频码捕获判决能量。如图13所示，当本地扩频码和接收信号完全同步时，相乘结果为窄带PSK信号，而没有同步时相乘结果为宽带扩频信号，将带通滤波器通带设置为窄带信号带宽，当通过带通滤波器的信号能量达到最大时，即可判定捕获成功。PSK非相干扩频接收机具有一定的抗频偏性能，只要载波频偏尚落在带通滤波器范围之内，就能够检测出相关峰，所以带通滤波器的宽度决定了抗频偏性能，增加滤波器通带宽度可以增加抗频偏性能，但从图13中可以看出，即使在未同步时，也有部分信号能量通过滤波器，当增加滤波器宽度时，未同步时通过滤波器的能量也会增大，从而影响到相关峰和普通相关值的能量比例，使捕获性能下降。 

为了比较ADSS-FTSK和PSK非相干扩频方案的抗频偏性能，对两种方案进行对比仿真。首先确定扩频码的码片速率，由于扩频信号有可能淹没在噪声里，所以在解扩之前，均衡器无法起作用，因此为了避免码间串扰对性能的影响，应将码片速率尽量降低。现设定它们的码片速率都为100chip/s，BPSK载波频率1500Hz，带通滤波器通带1480~1520Hz，阻带0~1460Hz，1540Hz~∞；FTSK载波频率分别为800、1200、1600、2000Hz；仿真在-10dB高斯信道条件下进行。假设有一段长度为N的相关结果E[k]，(0≤k＜N)，那么以峰值能量和平均能量的 比值(峰均比)α作为性能衡量的指标，α定义为 

$\mathrm{\α}=\frac{\max \left(E\right)-\min \left(E\right)}{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(E\right[n]-\min \left(E\right))}\×N$

图12～图16分别为带内信噪比为0dB、-5dB、-10dB时ADSS-FTSK和PSK扩频(非相干接收)的峰均比α相对于Δf的变化曲线，图中横坐标为Δf，单位Hz，纵坐标为α，可见ADSS-FTSK相关峰峰均比受频偏影响较小，受信噪比影响也较小。 

图17～图19分别为带内信噪比为0dB、-5dB、-10dB的瑞利衰落信道下相关峰峰均比α和信道最大多普勒频偏f_d之间的关系曲线，可见随着最大多普勒频移的变化，ADSS-FTSK的峰均比下降幅度较小，几乎可以忽略，因此ADSS-FTSK抗衰落的性能明显强于PSK扩频。 

从以上分析可见，ADSS-FTSK具有明显强于PSK扩频的抗频偏和抗衰落性能。 

接收模块的实现 

在接收端，为了提高捕获的准确性和降低误补率，捕获相关峰后再从相关峰同步位置解调4FTSK信号进行一次确认。如图20，首先，预捕获部分将3个本地扩频码分别进行4FTSK调制，形成本地扫频头信号，然后分别与输入信号进行相关，并将相关结果进行缓存。为了降低后续步骤的运算量，将相关结果进行下采样，然后计算信号能量。由于图6所示能量计算装置过于复杂，且需要计算最高4000Hz的频率分量能量，所以这种装置能量计算装置的最低采样率为8k，为了降低运算量以进行嵌入式实现，将图6所示能量计算装置改进为图21所示装置，在该装置中，相关结果经过低通滤波器后进行2倍下采样，那么只剩余小于2000Hz的频率分量，此时只需使用4个滤波器提取4个频点的信号能量，最终计算出的相关能量值为： 

E＝E₀-E₄₀₀-E₁₂₀₀-E₂₀₀₀。 

相关时，输入信号和本地扫频头信号每相对滑动一个采样点，即产生一个相关能量值，这些能量值被存储起来，当相对滑动范围覆盖了整个扫频头信号后，对存储的所有能量值进行最大峰搜索，并根据最大峰的能量值计算出峰均比，然后将最大峰能量值、峰均比分别和绝对阈值、相对阈值进行比较以判断是否捕获成功。如果捕获成功，则从最大峰位置可判断输入信号是哪一种扫频头，然后从最大峰的位置进行4FTSK解调，并将解调出的数据流和本地扩频码进行匹配，如果匹配成功，则确认捕获到信号并成功获取调制方式信息。 

在DSP上，对三个扩频码的相关由一个汇编相关器以时分方式完成，相关在采样点级别进行。FTSK四个频率分别为800Hz、1200Hz、1600Hz和2000Hz，信息速率为100bit/s，即200slot/s，由于采用了先解扩后解调的方式，相关后最高频率分量为4000Hz，因此相关器输入信号采样率定为8kHz，这样相关长度为 $L_{\mathrm{corr}}=\frac{L_{\mathrm{PN}}}{f_b}*f_{\mathrm{sample}}=\frac{32}{100}*8000=2560.$

为了减少运算量，我们将相关运算的时间解析度增大，即每4个采样点做一次相关运算，这样每个扩频码周期共有640个相关能量值，因此三个扩频码共有1920个相关能量值。当这1920个相关能量值计算完毕后，我们在其中寻找最大峰，并根据最大峰所在位置进行信息的预判。 

Claims (1)

1.一种无线传感网短波通信扫频头调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)预捕获部分将3个本地扩频码分别进行4FTSK调制，形成三个本地扫频头信号，然后分别与输入信号进行相关，得到对应的三个相关结果，并将这三个相关结果进行缓存；

(2)为了降低后续步骤的运算量，将三个相关结果进行下采样，然后计算信号能量；

(3)对三个相关结果中的每一个，分别使用4个滤波器提取4个频点的信号能量，最终计算出的每个相关结果的相关能量值为：

E＝E₀-E₄₀₀-E₁₂₀₀-E₂₀₀₀；

所述的E₀、E₄₀₀、E₁₂₀₀、E₂₀₀₀分别表示频率为0Hz、400Hz、1200Hz、2000Hz时的能量值；

(4)相关时，输入信号和本地扫频头信号每相对滑动一个采样点，即产生一个相关能量值，这些能量值被存储起来，当相对滑动范围覆盖了整个扫频头信号后，对存储的所有能量值进行最大峰搜索，并根据最大峰的能量值计算出峰均比，然后将最大峰能量值、峰均比分别和绝对阈值、相对阈值进行比较以判断是否捕获成功；如果捕获成功，则从最大峰位置可判断输入信号是哪一种扫频头，然后从最大峰的位置进行4FTSK解调，并将解调出的数据流和本地扩频码进行匹配，如果匹配成功，则确认捕获到信号并成功获取调制方式信息。

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