CN101291200A - 一种混合自动请求重发的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种混合自动请求重发的方法，该方法中定义4种星座图，构成基于256－QAM星座图重排HARQ技术，包括以下步骤：a)定义第1个星座图为标准星座图，其他星座图基于第1个星座图进行有效位重排；b)发送端将信源产生的二进制随机比特流经过加扰及编码后，将数据映射到第1个星座图并调制发送；c)接收端经过b)的逆过程，对数据解调后进行译码并作判决，当数据正确时，对其解扰并传送至信宿；当数据错误时，向发送端发送NACK，并将数据映射到第2个星座图，如此类推，第二、第三次将数据映射到第3、4个星座图进行调制发送，当发送端第四次接收到NACK时，数据再次映射到第1个星座图进行调制发送，如此完成循环。

Description

一种混合自动请求重发的方法

技术领域

本发明涉及一种通讯领域的混合自动请求重发的方法，尤其涉及一种星座图重排的混合自动请求重发的方法。

背景技术

在具有不可靠且时变的信道条件的通信系统中所使用的通常方法是：基于自动请求重发(ARQ)方式结合前馈纠错(FEC)技术，称为混合自动请求重发(HARQ)的方法。为了提高时变衰落信道中的传输效率和传输质量，包括3GPP和3GPP2在内的许多技术标准和提案都采用了混合自动重复请求(HARQ)技术。基于Turbo码、和高阶调制方式(如16-QAM和64-QAM，256-QAM)的HARQ是未来移动通信中提高系统容量和质量的关键技术之一。HARQ分为Type-I；Type-II；Type-III型三种：

Type-I型各次传输的编码方式完全相同，不能很好的适应信道变化。

Type-II型包括递增冗余(IR)和Chase Combine，Type-II型重传的和第一次的不同，重传的是根据原始信息数据进行信道编码得到数据比特，从这些数据比特中按照一定的规则在每次重传时传输其中的一部分，接收端收到后重传和存储的联合译码，共同纠正信息数据包中存在的错误。

Type-III型不同之处在每次重传的信息数据包都能自译码。

QAM的一个固有特性是比特可靠性依赖于调制星座图的映射关系，映射到同一个调制符号的比特具有不同可靠性，这对于大多数纠错码来说(包括Turbo码)是不利的。

对于256-QAM的情况，尽管其具有在同等条件下的容量大，例如，在较高信噪比下是64-QAM的1.3倍，是16-QAM的2倍等优点，但由于256-QAM对信噪比敏感度较高，星座重排比16-QAM和64-QAM复杂等因素，到目前为止还未有任何文献和专利针对256-QAM星座提出相应的重排HARQ技术。

基于为了改善解码器的性能，在每次接收发送数据后，具有相同的或者近似相同的平均位可靠性是有好处的。当我们选用部分增量冗余策略进行HARQ重传时，如果在各次重传中都使用相同的星座图映射规则，在接收端进行比特级的软信息合并时，这种比特间可靠性的差异将会加大。显然采用不同的星座图映射规则将会改变各比特之间可靠性的相对关系，为了提高译码性能，可从决定比特可靠性的因素考虑，一是其所处的有效位级别，二是比特的逻辑值分布位置，如果要达到完全平均(最高位置取逻辑值为1)要24×8(192)种平均LLR值不同的传输方案，这样将会十分复杂，失去可用性，对于64-QAM则需要24种，16-QAM只需4种，因此应在复杂性和平均性中权衡。

3GPP标准中都是应用广泛的格雷(Gray)映射方形QAM星座图，因此，本发明也基于Gray映射。比特可靠性依赖于调制星座图的映射关系是QAM等多级调制技术的一个固有特性，根据图1所示符合格雷映射关系的256-QAM星座图(基准图)，其I，Q两路是独立映射的，因此我们不妨只考虑其I路的情况。根据图1可以看到，4个映射到I路的比特具有不同的可靠性，其中i₁是最高有效位，可靠性最高；i₂是次最高有效位；i₃是次最低有效位，可靠性次最低；i₄是最低有效位，可靠性最低。

设接收到的M-QAM信号为r＝x+jy，解调产生的软判决信息为比特对数似然比(LLR)，它代表了比特的软判决可靠性，映射到I路的比特i_k，k＝1，2，…，(log₂ ^M)/2的LLR(GuXY，LiWY，NiuK，et al.Auniversal efficientsoft out Put algorithm for M-QAM.Demapper[C]Proceedings of theFourth International Conference on Computer and InformationTechnology(CIT’04)，2004，880-885.)定义为 $\mathrm{LLR}\left(i_k\right)=\log \frac{P\{i_k=1/r\}}{P\{i_k=0/r\}},$ 在高斯信道下对于图1所示的256-QAM星座图，i_k，k＝1，2，3，4的LLR计算公式如下(x₀，x₁，x₂，x₃，x₄，x₅，x₆，x₇见图1)。

$\mathrm{LLR}\left(i_1\right)=\log \frac{e^{-K{(x+x_0)}^2}+e^{-K{(x+x_1)}^2}{+e}^{-K{(x+x_2)}^2}+e^{-K{(x+x_3)}^2}+e^{-K{(x+x_4)}^2}+e^{-K{(x+x_5)}^2}{+e}^{-K{(x+x_6)}^2}+e^{-K{(x+x_7)}^2}}{e^{-K{(x-x_0)}^2}+e^{-K{(x-x_1)}^2}+e^{-K{(x-x_2)}^2}+e^{-K{\left({x-x}_3\right)}^2}+e^{-K{(x-x_4)}^2}+e^{-K{\left({x-x}_5\right)}^2}+e^{-K{\left({x-x}_6\right)}^2}+e^{-K{\left({x-x}_7\right)}^2}}---\left(1\right)$

$\mathrm{LLR}\left(i_2\right)=\log \frac{e^{-K{(x-x_4)}^2}+e^{-K{(x-x_5)}^2}{+e}^{-K{(x-x_6)}^2}+e^{-K{(x-x_7)}^2}+e^{-K{(x+x_4)}^2}+e^{-K{(x+x_5)}^2}{+e}^{-K{(x+x_6)}^2}+e^{-K{(x+x_7)}^2}}{e^{-K{(x-x_0)}^2}+e^{-K{(x-x_1)}^2}+e^{-K{(x-x_2)}^2}+e^{-K{\left({x-x}_3\right)}^2}+e^{-K{(x+x_0)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_1\right)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_2\right)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_3\right)}^2}}---\left(2\right)$

$\mathrm{LLR}\left(i_3\right)=\log \frac{e^{-K{(x-x_0)}^2}+e^{-K{(x-x_1)}^2}{+e}^{-K{(x-x_6)}^2}+e^{-K{(x-x_7)}^2}+e^{-K{(x+x_0)}^2}+e^{-K{(x+x_1)}^2}{+e}^{-K{(x+x_6)}^2}+e^{-K{(x+x_7)}^2}}{e^{-K{(x-x_2)}^2}+e^{-K{(x-x_3)}^2}+e^{-K{(x-x_4)}^2}+e^{-K{\left({x-x}_5\right)}^2}+e^{-K{(x+x_2)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_3\right)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_4\right)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_5\right)}^2}}---\left(3\right)$

$\mathrm{LLR}\left(i_4\right)=\log \frac{e^{-K{(x-x_0)}^2}+e^{-K{(x-x_3)}^2}{+e}^{-K{(x-x_4)}^2}+e^{-K{(x-x_7)}^2}+e^{-K{(x+x_0)}^2}+e^{-K{(x+x_3)}^2}{+e}^{-K{(x+x_4)}^2}+e^{-K{(x+x_7)}^2}}{e^{-K{(x-x_1)}^2}+e^{-K{(x-x_2)}^2}+e^{-K{(x-x_5)}^2}+e^{-K{\left({x-x}_6\right)}^2}+e^{-K{(x+x_1)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_2\right)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_5\right)}^2}+e^{-K{\left({x+x}_6\right)}^2}}---\left(4\right)$

其中x是接收信号r的同相分量，K与信噪比成正比。根据文献式(1)-式(4)可近似计算：

LLR(i₁)≈-4Kxx₀              (5)  LLR(i₂)≈-4Kx₀(8x₀-|x|)      (6)

LLR(i₃)≈-4Kx₀(4x₀-|8x₀-|x||)(7)  LLR(i₄)≈-4Kx₀(6x₀-|8x₀-|x||)(8)

根据5、6、7、8四式，对于给定的接收信号，i₁，i₂，i₃，i₄的平均LLR如表1所示

i1，i2，i3，i4	x的平均值	i1平均LLR	i2平均LLR	i3平均LLR	i4平均LLR
						0000	5a	-20∧	-12∧	-4∧	-12∧
0001	7a	-28∧	-4∧	-12∧	-20∧
						0010	3a	-12∧	-20∧	4∧	-4∧
0011	a	-4∧	-28∧	12∧	4∧
						0100	11a	-4∧	12∧	-4∧	-12∧
0101	9a	-36∧	4∧	-12∧	-20∧

0110	13a	-52∧	20∧	4∧	-4∧
						0111	15a	-60∧	28∧	12∧	4∧
1000	-5a	20∧	-12∧	-4∧	-12∧
						1001	-7a	28∧	-4∧	-12∧	-20∧
1010	-3a	12∧	-20∧	4∧	-4∧
						1011	-a	4∧	-28∧	12∧	4∧
1100	-11a	44∧	12∧	-4∧	-12∧
						1101	-9a	36∧	4∧	-12∧	-20∧
1110	-13a	52∧	20∧	4∧	-4∧
						1111	-15a	60∧	28∧	12∧	4∧

表1

Kx₀ ²用∧表示，x₀用a表示，基于图1所示星座图I路映射比特的平均LLR。

4个比特的可靠性是不平均的，i₁，i₂，i₃，i₄平均可靠性依次递减。i₁和i₂平均可靠性的最大差异可达9倍(i₃，i₄＝01)，i₁和i₃平均可靠性的最大差异可达13倍(i₂，i₃，i₄＝110)，i₁和i₄平均可靠性的最大差异可达15倍(i₂，i₃，i₄＝111)，所以比特可靠性差异之大，为后续Turbo译码带来不利影响。

发明内容

针对现有技术的缺点，本发明的目的是提供一种数据比特可靠性趋于平均的混合自动请求重发的方法。

为实现上述目的，本发明的技术方案为：一种混合自动请求重发的方法，该方法中定义出4种星座图，其包括以下步骤：

a)定义第1个星座图为标准星座图，第2，3，4个星座图基于第1个星座图进行有效位的重排；

b)发送端将由信源产生的二进制随机比特流经过PN发生器加扰，及Turbo编码器编码的数据的比特逻辑值分布量映射到标准符合格雷映射关系的M-QAM星座图的第1个星座图，然后调制发送出去；

c)接收端经过b)的逆过程，对数据进行解调后传至Turbo译码器进行译码并进行判决，当数据正确时，Turbo译码器发送ACK回发送端，将数据进行解扰，传送至信宿；当数据错误时，则Turbo译码器第一次将NACK传回发送端，并将数据映射到第2个星座图进行调制发送，再经过a)的逆过程，如此类推，当第二次、第三次将NACK传回发送端时，将数据映射到第3、4个星座图进行调制发送，当第四次将NACK传回发送端，将数据再次映射到第1个星座图进行调制发送，如此完成一个循环。

所述星座图中，定义i_k为每一星座图的有效位，其中K＝1，2，3，…(log₂ ^M)/2，各星座的重排规则为：

1)定义第1个星座图为标准星座图；

2)基于标准星座图，当k为大于2的偶数时，交换i₁和

i₂和…；当k为大于2的奇数时，交换i₁和

i₂和

…，剩下的中间一位不变，且除

的最高有效位之外，其他有效位的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，得到第2个星座图；

3)基于标准星座图，当k为大于2的偶数时，交换i₁和

i₂和

…；当k为大于2的奇数时，交换i₁和

i₂和

…，剩下的中间一位不变，且有效位的各编码数据比特的逻辑值分布量均与标准星座图一致，得到第3个星座图；

4)基于标准星座图，除最高有效位

之外的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，得到第4个星座图。

当M＝256，k＝4时，各星座图的重排规则为：以第1个星座图为标准星座图，第2个星座图交换有效位i₄和有效位i₁，交换有效位i₃和有效位i₂，除最高有效位i₄外的编码数据比特的逻辑值分布量取反；第3个星座图交换有效位i₄和有效位i₁，交换有效位i₃和有效位i₂，且各有效位的编码数据比特的逻辑值分布量与第1个星座图一致；第4个星座图除最高有效位i₄之外，其他有效位的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，有效位的位置保持和第1个星座图一致。

上述是对星座图的I路进行重排，对星座图Q路的重排也是如此。

步骤b)中，编码的数据比特的逻辑值分布量通过速率匹配模块实现速率匹配及星座图重排，并发送至QAM调制器调制；步骤c)中，编码的数据比特的逻辑值分布量通过速率逆匹配模块实现速率逆匹配及解星座图重排，并发送至QAM软解调器解调。

PIR作为Turbo译码器的先验信息进行置信传播译码，译码后再进行判决数据是否正确。

将QAM调制器调制后的信号通过加性白高斯信道传输至QAM软解调器。

与现有技术相比，本发明由于经过4种星座图重排技术，使得数据比特可靠性趋于平均，因此输入译码器的比特对数似然比，即LLR值更趋近于均匀分布，译码性能将随之提高。

附图说明

图1为标准的符合格雷映射关系的256-QAM星座图；

图2为四个进行比特可靠性平均的标准星座图；

图3本发明通信系统的框图；

图4是采用本发明的方法和现有技术的方法在AWGN信道下PIR的吞吐量比较图；

图5是采用本发明的方法和现有技术的方法在AWGN信道下的平均传输次数比较图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的详细说明。

本发明提出的星座图映射规则HARQ策略是较好的权衡，使M-QAM在较平均情况下，也只需4种映射关系就可使全部发送的各个位的经组合的平均位可靠性接近相似。

一种混合自动请求重发的方法，该方法中定义出4种星座图，其包括以下步骤：

a)定义第1个星座图为标准星座图，第2，3，4个星座图基于第1个星座图进行有效位的重排；

b)发送端将由信源产生的二进制随机比特流经过PN发生器加扰，及Turbo编码器编码的数据的比特逻辑值分布量映射到标准符合格雷映射关系的M-QAM星座图的第1个星座图，然后调制发送出去；

c)接收端经过b)的逆过程，对数据进行解调后传至Turbo译码器进行译码并进行判决，当数据正确时，Turbo译码器发送ACK回发送端，将数据进行解扰，传送至信宿；当数据错误时，则Turbo译码器第一次将NACK传回发送端，并将数据映射到第2个星座图进行调制发送，再经过a)的逆过程，如此类推，当第二次、第三次将NACK传回发送端时，将数据映射到第3、4个星座图进行调制发送，当第四次将NACK传回发送端，将数据再次映射到第1个星座图进行调制发送，如此完成一个循环。

本实施例中，系统模型是基于Turbo码和256-QAM的HARQ系统，采用PIR作为HARQ的实现策略，如图1所示.在发送端，由信源产生的二进制随机比特流先经过PN发生器加扰，然后经过Turbo编码器进行编码，然后将已编码码字送入发送缓冲器进行保存.发送缓冲和接收缓冲模块用于数据重传以及PIR.速率匹配(包括星座图重排)模块用于实现速率匹配和星座图重排策略等，之后将256-QAM调制后的信号通过加性白高斯(AWGN)信道.在接收端，软解调器产生每个接收比特的对数似然比，这些值经过速率逆匹配(包括解星座图重排)以及PIR作为Turbo译码器的先验信息进行置信传播译码.译码后再进行判决，若数据正确，则发送ACK代表接收确认，否则发送NACK表明需要重传该分组.这里假设反馈信道无差错传输，发送和接收缓冲区不受限制，最后解扰，到信宿。

所述星座图中，定义i_k为每一星座图的有效位，其中K＝1，2，3，…(log₂ ^M)/2，各星座的重排规则为：

1)定义第1个星座图为标准星座图；

2)基于标准星座图，当k为大于2的偶数时，交换i₁和

i₂和

…；当k为大于2的奇数时，交换i₁和

i₂和

…，剩下的中间一位不变，且除的最高有效位之外，其他有效位的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，得到第2个星座图；

3)基于标准星座图，当k为大于2的偶数时，交换i₁和i₂和

…；当k为大于2的奇数时，交换i₁和

i₂和…，剩下的中间一位不变，且有效位的各编码数据比特的逻辑值分布量均与标准星座图一致，得到第3个星座图；

4)基于标准星座图，除最高有效位之外的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，得到第4个星座图。

上述实施例是对星座图的I路进行重排，对星座图Q路的重排也是如此。

基于256-QAM的4种星座图映射重排规则中其重排规则为：如图1所示，以第一个星座图为标准星座图，如图2(b)所示，第二个星座图交换有效位i₄和有效位i₁，交换有效位i₃和有效位i₂，除最高有效位i₄外的编码数据比特的逻辑值分布量取反；如图2(c)所示，第三个星座图交换有效位i₄和有效位i₁，交换有效位i₃和有效位i₂，且各有效位的编码数据比特的逻辑值分布量与第一个星座图一致；如图2(d)所示，第四个星座图除最高有效位i₄之外，其他有效位的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，有效位的位置保持和第一个星座图一致。

上述实施例是对星座图的I路进行重排，对星座图Q路的重排也是如此。

对图4的说明是根据图3Turbo-HARQ(256QAM)系统框图搭建HSDPA仿真系统来仿真，部分参数为K_info(number of information bits per frame)为9328；P(number of physical channels per codeword)为4；N_IR(thevirtual IR buffer size)为9600；仿真范围为9dB-21dB。仿真中采用的吞吐量定义为

吞吐量＝(成功接收前正确译码的所有比特数/所有发送的总比特数)*权值

其中传输次数在1次的吞吐量乘以权值1；2次的吞吐量乘以权值0.9；3次的吞吐量乘以权值0.7；4次的吞吐量乘以权值0.6，这样得到的吞吐量是有效吞吐量，把传输次数考虑进去，所以其吞吐量最大(理想值)也就是1。

对图5说明的是在成功前的平均传输次数是所有每帧传输次数的平均值。

只对可靠性差异最大的比特进行调整，提出对256-QAM的4种映射规则(根据图2)的星座图重排方案。为简单起见，我们只画了I路的映射情况。映射图2(a)与图1所示映射关系是一致的，在首次传输中使用。在随后的各次重传中(AWGN信道)依次使用图2中的星座图(b)-(d)，经过4次传输，合并后的LLR结果如表2所示，表2还给出了不采用星座图重排后LLR结果作为对比。

表2

Kx₀ ²用∧表示，x₀用a表示AWGN信道下四次传输后是否采用星座图重排策略的合并LLR值

根据图4和图5可知，由于经过星座图重排，比特可靠性趋于平均，因此输入译码器的LLR值更趋近于均匀分布，译码性能将随之提高。图4中在9dB-17dB之间经过4星座重排后可以明显提高吞吐量(其中没有经过星座重排的在9dB-11dB吞吐量为0，很难传输成功)，在13dB之前最大增益可达2.1dB，在13dB之后也优于没有经过星座重排，不过在高Es/No时性能逐渐趋近。图5也说明在17dB前，经过本技术的4种星座图映射规则重排可明显减少平均传输次数，可有效减少传输次数1-2次，应用意义较大。

Claims (6)

1、一种混合自动请求重发的方法，其特征在于该方法中定义出4种星座图，其包括以下步骤：

a)定义第1个星座图为标准星座图，第2，3，4个星座图基于第1个星座图进行有效位的重排；

b)发送端将由信源产生的二进制随机比特流经过PN发生器加扰，及Turbo编码器编码的数据的比特逻辑值分布量映射到标准符合格雷映射关系的M-QAM星座图的第1个星座图，然后调制发送出去；

c)接收端经过b)的逆过程，对数据进行解调后传至Turbo译码器进行译码并进行判决，当数据正确时，Turbo译码器发送ACK回发送端，并将数据进行解扰，传送至信宿；当数据错误时，则Turbo译码器第一次将NACK传回发送端，并将数据映射到第2个星座图进行调制发送，再经过a)的逆过程，如此类推，当第二次、第三次将NACK传回发送端时，数据映射到第3、4个星座图进行调制发送，当第四次将NACK传回发送端，数据再次映射到第1个星座图进行调制发送，如此完成一个循环。

2、如权利要求1所述的混合自动请求重发的方法，其特征在于：所述星座图中，定义i_k为每一星座图的有效位，其中 $K=\mathrm{1,2,3},\·\·\·\left({\log }_2^M\right)/2,$ 各星座的重排规则为：

1)定义第1个星座图为标准星座图；

2)基于标准星座图，当k为大于2的偶数时，交换i₁和

i₂和当k为大于2的奇数时，交换i₁和

i₂和

剩下的中间一位不变，且除

的最高有效位之外，其他有效位的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，得到第2个星座图；

3)基于标准星座图，当k为大于2的偶数时，交换i₁和

i₂和

当k为大于2的奇数时，交换i₁和i₂和

剩下的中间一位不变，且有效位的各编码数据比特的逻辑值分布量均与标准星座图一致，得到第3个星座图；

4)基于标准星座图，除最高有效位

之外的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，得到第4个星座图。

3、如权利要求2所述的混合自动请求重发的方法，其特征在于：当M＝256，k＝4时，各星座图的重排规则为：以第1个星座图为标准星座图，第2个星座图交换有效位i₁和有效位i₄，交换有效位i₃和有效位i₂，除最高有效位i₄外的编码数据比特的逻辑值分布量取反；第3个星座图交换有效位i₄和有效位i₁，交换有效位i₃和有效位i₂，且各有效位的编码数据比特的逻辑值分布量与第1个星座图一致；第4个星座图除最高有效位i₄之外，其他有效位的编码数据比特的逻辑值分布量均取反，有效位的位置保持和第1个星座图一致。

4、如权利要求1所述的混合自动请求重发的方法，其特征在于：步骤b)中，编码的数据比特的逻辑值分布量通过速率匹配模块实现速率匹配及星座图重排，并发送至QAM调制器调制；步骤c)中，编码的数据比特的逻辑值分布量通过速率逆匹配模块实现速率逆匹配及解星座图重排，并发送至QAM软解调器解调。

5、如权利要求4所述的混合自动请求重发的方法，其特征在于：PIR作为Turbo译码器的先验信息进行置信传播译码，译码后再进行判决数据是否正确。

6、如权利要求5所述的混合自动请求重发的方法，其特征在于：将QAM调制器调制后的信号通过加性白高斯信道传输至QAM软解调器。

Images