CN101313437A - 具有双圆极化的天线阵列 - Google Patents

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Abstract

本发明包括天线阵列，用于接收两频带，包括两副辐射元件和用于激励这些元件以便接收所述频带之一的网络。辐射元件定位的以使得让出天线阵列的中心以允许另一频带的共位化接收。激励网络包括混合元件以在辐射元件之间引入某相移，以允许双圆极化。该网络必须符合两限制：在所述混合之间引入的相移必须等于混合的相移mod 2kπ，k为整数，和布置在第一混合H1和第一贴片PA1之间的线L1的长度是这样的以使得其引入等于πmod 2kπ的相移，k为整数。

Description

具有双圆极化的天线阵列
技术领域
本发明属于双圆极化天线阵列，更具体地，属于能够发射和接收不同频带例如特别地在K/Ka频带(用于互联网服务，20/30GHz)和Ku频带(用于TV接收，10/15GHz)的信号的天线阵列。
背景技术
卫星链接使得覆盖巨大的地理跨度而无需操作者或用户的高的惊人的投资成为可能。
对于所述系统的经济可行性的一个主要问题在于制造使得其可能符合所有的规格的低成本用户终端。
为了增加功能性的数量和结果使得产品更加具有吸引力，用户终端必须允许接入高速互联网以及传统的TV接收服务。
用户终端包括室内单元或者IDU，其是监控单元并与用户交互，和室外单元ODU，其使得在卫星和IDU之间传送信号成为可能。特别地，该ODU包括基于反射器系统的天线系统以及布置在反射器的焦点的一个或多个源。
具有多服务的事实对频带以及发射和接收的极化施加影响，其从系统观点看不尽相同。这些各种构型的管理直接影响布置在反射器的焦点处的源。
在这种情况下，所述源将必须能够发射和接收特别地在K/Ka频带(用于互联网服务，20/30GHz)的信号，以及接收在Ku频带(用于TV接收，10/15GHz)的传统信号。
发明内容
为了最优化卫星能力，可以选择使得卫星在相同的轨道位置具有Ka和Ku频带。
然后，难点转移到必须在相同焦点接收Ku和Ka信号的天线系统。
为了解决该问题，本发明建议一种共位化的多极化和多频带源。其基于中心K/Ka源和在周边圆形布置的Ku带辐射元件阵列。
但是，机械以及射电限制非常严重。另一方面，因为必须在阵列中心为K/Ka源让出物理空间，而另一方面因为必须符合射电规格。
具有圆极化的天线阵列及其激励网络(馈电网络)从美国专利No.2002/0018018A1中是已知的。用于具有圆极化的该天线的建议的激励网络用图1示出。其允许以这种方式分配RF信号给四天线元件阵列以使得右极化信号和左极化信号可以通过/从所述天线系统发送或接收。其包括两个输入端口104，106和四个输出端口108，110，112，114。该激励网络由耦合元件102a，102b形成，其由通过线112a，112b，114a，114b连接到分配线118，122的连接线116，120形成。所述连接线通过线124，126连接在一起。输入端口106和104分别连接到线124和126，并且各输出端口108，110，112和114通过一缝耦合到包括辐射元件(称作为贴片)的天线元件。
遗憾地是，该系统并没有使得其符合由共位化或许可能多频带的源确定的机械限制成为可能。具体地，激励网络布置在所述结构中间，其并未使得在该结构中心具有可用于第二K/Ka源的空间成为可能。
再者，本发明涉及Ku频带辐射元件阵列，其射电限制要求该源能够在非常宽的频带(11.7-12.7GHz)接收双圆极化。圆极化的质量由其椭圆率AR(或者轴比)限定，小于1.74dB的AR被施加以使得能正确的识别在不同端口上的两个圆极化。
本领域技术人员已知无限大的AR限定完美的线极化，而零AR限定完美的圆极化。
本发明致力于消除这些缺点。
本发明包括天线阵列，允许多频带接收，包括两副辐射元件和用于激励这些元件以便接收所述频带之一的网络。辐射元件定位的以使得阵列的中心为空的以允许另一频带的共位化接收，所述网络包括：
第一混合耦合器，其输出分别连接到第一副辐射元件的每一元件的端口，并使得在这些元件的端口之间产生相移成为可能；
第二混合耦合器，其输出分别连接到第二副辐射元件的每一元件的端口，并使得在这些元件的端口之间产生相移
Figure A20068004348300042
成为可能；
第一移相器，其使得在混合耦合器的第一输入之间产生等于由混合耦合器引入的
Figure A20068004348300051
的相位差
Figure A20068004348300052
成为可能，k为整数；
第二移相器，其使得在混合耦合器的第二输入之间产生等于由混合耦合器引入的
Figure A20068004348300053
的相位差
Figure A20068004348300054
成为可能，k为整数；
具有等于π的相移的相移元件，其在第一辐射元件的端口和混合耦合器的相关的输出之间插入，从而在该两端口之间引入等于πmod kπ的相移，k为整数，从而允许双圆极化。
本发明具有同时符合机械和射电限制的优点。
优选地，混合耦合器引入的相移
Figure A20068004348300055
是90°的相移，并且相移元件包括一定长度的线，其长度使得其引入πmod kπ的相移，k为整数。
在一实施例中，接收的频带是不同的频带。
在一实施例中，另一频带的共位化接收是在另一天线的帮助下进行。
优选地，所述天线阵列的特征在于天线阵列的两频带是Ku和Ka频带。
附图说明
本发明的上述以及其它特征和优点将在阅读下面的与附图一起提供的描述后显得更加清楚，其中：
图1已经进行过了描述，示出根据现有技术的用于天线网络的激励的网络；
图2a，2b和2c示出用于辐射元件(贴片)的不同构型的图表；
图3示出本发明所基于的理论构型；
图4a示出根据本发明的系统的设计；
图4b示出本发明的理论构型；
图5和图6示出示出本系统的正确操作的图表。
具体实施方式
根据现有技术的电路已经在前面简要地进行了描述，随后不再重新描述。
例如，通过本领域技术人员已知的方法获得圆极化，其包括采用具有相互正交的线极化的辐射元件和在正交相位激励它们。
因此，在贴片类型的单一辐射元件上，其足以通过两个端口激励两正交边并在它们之间施加90°的相位差以产生圆极化。通过在所述端口之间的相位差的取反将获得交叉极化。
借助两个贴片，其足以激励每一个贴片以使得其激励是正交的并且端口之间的相移是90°。
此外，为了提高所述网络的频带宽度，使用顺序转动技术。图2a示出该技术的基本图。四个贴片PA1，PA2，PA3和PA4的每一个被激励。激励是正交的，并且每个端口之间的相移为90°。
但是，本发明的机械限制使得必须在阵列的中心为例如可以是喇叭形状的源的另一K/Ka源让出物理空间。
通过几何尺寸调节，可容易地转动辐射元件以使得其呈现一侧而不是一角以最大化地让出贴片阵列中心的空间。
图2b示出用于这些贴片PA1，PA2，PA3和PA4的构型图表。所述端口是正交的，并且每一个端口之间的相位差为90°。
在基于图2b所示的四贴片的该几何基础上，用于产生双圆极化的激励网络构造的以使得在该结构的中心为第二共位化源留出空间，如图2c所示。
因此，为了产生双圆极化，必须在四端口上具有两个方向的相位转动：
如果对于第一极化，到贴片PA1的端口P1那里对应0°相位，到贴片PA2的端口P2那里对应90°相位，到贴片PA3的端口P3那里对应180°相位，到贴片PA4的端口P4那里对应270°相位，那么对于第二极化，所述相位的转动方向倒过来，到端口P1那里对应0°相位，到端口P2那里对应-90°相位，到端口P3那里对应-180°相位，到端口P4那里对应-270°相位。
图3示出本发明所基于的理论构型。
具体地，为了在两个端口之间产生90°的相移，必须使用尺度适合感兴趣的特定频带的中心频率(在此12.5GHz)的传统的混合耦合器。因此，为了通过输入端口A1的激励执行第一极化，两混合耦合器H1和H2将分别以下面的方式布置在端口P1和P2之间，P3和P4之间：第一混合耦合器H1的输出S1连接到辐射元件PA1的端口P1，而其输出S2连接到辐射单元PA2的端口P2。这样，分别在输出S1和S2以及输入E2和E1之间产生相移。借助该配置，如果连接到耦合器H1的输出的端口P1通过输入端口A1上的信号激励，那么贴片1的相位为0°，而贴片2的相位为90°。同样地，第二混合耦合器H2的输出S3连接到辐射元件PA3的端口P3，而其输出S4连接到辐射元件PA4的端口P4。这样，其分别在输出S3和S4以及输入E3和E之间产生相移。因此，为了获得第一圆极化，必须用相移元件D1提供的相对于端口P1为π的相移激励端口P3。因此，根据布置在端口P3和P4之间的混合耦合器H2，贴片3的相位将为180°，而贴片4的相位将为270°。
为了获得第二极化，连接到耦合器H1的输出的端口P2通过在输入端口A2上的信号激励，而且贴片2的相位是0°，结果贴片1的相位是90°。因此，必须用由相移元件D2提供的关于端口P2为π的相移激励端口P4。因此，根据布置在端口P3和P4之间的混合耦合器H2，贴片4的相位将为180°，而贴片3的相位将为270°。
理论构型示出由于P1和P3通过相移元件连接而P2和P4通过另一相移元件连接，激励线彼此交叉。
但是，包括在一条线之上通过另一条线的该交叉致使显著的损耗以及端口之间的幅值和相位的非常大的恶化风险。
本发明目的在于避免该交叉。
因此，本发明的原理，其设计由图4a示出，其理论构型由图4b示出，包括在第一混合H1和贴片1之间设置直线长度L1以使得其使得产生作为选定端口的功能的两正交圆极化成为可能。
如果我们考虑所有的引入到各种路径的相移以及产生双圆极化的各个贴片产生的场的分量并在电磁模拟软件(IE3D-Zeland)的帮助下，在结构的各参数最优化之后所获得的结果对该线长度施加某些限制。
第一限制是关于选取的混合的限制。在混合之间引入的相移必须等于混合mod 2kπ的相移，其中k为整数。在图4b所示的理论构型中，传统的混合的相移是90°，相应地，该混合之间的相移将为90°。
第二限制是关于设置在第一混合H1和第一贴片PA1之间的线L1的长度。
线的长度必须是这样的以使得混合H1和第一贴片之间的相移等于πmod 2kπ，k为整数。
图4a示出根据本发明的系统的设计的一个例子，其示出四个贴片定位的以使得中心地带为空的以使得引入例如定心的环的形状或者任何其它允许其到该中心地带的插入的形状的Ka源。贴片PA1通过长度允许相移等于πmod 2kπ，k为整数，的线L1连接到混合元件H1。
其它贴片直接连接到混合元件，如前所述。由连接线和元件D1和D2形成的相移元件分别设置在端口P3和P2以及端口P1和P4之间。两端口A1和A2允许根据本发明的系统用接收链链接。
本领域技术人员知道怎样优化线的长度，其是与例如微带线或者波导或共面线或者同轴线相关的每一拓扑的函数。
通过示例性实施例，对于在Rogers4003基底上的具有相移180°的微带类型线，具有3.38的介电常数和0.81mm的基底高度，12GHz的“设计”频率和50欧姆的阻抗，以及1.98毫米的计算路径宽度，该路径长度是7.38毫米。
图4b示出本发明的理论构型。π+2kπ的相移的线L1的附加使得其可避免端口P1和P4以及端口P2和P3之间的连接线的交叉，同时保留产生正交圆极化。与每一贴片相关的相移的计算示出正交分量之间的90°的相移，因此，这对应圆极化。
具体地，借助于第一极化，对应端口A1上的激励信号，0°的相移是与贴片PA2的端口P2相关。
与贴片PA1的端口P1相关的相移对应由于混合的π/2的相移和由于线L1的π的相移的总和，也就是3π/2。
与贴片PA3的端口P3相关的相移对应由于线D1的π/2的相移。
与贴片PA1的端口P4相关的相移对应由于混合的π/2的相移和由于线D1的π/2的相移的总和，也就是π。
同样地，在第二极化，对应端口A2上的激励信号，该计算示出正交分量之间的π/2的相移，因此，这对应圆极化。
图5和6表示示出根据本发明的装置的正确操作的图线。
根据图5的图线表示参数Sij，其是作为频率的函数的天线的电性能的图象。曲线示出参数S11的演变，其与端口1有关，为频率的函数，其表明在整个带宽反射系数小于-20dB，从而表明最大的能量传送。
同样地，曲线示出参数S22的演化，其与端口2有关，为频率的函数，其表明在整个带宽反射系数小于-20dB，从而也表明最大的能量传送。
参数S12示出两个端口之间的隔离。该参数越低，端口之间的隔离越好。该曲线示出对于小于13.25GHz的频率，隔离小于-10dB，其意味着在该两接收路径之间将只有一点点“污染”。在12.6GHz-12.8GHz的频带中，该隔离达到-20dB，从而对应所追求的性能。
根据图6的图线示出作为频率的函数的椭圆率(轴比)，所述比率示出圆极化的质量，其可以示出为dB或线性。0dB的椭圆率象征着完美的圆极化，更高的椭圆率趋向不断增加的椭圆极化，极限是在线极化的情况下为非常大的椭圆率(＞10dB)。该椭圆率考虑了场的两正交分量的相位差以及该两分量的幅值差。
整个网络的椭圆率在整个感兴趣的带宽内在主要辐射方向小于1.74dB。
可以预见本发明的其它变体。
包括两副分布的以使得阵列的中心为空的辐射元件的天线阵列允许通过至少两天线接收至少两频带。因此，可以通过利用两不同类型的天线在相同的频带或者相同类型的天线在相同的频带实现天线分集接收。第二天线位于阵列的中心。不同类型的天线可以例如为“喇叭”型天线和“多杆”型天线。
前述的例子示出方形形状的贴片。其它形状，例如圆形或直角形是可以预见的。
贴片之间的分隔象征性地示出。其可以根据每一实施例而优化。
贴片的激励可以以不同的方式进行，例如，要么通过微带线，要么通过矩形形状或者交叉形状的缝，或者通过电磁耦合进行。

Claims (5)

1.一种用于接收多频带的天线阵列，包括两副辐射元件(PA1和PA2，PA3和PA4)和用于激励这些元件以便允许接收所述频带之一的网络，其特征在于：
所述辐射元件(PA1和PA2，PA3和PA4)定位的以使得让出所述阵列的中心以允许其它频带的共位化接收；并且所述网络包括：
第一混合耦合器(H1)，其输出(S1，S2)分别连接到第一副辐射元件(PA1和PA2)的每一元件的端口(P1和P2)，并使得在这些元件的端口之间产生相移
Figure A2006800434830002C1
成为可能；
第二混合耦合器(H2)，其输出(S3，S4)分别连接到第二副辐射元件(PA3和PA4)的每一元件的端口(P3和P4)，并使得在这些元件的所述端口之间产生相移
Figure A2006800434830002C2
成为可能；
第一移相器(D1)，其使得在所述混合耦合器(H1，H2)的第一输入(E1，E3)之间产生等于
Figure A2006800434830002C3
mod 2kπ的相移
Figure A2006800434830002C4
成为可能，其是由所述混合耦合器(H1，H2)引入，k为整数；
第二移相器(D2)，其使得在所述混合耦合器(H1，H2)的第二输入(E2，E4)之间产生等于mod 2kπ的相移成为可能，其是由所述混合耦合器(H1，H2)引入，k为整数；
相移元件(L1)，其具有等于π的相移，插入在所述第一辐射元件(PA1)的所述端口(P1)和所述相关联的混合耦合器(H1)的所述输出(S1)之间，从而在该两端口之间引入等于πmod 2kπ的相移，并产生双圆极化，k为整数。
2.如权利要求1所述的天线阵列，其特征在于，所述由所述混合耦合器引入的相移
Figure A2006800434830002C7
为π/2的相移。
3.如权利要求1所述的天线阵列，其特征在于，所述相移元件(L1)包括长度使得其引入πmod 2kπ的相移的线，k为整数。
4.如权利要求1所述的天线阵列，其特征在于，另一频带的所述共位化接收是在中心源的帮助下进行。
5.如权利要求4所述的天线阵列，其特征在于，所述天线阵列的所述两频带是Ku和Ka频带。
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