CN101291106A - 调整占空比的取样方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种调整占空比的取样方法，用以取样由于一第一开关的切换所形成的一第一待测信号，包括根据一第一响应延迟时间、一切换周期、一脉宽占空比与预设的一取样时间点，产生一N值，N为大于1的自然数，使在接续的N个切换周期中取样一次，并制定N个脉冲所对应的N个占空比，N个占空比的平均值等于脉宽占空比，设定具有最大占空比所对应的一最宽脉冲为一取样脉冲，第一待测信号中将有一取样待测脉冲，以第一响应延迟时间的间隔对应于取样脉冲，且在取样脉冲的期间内，选择重设取样时间点，使取样时间点，落在取样待测脉冲的期间内。本发明可避免取样错误，进而防止电流畸变的产生，并维持电路的原有功能。

Description

调整占空比的取样方法

技术领域

本发明是关于一种调整占空比的取样方法，特别是关于在小占空比状态下的一种调整占空比的取样方法。

背景技术

取样电流的方法有许多种，例如，利用霍尔(Hall)元件、在线路中串联取样电阻、利用晶体管开关的体电阻以及利用电流互感器(Current Transformer)等取样方法。而这些方法各有其优点和缺点。

采用霍尔元件来取样电流，可以精确地测量电流，但由于价格昂贵且所占的体积较大，因此，在要求低成本与高功率密度的现代工程应用中，其使用率越来越低。

使用电阻来取样电流的方法非常简单，其所占体积也很小，但是在大电流的场合下，电阻本身会产生较大的损耗，从而造成整个电路效率的下降。

利用晶体管开关的体电阻来取样电流，不仅能降低损耗，还能减小体积，但是由于受到晶体管开关的体电阻的温度特性影响，所取样得的数据变化非常大。

相对而言，利用电流互感器来取样电流，具有低成本与低损耗的优点，因此，在现代工程应用中被大量使用。通常，使用者会将电流互感器串联在各个晶体管开关的支路中，以得到这些支路的电流，便于进行各种电流控制。而在电流平均值控制的方法下，也会将各个支路的电流进行叠加，以得到主支路电流的平均值。在这种方法下，电流互感器的数量会增加，从而影响到整个线路的体积。

举例而言，图1为包含电流取样的现有的第一功率因数校正电路示意图。在图1中，包括由一第一电感L1、一第一开关S1与一第一二极管D1所连接成的电路；其中，第一电感L1所流过的电流为一第二电流i_L1；第一开关S1为一功率晶体管，例如一金属氧化物半导体(MOS)场效晶体管，其所流过的电流为一第一电流i_S1；第一二极管D1所流过的电流为一第三电流i_D1；若欲利用电流平均值控制的方法，将第一电流i_S1与第三电流i_D1叠加，以得到第二电流i_L1的平均值，就必须使用两个电流互感器，才能满足要求。而对于多路并联的功率因数校正电路(PFC)来说，所需的电流互感器的数量就更多了。

在数字控制的方法下，就能较佳地解决以上的问题。以图1为例，当功率因数校正电路81工作在电感电流连续模式下，第二电流i_L1的电流平均值等于第一电流i_S1的电流脉冲期间中点电流值或第三电流i_D1的电流脉冲期间中点电流值。因此，只要能通过取样，获得第一电流i_S1的电流脉冲期间中点电流值或第三电流i_D1的电流脉冲期间中点电流值，就可获得第二电流i_L1的平均值。相关内容描述于下列两篇参考文献：“A Sampling Algorithm for DigitallyControlled Boost PFC Converters”，David M.Van de Sype，Koen De Gusseme，etc.PESC2002与“Sampling algorithm for small input current distortion in digitallycontrolled boost PFC converters”，David M.Van de Sype，Koen De Gusseme，etc，EPE2003。而在数字控制的方法下，取样第一电流i_S1的电流脉冲期间中点电流值，很容易加以实现。

接着，说明在图1中第一开关S 1所在支路取样第一电流i_S1的电流脉冲期间中点电流值的情形。与取样第一电流i_S1有关的装置包括一数字信号处理器21、一驱动器22、第一开关S1与一第一电流互感器CT1。其中，数字信号处理器21根据功率因数校正电路81的一输入电压V_in与一输出电压V_o关系，运算得到一脉宽占空比D，第一开关S1的导通期间比率将遵循脉宽占空比D。数字信号处理器21根据脉宽占空比D与该功率因数校正电路81的切换周期T_s，产生一工作脉冲信号V_p，n。

驱动器22电连接于数字信号处理器21，接收工作脉冲信号V_p，n，据以产生一驱动脉冲信号V_g1；第一开关S1电连接于驱动器22，接收驱动脉冲信号V_g1，驱动脉冲信号V_g1中包含用以导通第一开关S1的多个驱动脉冲，在每个驱动脉冲的期间，由于第一开关S1的导通，在第一电流i_S1中将出现电流脉冲；第一电流互感器CT1串联于第一开关S1所在的支路中，并受到数字信号处理器21的控制，使第一电流互感器CT1在第一电流i_S1的电流脉冲期间中点时刻，取样电流脉冲的脉冲期间中点电流值。

请参阅图2，其为现有的没有响应延迟状态下电流取样的信号示意图。图2中的信号来自图1的电路81，包括驱动脉冲信号V_g1、第一电流i_S1与第二电流i_L1。如图2所示，假设工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1、第一电流i_S1与第二电流i_L1在响应的时间上没有延迟，亦即工作脉冲信号V_p，n与驱动脉冲信号V_g1之间没有相位差。工作脉冲信号V_p，n由一串脉冲组成，数字信号处理器21在每一脉冲的期间中点时刻，通过第一电流互感器CT1与模拟/数字转换器(未显示于图中)，所取样得的第一电流i_S1的电流脉冲期间中点电流值将精确地反映第二电流i_L1的平均值。

但事实上，工作脉冲信号V_p，n与驱动脉冲信号V_g1之间存在一第二响应延迟时间T_r2，且驱动脉冲信号V_g1与第一电流i_S1之间也存在一第三响应延迟时间T_r3。请参阅图3，其为现有的具有响应延迟状态下电流取样的信号示意图。图3中的信号来自图1的电路81，包括工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1与第一电流i_S1。如图3所示，工作脉冲信号V_p，n中脉冲的上升缘与驱动脉冲信号V_g1中驱动脉冲的上升缘之间具有第二响应延迟时间T_r2；而驱动脉冲信号V_g1中驱动脉冲的上升缘与第一电流中电流脉冲的上升缘之间具有第三响应延迟时间T_r3，且工作脉冲信号中的脉冲上升缘与第一电流i_S1中电流脉冲的上升缘之间具有一第一响应延迟时间T_r1，第一响应延迟时间T_r1为第二响应延迟时间T_r2与第三响应延迟时间T_r3之和，为了方便说明，将第三响应延迟时间T_r3假设为零。

通常，数字信号处理器21将所控制的取样时间点设定在图3中所示的t1点，也就是工作脉冲信号V_p，n中脉冲的脉宽中点时刻，因为有第一响应延迟时间T_r1的存在，数字信号处理器21所取样得的第一电流i_S1值与第二电流i_L1的平均值之间会有一些偏差。一般而言，第二电流i_L1平均值的变化比较缓慢，因此，这种由于响应延迟所造成的取样偏差，对经由取样以求取第二电流i_L1平均值的方法影响不大。

但是，根据图1所示升压型(Boost)功率因数校正电路所具有的脉宽占空比D公式D＝1-V_in/V_o，其中，V_in为输入电压，V_o为输出电压；随着输入电压V_in的升高，脉宽占空比D将变小，亦即工作脉冲信号V_p，n的脉冲宽度将变小；当脉宽占空比D小到一定程度时，在工作脉冲信号V_p，n的脉冲期间中点时刻，可能会出现第一开关S1尚未导通的现象。请参阅图4，其为现有技术中因输入电压较高与响应延迟所形成的取样错误示意图。图4中的信号来自图1的电路81，包括工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1、第一电流i_S1与第二电流i_L1。如图4所示，工作脉冲信号V_p，n中脉冲的脉宽变得较窄，如此，对于相同的第一响应延迟时间T_r1来说，第一开关S1的导通时刻t2位于第一电流互感器CT1与模拟/数字转换器(未显示于图中)实施电流取样的时刻t1之后，于是形成取样错误。其中，所取样到的电流值为0，而实际上，在所要取样的电流脉冲期间，仍有电流流过第一开关S1。

这种取样错误导致数字补偿器(未显示于图中)所得到的误差量增大，连带使数字信号处理器21算出的脉宽占空比D变大，于是产生失败的控制结果。这种现象在输入电压V_in较高时，尤其严重。请参阅图5，其为现有技术中因输入电压较高与取样错误所形成的信号波形图。图5中的信号来自图1的电路81，包括输入电压V_in与输入电流I_in(未显示于图1中)，其中输入电流I_in为第二电流i_L1经过滤波以后的电流。图5中的输入电压V_in为265Vac，输出电压V_o为380V，输出功率为650W。如图5所示，输入电流I_in波形具有很严重的畸变，其在输入电压V_in的峰值附近产生了一个很大的电流尖峰。这正是由于在输入电压V_in的峰值附近，工作脉冲信号V_p，n与第一电流i_S1所具有的脉宽占空比D较小，而由于第一响应延迟时间T_r1的存在，使取样得到的电流信息不正确，于是导致输入电流I_in具有很大的电流尖峰。

请参阅图6，其为包含电流取样的现有的第二功率因数校正电路示意图。图6的电路82为图1电路81的变形，两图中的相同符号具有相同的名称与功能。在图1中，第一电流互感器CT1串联于第一开关S1所在的支路，用以取样第一电流i_S1；而在图7中，第一电流互感器CT1串联于第一二极管D1所在的支路，用以取样第三电流i_D1。

接着，说明在图6中取样第三电流i_D1中的电流脉冲期间中点电流值的情形。与取样电流脉冲期间中点电流值有关的装置包括一数字信号处理器21、一驱动器22、第一开关S1、第一二极管D1与第一电流互感器CT1。其中，数字信号处理器21根据功率因数校正电路82的一输入电压V_in与一输出电压V_o关系，运算得到一脉宽占空比D，脉宽占空比D的计算式为D＝1-V_in/V_o；由于在一个切换周期T_s中，第一电流i_S1的电流脉冲期间与第三电流i_D1的电流脉冲期间具有互补的关系，于是将脉宽占空比D换算为一脉间空隙比D_nu，脉间空隙比D_nu的计算式为D_nu＝V_in/V_o。第一开关S1的导通期间比率将遵循脉宽占空比D，而第三电流i_D1的电流脉冲期间比率将遵循脉间空隙比D_nu。数字信号处理器82根据脉宽占空比D与该功率因数校正电路82切换周期T_s，产生一工作脉冲信号V_p，n而工作脉冲信号V_p，n中相邻的两脉冲之间具有一脉冲空隙。

驱动器22电连接于数字信号处理器21，接收工作脉冲信号V_p，n，据以产生一驱动脉冲信号V_g1；第一开关S1电连接于驱动器22，接收驱动脉冲信号V_g1，驱动脉冲信号V_g1中包含用以导通第一开关S1的多个驱动脉冲，在每个驱动脉冲的期间，由于第一开关S1的导通，第一电流i_S1中将出现电流脉冲；第一二极管D1电连接于第一开关S1，由于第一开关S1的导通与关断，第一电流i_S1的电流脉冲期间与第三电流i_D1的电流脉冲期间的总和等于或极接近切换周期T_s，在此假设等于切换周期T_s；第一电流互感器CT1串联于第一二极管D1所在的支路中，并受到数字信号处理器21的控制，使第一电流互感器CT1在第三电流i_D1的电流脉冲期间中点，取样电流脉冲的脉冲中点电流值。在电感电流连续工作模式下，第一电感L1所流过第二电流i_L1的平均值与第三电流i_D1的电流脉冲中点电流值相等。

请参阅图7，其为现有技术中因输入电压较低与响应延迟所形成的取样错误示意图。图7中的信号来自图6的电路82，包括工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1、第三电流i_D1与第二电流i_L1。如图7所示，工作脉冲信号V_p，n中的脉冲空隙期间会对应于第三电流i_D1中的电流脉冲期间，工作脉冲信号V_p，n中的脉冲空隙与第三电流i_D1中的电流脉冲之间具有一第一响应延迟时间T_w1，工作脉冲信号V_p，n与驱动脉冲信号V_g1之间具有一第二响应延迟时间T_w2，驱动脉冲信号V_g1中的驱动脉冲空隙与第三电流i_D1中的电流脉冲之间具有一第三响应延迟时间T_w3，第一响应延迟时间T_w1为第二响应延迟时间T_w2与第三响应延迟时间T_w3之和，为了方便说明，将第三响应延迟时间T_w3假设为零。

在图7中，当输入电压V_in较低时，工作脉冲信号V_p，n所具有的脉宽占空比D较大，亦即工作脉冲信号V_p，n所具有的脉间空隙比D_nu较小，因此第三电流i_D1中电流脉冲的脉宽较小，于是出现取样错误的问题，

综上所论，可知：在具有开关的电路中，当驱动开关的驱动脉冲信号具有较小的占空比或较大的占空比时，如何避免取样错误，进而防止电流畸变的产生，并维持电路的原有功能，为本发明的主要动机。

发明内容

本发明为克服现有技术中存在的问题而提出调整占空比的取样方法，以避免取样错误，进而防止电流畸变的产生，并维持电路的原有功能。

本发明提出一种调整占空比的取样方法，在一电路中用以取样由于一第一开关的切换所形成的一第一待测信号，根据一取样脉冲对应一待测脉冲所形成的一第一响应延迟时间、一切换周期、一脉宽占空比与预设的一取样时间点，产生一N值，N为大于1的自然数，在接续的N个切换周期中取样一次，并重新分配N个脉冲所具有占空比的大小，且N个占空比平均值等于脉宽占空比，使具有最大占空比所对应取样脉冲中的取样时间点，落在第一待测信号中取样待测脉冲的期间内。如此，驱动第一开关的信号在具有较小的脉宽占空比时，可避免取样错误的发生。

本发明另提出一种调整占空比的取样方法，在一电路中用以取样由于一第一开关的切换所形成的一第一待测信号，根据一取样脉冲空隙对应一待测脉冲所形成的一第一响应延迟时间、一切换周期、一脉宽占空比所换算得的脉间空隙比与预设的一取样时间点，产生一N值，N为大于1的自然数，在接续的N个切换周期中取样一次，并重新分配N个脉冲空隙所具有空隙比的大小，且N个空隙比平均值等于脉间空隙比，使具有最大空隙比所对应取样脉冲空隙中的取样时间点，落在第一待测信号中取样待测脉冲的期间内。如此，驱动第一开关的信号在具有较大的脉宽占空比时，可避免取样错误的发生。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1为包含电流取样的现有的第一功率因数校正电路示意图；

图2为现有的没有响应延迟状态下电流取样的信号示意图；

图3为现有的具有响应延迟状态下电流取样的信号示意图；

图4为现有技术中因输入电压较高与响应延迟所形成的取样错误示意图；

图5为现有技术中因输入电压较高与取样错误所形成的信号波形图；

图6为包含电流取样的现有的第二功率因数校正电路示意图；

图7为现有技术中因输入电压较低与响应延迟所形成的取样错误示意图；

图8为本发明所提出的取样方法的第一实施例示意图；

图9为本发明所提出的取样方法的第二实施例示意图；

图10为采用图9的取样方法所形成的信号波形图；

图11为本发明所提出的取样方法的第三实施例示意图；

图12为本发明方法所应用的两路并联交叉的第三功率因数校正电路示意图；

图13为本发明方法所应用的H型的第四功率因数校正电路示意图；

图14为本发明方法所应用的直流直流转换电路示意图；及

图15为本发明方法所应用的两路并联交叉的第五功率因数校正电路示意图。

具体实施方式

为了叙述清楚本发明所提出的调整占空比的取样方法，下面列举多个较佳实施例加以说明：

首先，说明第一种调整占空比的取样方法，其应用于一电路中，当驱动用的工作脉冲信号V_p，n具有较小脉宽占空比D的时候。请重新参阅图1，其亦为说明第一种调整占空比取样方法的第一功率因数校正电路示意图。在图1中，使用者欲取样由于第一开关S1的切换所形成的至少一待测信号，在本电路中为了方便说明，只取样一第一待测信号，第一待测信号为第一开关S1所流过的第一电流i_S1。如图1所示，第一电流i_S1是通过第一电流互感器CT1的取样而得到，而实际上取样的方法有很多种方法，例如在第一开关S1所在的支路串联电阻来采样等都可以。由于图1电路81中包含做为切换开关使用的第一开关S1，因此，图1中的工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1、第一待测信号与第一电流i_S1皆以脉冲的形式出现。

通常，由于功率因数校正电路81的切换频率远高于输入电压V_in的频率，其中的切换频率为第一开关S1的切换频率，且为切换周期T_s的导数；因此，在多个开关周期T_s内，输入电压V_in近似不变，以驱动第一开关S1的驱动脉冲信号V_g1与工作脉冲信号V_p，n来说，所运算出的脉宽占空比D基本不变，所以，采用多个切换周期T_s为一个调整周期来调整一次占空比，仍旧能够得到较好的控制效果。上述脉宽占空比D的计算公式为D＝1-V_in/V_o，其中，V_in为输入电压，V_o为输出电压，而脉宽占空比D的计算公式也可以其它的电气量，例如，输入电流、输出电流、输入电功率或输出电功率表示。

请参阅图8，其为本发明所提出的取样方法的第一实施例示意图。图8中的信号来自图1的电路81，包括工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1与第一电流i_S1；工作脉冲信号V_p，n中脉冲的上升缘与驱动脉冲信号V_g1中驱动脉冲的上升缘之间具有一第二响应延迟时间T_r2；而驱动脉冲信号V_g1中驱动脉冲的上升缘与第一电流i_S1中电流脉冲的上升缘之间具有一第三响应延迟时间T_r3，且工作脉冲信号V_p，n中脉冲的上升缘与第一电流i_S1中电流脉冲的上升缘之间具有一第一响应延迟时间T_r1，第一响应延迟时间T_r1为第二响应延迟时间T_r2与第三响应延迟时间T_r3之和，为了方便说明，后续实施例中将第三响应延迟时间T_r3假设为零。

如图8所示，工作脉冲信号V_p，n中以两个切换周期T_s为一个调整周期，每个切换周期T_s内具有一脉冲，取样时间点位于该两个脉冲中的第二脉冲的期间中点时刻，以作为取样第一电流i_S1的时间。同理，第一电流i_S1的取样也可以为N个切换周期T_s取样一次，N为大于1的自然数，亦即，只在一个调整周期中的第n个(n大于1且小于(N+1))脉冲的期间中点时刻取样第一电流i_S1，作为第一电感L1所流过电流的估计值。而在不同的调整周期，其所具有的切换周期T_s数目的N值为可变。

根据第一响应延迟时间T_r1、切换周期T_s与预设的取样时间点，可以产生一临界占空比D_cr，当假设取样时间点位于取样脉冲的期间中点时刻，则临界占空比D_cr的公式为D_cr＝2T_r1/T_s。而当脉宽占空比D大于临界占空比D_cr时，选择N值，N为大于1的自然数，且接续的N个切换周期T_s为取样一次的调整周期，设定调整周期中第一脉冲至第N脉冲所对应的第一占空比D₁至第N占空比D_n皆等于脉宽占空比D，且设定第一脉冲至第N脉冲的其一为取样脉冲，如此，取样时间点会落在第一电流i_S1中的取样待测脉冲的期间内。

接着，说明脉宽占空比D变小时的取样方法，以避免现有技术的取样错误。请参阅图9，其为本发明所提出的取样方法的第二实施例示意图。图9中的信号来自图1的电路81，包括脉宽占空比D所对应的信号V_q、工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1、第一电流i_S1与第二电流i_L1。在图9中，在两个切换周期T_s中取样一次，以形成一个调整周期，且取样时间点位于工作脉冲信号V_p，n脉冲的期间中点时刻；当数字信号处理器21计算出工作脉冲信号V_p，n中的脉冲所要满足的脉宽占空比D，为小于临界占空比D_cr时，接续的两个切换周期T_s为一个调整周期，设定调整周期中第一脉冲所具有的第一占空比D₁为零，亦即不产生第一脉冲；且设定调整周期中第二脉冲所具有的第二占空比D₂为脉宽占空比D的两倍。其中，临界占空比D_cr与第一响应延迟时间T_r1、切换周期T_s和预设的取样时间点有关；在本实施例中，最小占空比D_min的计算式为D_min＝T_r1/T_s。

这样，可以保证供取样用的第二脉冲具有足够的脉宽，使得取样时间点t2在驱动脉冲信号V_g1中驱动脉冲上升缘时刻t1之后，以避免第一响应延迟时间T_r1的存在所造成的取样错误，同时又能保证在一个调整周期(两个切换周期)内所具有的平均占空比为不变，仍然为(0+2D)/2＝D，从而达到较好的功率因数校正的控制效果。

请参阅图10，其为采用图9的取样方法所形成的信号波形图。图10中的信号来自图1的电路81，包括输入电压V_in、输入电流I_in(未显示于图1中)与第二电流i_L1，输入电流I_in为第二电流i_L1经过滤波后得到的电流波形。其中，输入电压V_in为265Vac，输出电压V_o为380V，输出功率为650W。

当数字信号处理器21所计算出的脉宽占空比D小于临界占空比D_cr时，也可以采用不同的取样方法。请参阅图11，其为本发明所提出的取样方法的第三实施例示意图。图11中的信号来自图1的电路，包括脉宽占空比D对应的信号V_q、工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1、第一电流i_S1与第二电流i_L1。如图11所示，在两个切换周期T_s中取样一次，以形成一个调整周期，且取样时间点位于工作脉冲信号V_p，n中某一脉冲的期间中点时刻；第一切换周期中的第一脉冲所具有的第一占空比D₁为0.5D，第二切换周期中的第二脉冲所具有的第二占空比D₂为1.5D。

接着，说明对第一切换周期中的第一脉冲与第二切换周期中的第二脉冲，设定其第一占空比D₁与第二占空比D₂的方法。假设取样时间点位于取样脉冲的期间中点时刻，第一占空比D₁与第二占空比D₂只要满足以下几个条件，就能得到较好的控制效果。

D₁+D₂＝2D

D_iT_s/2≥T_r1

其中，D为脉宽占空比，D₁，D₂为有理数，i为自然数且i≤2，D_i为D₁，D₂中较大的那个数。

当输入电压V_in更高时，所需要的工作脉冲信号V_p，n的脉宽占空比D将更小，当采用上述的取样方法时，第二脉冲所具有的第二占空比D₂仍然不够大，以致于取样时间点无法落于第一电流i_S1中取样待测脉冲的期间之内。此时可以采用接续的N个切换周期T_s取样电流1次的方法，其中N大于等于3。在这种取样方法下，假设第一切换周期中的第一脉冲所具有的第一占空比为D₁，第二切换周期中的第二脉冲所具有的第二占空比为D₂，...，第N切换周期中的第N脉冲所具有的第N占空比为D_N。假设取样时间点位于取样脉冲的期间中点时刻，D₁、D₂、...、D_N只要能满足以下几个条件，就能得到较好的控制效果。

D₁+D₂+...+D_N＝ND

D_iT_s/2≥T_r1

其中，D为脉宽占空比，D₁，D₂，...，D_N为有理数，i为自然数且i≤N，D_i为D₁，D₂，...，D_N中最大的那个数。

此时，由下式确定最小占空比D_min：

ND_minT_s/2≥T _r1

显然，满足上式的最小占空比D_min将更小，故可满足高输入电压V_in时的需要。而在不同的调整周期，其所具有的切换周期T_s数目的N值为可变。

接着，说明决定N值的方法，使在接续的N个切换周期T_s取样一次。当脉宽占空比D小于临界占空比D_cr时，根据最小占空比D_min的计算式ND_minT_s/2≥T_r1，可产生最小的N值N_min，最小的N值N_min满足N_min＝Ceil(2T_r1/(DT_s))，其中，Ceil(x)为不小于x的最小整数，N、N_min为大于1的自然数。然后，根据设计需求，从有效的N值中选择所要的N值，并设定具有最大占空比D_i所对应的最宽脉冲为取样脉冲，其中，最大占空比D_i满足D_iT_s/2≥T_r1。

以上所述皆是在工作脉冲信号V_p，n中取样脉冲的期间中点时刻，取样第一电流i_S1的电流脉冲；如果取样的时刻不是在取样脉冲的期间中点，而是在任意其他的时刻，则只要保证取样的时刻是在第一电流i_S1的电流脉冲的脉宽之内即可。如果因为取样脉冲的脉宽过窄而导致取样偏离的问题发生时，也可以使用上面所述的解决方案；亦即，经数字信号处理器21运算后，在一个调整周期中的N个切换周期T_s内，由数字信号处理器21发出可为零脉宽的N个脉冲，而其中一个取样脉冲具有足够的脉宽，使得取样时间点落在第一电流i_S1的电流脉冲的脉宽之内，同时确保N个脉冲的平均占空比与原始的脉宽占空比D相等。

当电路中具有一个以上的开关，且欲取样由于该些开关的切换所形成的至少一待测信号时，可以采用本发明的方法来取样。请参阅图12，其为本发明方法所应用的两路并联交叉的第三功率因数校正电路示意图。图12的电路83为图1电路81的扩充，两图中的相同符号具有相同的名称与功能。图12中包括第一开关S1、第二开关S2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电感L1与第二电感L2，第一电流互感器CT1串联于第一开关S1所在的支路，第二电流互感器CT2串联于第二开关S2所在的支路。当第一开关S1所流过的第一电流i_S1与第二开关S2所流过的第四电流i_S2发生了上述因为占空比太小，而造成的取样错误问题时，可以采用第一种调整占空比的取样方法来解决。亦即，对每个所欲取样的待测信号，调整其所对应开关工作脉冲信号的规格，包括N(N＞1)个切换周期中取样一次与占空比的调整，使取样时间点落于所欲取样待测信号的脉冲期间内。

请参阅图13，其为本发明方法所应用的H型的第四功率因数校正电路示意图。图13的电路84包括第三开关S3、第四开关S4与第一电感L1，第三开关S3与第四开关S4形成串联的控制，第一电流互感器CT1串联于第三开关S3与第四开关S4所在的支路。现将第三开关S3与第四开关S4的串联作用等效于一第一开关S1的串联作用，当第三开关S3与第四开关S4所流过的电流发生了上述因为占空比太小，而造成的取样错误问题时，可以采用第一种调整占空比的取样方法来解决。

以上所举的实施例皆为功率因数校正电路，而对于其它类型的电路也同样适用。请参阅图14，其为本发明方法所应用的直流直流转换电路示意图。图14的电路85为脉宽调变(PWM)控制的双开关正激型电路，第一电流互感器CT1串联于第一开关S1所在的支路，用以取样第一开关S1所流过的电流脉冲中点电流值，以反应变压器初级侧线圈L1所流过电流的平均值。当发生了上述因为占空比太小而造成的取样错误问题时，可以采用第一种调整占空比的取样方法来解决。

从上述的说明中可知，第一种调整占空比的取样方法包括下列步骤：根据第一响应延迟时间T_r1、切换周期T_s、脉宽占空比D与预设的一取样时间点，产生一N值，N为大于1的自然数，N值表示在工作脉冲信号V_p，n中接续的N个切换周期T_s中取样一次，并根据第一响应延迟时间T_r1、切换周期T_s、脉宽占空比D、预设的取样时间点与N值，制定工作脉冲信号V_p，n的规格与经运算确定取样时间点。

根据现有技术中有关图6与图7的说明，以下将第一种调整占空比的取样方法应用于脉宽占空比D比较大的情况，形成了第二种调整占空比的取样方法。

接着，说明第二种调整占空比的取样方法，其应用于一电路中，当驱动用的工作脉冲信号V_p，n具有较大脉宽占空比D的时候。请重新参阅图6，其亦为说明第二种调整占空比取样方法的第二功率因数校正电路示意图。在图6中，使用者欲取样由于第一开关S1的切换所形成的至少一待测信号，在本电路中为了方便说明，只取样一第一待测信号，第一待测信号为第一二极管D1所流过的第三电流i_D1。如图6所示，第三电流i_D1是通过第一电流互感器CT1的取样而得到。由于图6电路82中包含做为切换开关使用的第一开关S1，因此，图6中的工作脉冲信号V_p，n、驱动脉冲信号V_g1、第一电流i_S1、第一待测信号与第三电流i_D1皆以脉冲的形式出现。

通常，由于功率因数校正电路82的切换频率远高于输入电压V_in的频率，其中的切换频率为第一开关S1的切换频率，且为切换周期T_s的导数；因此，在多个开关周期T_s内，输入电压V_in近似不变，以驱动第一开关S1的驱动脉冲信号V_g1与工作脉冲信号V_p，n来说，所运算出的脉宽占空比D基本不变，所以，采用多个切换周期T_s为一个调整周期来调整一次占空比，仍旧能够得到较好的控制效果。上述脉宽占空比D的计算公式为D＝1-V_in/V_o，其中，V_in为输入电压，V_o为输出电压；由于在一个切换周期T_s中，第一电流i_S1的电流脉冲期间与第三电流i_D1的电流脉冲期间具有互补的关系，于是将脉宽占空比D换算为一脉间空隙比D_nu，脉间空隙比D_nu的计算式为D_nu＝V_in/V_o，而脉间占空比D_nu的计算公式也可以其它的电气量，例如，输入电流、输出电流、输入电功率或输出电功率表示。第一开关S1的导通期间比率将遵循脉宽占空比D，而第三电流i_D1的电流脉冲期间比率将遵循脉间空隙比D_nu。

第二种调整占空比的取样方法与第一种调整占空比的取样方法之间，具有对应的关系。对应关系为，第二种调整占空比的取样方法中的第三电流i_D1、第一响应延迟时间T_w1、第二响应延迟时间T_w2、第三响应延迟时间T_w3、空隙比、脉间空隙比D_nu、临界空隙比D_cr，nu、M值、脉冲空隙与取样脉冲空隙，对应于第一种调整占空比的取样方法中的第一电流i_S1、第一响应延迟时间T_r1、第二响应延迟时间T_r2、第三响应延迟时间T_r3、占空比、脉宽占空比D、临界占空比D_cr、N值、脉冲与取样脉冲。

接着，以第四实施例(未显示于图中)说明第二种调整占空比的取样方法。第四实施例的工作脉冲信号V_p，n以两个切换周期T_s为一个调整周期，每个切换周期T_s内具有一脉冲空隙，取样时间点位于该两个脉冲空隙中的第二脉冲空隙的期间中点时刻，以作为取样第三电流i_D1的时间。同理，第三电流i_D1的取样也可以为M个切换周期T_s取样一次，M为大于1的自然数，亦即，只在一个调整周期中的第n个(n大于1且小于(M+1))脉冲空隙的期间中点时刻取样第三电流i_D1，作为第一电感L1所流过电流的估计值。而在不同的调整周期，其所具有的切换周期T_s数目的M值为可变。

根据第一响应延迟时间T_w1、切换周期T_s与预设的取样时间点，可以产生一临界空隙比D_cr，nu，当假设取样时间点位于取样脉冲空隙的期间中点时刻，则临界空隙比D_cr，nu的公式为D_cr，nu＝2T_w1/T_s。而当脉间空隙比D_nu大于临界空隙比D_cr，nu时，选择M值，M为大于1的自然数，且接续的M个切换周期T_s为取样一次的调整周期，设定调整周期中第一脉冲空隙至第M脉冲空隙所对应的第一空隙比D_1，nu至第M空隙比D_M，nu皆等于脉间空隙比D_nu，且设定第一脉冲空隙至第M脉冲空隙的其一为取样脉冲空隙，如此，取样时间点会落在第三电流i_D1中的取样待测脉冲的期间内。

接着，以第五实施例(未显示于图中)说明脉间空隙比D_nu变小时的取样方法，以避免现有技术的取样错误。在第五实施例中，在两个切换周期T_s中取样一次，以形成一个调整周期，且取样时间点位于工作脉冲信号V_p，n脉冲空隙的期间中点时刻；当数字信号处理器21计算出工作脉冲信号V_p，n中的脉冲空隙所要满足的脉间空隙比D_nu，为小于临界空隙比D_cr，nu时，接续的两个切换周期T_s为一个调整周期，设定调整周期中第一脉冲空隙所具有的第一空隙比D_1，nu为零，亦即不产生第一脉冲空隙；且设定调整周期中第二脉冲空隙所具有的第二空隙比D_2，nu为脉间空隙比D_nu的两倍。其中，临界空隙比D_cr，nu与第一响应延迟时间T_w1、切换周期T_s和预设的取样时间点有关；在本实施例中，最小空隙比D_min，nu的计算式为D_min，nu＝T_w1/T_s。

这样，可以保证供取样用的第二脉冲空隙具有足够的脉冲空隙宽，使得取样时间点在驱动脉冲信号Vg1中驱动脉冲空隙的下降缘时刻之后，以避免第一响应延迟时间T_w1的存在所造成的取样错误，同时又能保证在一个调整周期(两个切换周期)内所具有的平均空隙比为不变，仍然为(0+2D_nu)/2＝D_nu，从而达到较好的功率因数校正的控制效果。

当数字信号处理器21所计算出的脉间空隙比D_nu小于临界空隙比D_cr，nu时，也可以采用不同的取样方法。就以第六实施例(未显示于图中)为例来说明其中一不同的取样方法，在第六实施例中，在两个切换周期T_s中取样一次，以形成一个调整周期，且取样时间点位于工作脉冲信号V_p，n中某一脉冲空隙的期间中点时刻；第一切换周期中的第一脉冲空隙所具有的第一空隙比D_1，nu为0.5D_nu，第二切换周期中的第二脉冲空隙所具有的第二空隙比D_2，nu为1.5D_nu。

接着，说明对第一切换周期中的第一脉冲空隙与第二切换周期中的第二脉冲空隙，设定其第一空隙比D_1，nu与第二空隙比D_2，nu的方法。假设取样时间点位于取样脉冲空隙的期间中点时刻，第一空隙比D_1，nu与第二空隙比D_2，nu只要满足以下几个条件，就能得到较好的控制效果。

D_1，nu+D_2，nu＝2D_nu

D_i，nuT_s/2≥T_w1

其中，D_nu为脉间空隙比，D_1，nu，D_2，nu为有理数，i为自然数且i≤2，D_i，nu为D_1，nu，D_2，nu中较大的那个数。

当输入电压V_in更低时，所需要的工作脉冲信号V_p，n的脉间空隙比D_nu将更小，当采用上述的取样方法时，第二脉冲空隙所具有的第二空隙比D_2，nu仍然不够大，以致于取样时间点无法落于第三电流i_D1中取样待测脉冲的期间之内。此时可以采用接续的M个切换周期T_s取样电流1次的方法，其中M大于等于3。在这种取样方法下，假设第一切换周期中的第一脉冲空隙所具有的第一空隙比为D_1，nu，第二切换周期中的第二脉冲空隙所具有的第二空隙比为D_2，nu，...，第M切换周期中的第M脉冲空隙所具有的第M空隙比为D_M，nu。假设取样时间点位于取样脉冲空隙的期间中点时刻，D_1，nu、D_2，nu、...、D_M，nu只要能满足以下几个条件，就能得到较好的控制效果。

D_1，nu+D_2，nu+...+D_M，nu＝MD_nu

D_i，nuT_s/2≥T_w1

其中，D_nu为脉间空隙比，D_1，nu，D_2，nu，...，D_M，nu为有理数，i为自然数且i≤M，D_i，nu为D_1，nu，D_2，nu，...，D_M，nu中最大的那个数。

此时，由下式确定最小空隙比D_min，nu：

MD_min，nuT_s/2≥T_w1

显然，满足上式的最小空隙比D_min，nu将更小，故可满足低输入电压V_in时的需要。而在不同的调整周期，其所具有的切换周期T_s数目的M值为可变。

接着，说明决定M值的方法，使在接续的M个切换周期T_s取样一次。当脉间空隙比D_nu小于临界空隙比D_cr，nu时，根据最小空隙比D_min，nu的计算式MD_min，nuT_s/2≥T_w1，可产生最小的M值M_min，nu，最小的M值M_min，nu满足M_min，nu＝Ceil(2T_w1/(D_nuT_s))，其中，Ceil(x)为不小于x的最小整数，M、M_min为大于1的自然数。然后，根据设计需求，从有效的M值中选择所要的M值，并设定具有最大空隙比D_i，nu所对应的最宽脉冲空隙为取样脉冲空隙，其中，最大空隙比D_i，nu满足D_i，nuT_s/2≥T_w1。

以上所述皆是在工作脉冲信号V_p，n中取样脉冲空隙的期间中点时刻，取样第三电流i_D1的电流脉冲；如果取样的时刻不是在取样脉冲空隙的期间中点，而是在任意其他的时刻，则只要保证取样的时刻是在第三电流i_D1的电流脉冲的脉宽之内即可。如果因为取样脉冲空隙的脉冲空隙宽过窄而导致取样偏离的问题发生时，也可以使用上面所述的解决方案；亦即，经数字信号处理器21运算后，在一个调整周期中的M个切换周期T_s内，由数字信号处理器21发出可为零脉冲空隙宽的M个脉冲空隙，而其中一个取样脉冲空隙具有足够的脉冲空隙宽，使得取样时间点落在第三电流i_D1的电流脉冲的脉宽之内，同时确保M个脉冲空隙的平均空隙比与原始的脉间空隙比D_nu相等。

接着，将第二种调整占空比的取样方法应用于具有一个以上开关的电路，且欲取样由于该些开关的切换所形成的至少一待测信号时，可以采用本发明的方法来取样。请参阅图15，其为本发明方法所应用的两路并联交叉的第五功率因数校正电路示意图。图15的电路86为图12电路83的变形，两图中的相同符号具有相同的名称与功能。图15中包括第一开关S1、第二开关S2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电感L1与第二电感L2，第一电流互感器CT1串联于第一二极管D1所在的支路，第二电流互感器CT2串联于第二二极管D2所在的支路。当第一二极管D1所流过的第三电流i_D1与第二二极管D2所流过的第五电流i_D2发生了上述因为占空比太大而造成的取样错误问题时，可以采用第二种调整占空比的取样方法来解决。当然，该方法也可以适用另外的电路结构例如直流直流转换电路。

本发明的特点为：一种调整占空比的取样方法，用以取样由于一第一开关的切换所形成的一第一待测信号，包括根据一第一响应延迟时间、一切换周期、一脉宽占空比与预设的一取样时间点，产生一N值，N为大于1的自然数，使在接续的N个切换周期中取样一次，并制定N个脉冲所对应的N个占空比，N个占空比的平均值等于脉宽占空比，设定具有最大占空比所对应的一最宽脉冲为一取样脉冲，第一待测信号中将有一取样待测脉冲，以第一响应延迟时间的间隔对应于取样脉冲，且在取样脉冲的期间内，选择重设取样时间点，使取样时间点，落在取样待测脉冲的期间内。

综上所述，本发明的调整占空比的取样方法确实能达到发明构想所设定的功效。然而以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡是本发明所属领域的技术人员，在依据本发明精神所作的等效修饰或变化，皆应涵盖于本发明的权利要求书内。

Claims (11)

1.一种调整占空比的取样方法，在一电路中用以取样由于至少一开关的切换所形成的至少一待测信号，对取样由于其中一第一开关的切换所形成的一第一待测信号，包括下列步骤：

(a)借由一工作脉冲信号与该第一开关，形成该第一待测信号，并产生该工作脉冲信号与该第一待测信号之间的一第一响应延迟时间，其中该第一开关以一切换周期工作，该工作脉冲信号具有一脉宽占空比；

(b)根据该第一响应延迟时间、该切换周期、该脉宽占空比与预设的一取样时间点，产生一N值，N为大于1的自然数，该N值表示在该工作脉冲信号中接续的N个切换周期中取样一次，并根据该第一响应延迟时间、该切换周期、该脉宽占空比、预设的该取样时间点与该N值，制定该工作脉冲信号的规格与经运算确定该取样时间点；

(c)根据该工作脉冲信号的规格，产生该工作脉冲信号；及

(d)在该取样时间点，取样该第一待测信号，产生一第一待测信号取样值。

2.如权利要求1所述的调整占空比的取样方法，其特征在于，步骤(a)还包括下列步骤：

(a1)借由该工作脉冲信号，产生用以驱动该第一开关的一驱动脉冲信号，并产生该工作脉冲信号与该驱动脉冲信号之间的一第二响应延迟时间；

(a2)借由该驱动脉冲信号，形成该第一待测信号，并产生该驱动脉冲信号与该第一待测信号之间的一第三响应延迟时间；及

(a3)加总该第二响应延迟时间与该第三响应延迟时间，产生该第一响应延迟时间。

3.如权利要求1所述的调整占空比的取样方法，其特征在于，该脉宽占空比是由一输入电气量与一输出电气量确定。

4.如权利要求1所述的调整占空比的取样方法，其特征在于，在步骤(a)与步骤(b)之间还包括下列步骤：

预设该取样时间点于该脉宽占空比所对应脉宽的期间中点。

5.如权利要求1所述的调整占空比的取样方法，其特征在于，步骤(b)包括下列步骤：

(b1)根据该第一响应延迟时间、该切换周期、该脉宽占空比与预设的该取样时间点，产生该N值，N为大于1的自然数；

(b2)在接续的N个切换周期中取样一次，其中该工作脉冲信号的脉冲周期是该切换周期；

(b3)制定该些N个切换周期中该工作脉冲信号的N个脉冲所对应的N个占空比，该些N个占空比的平均值等于该脉宽占空比，并设定该些N个脉冲中一脉冲为一取样脉冲；

(b4)根据该第一响应延迟时间，得到该第一待测信号中对应于该取样脉冲的一取样待测脉冲；及

(b5)在该取样脉冲的期间内，选择重设该取样时间点，使该取样时间点落在该取样待测脉冲的期间内，取样方法，其中：

该方法还包括下列两步骤组之一，即第一步骤组中，步骤(b1)还包括：

(b11)根据该第一响应延迟时间、该切换周期与预设的该取样时间点，产生一临界占空比；及

(b12)当该脉宽占空比非大于该临界占空比时，根据该第一响应延迟时间、该切换周期、该脉宽占空比与预设的该取样时间点，产生最小的该N值，N为大于1的自然数，从有效的N值中选择该N值；而步骤(b3)还包括下列步骤：(b31)当该脉宽占空比非大于该临界占空比时，设定该些N个占空比的值，其中至多(N-1)个占空比可以为0；及

第二步骤组中，步骤(b1)还包括下列步骤：

(b13)根据该第一响应延迟时间、该切换周期与预设的该取样时间点，产生一临界占空比；及

(b14)当该脉宽占空比大于该临界占空比时，选择该N值，N为大于1的自然数；而步骤(b3)还包括下列步骤：(b32)当该脉宽占空比大于该临界占空比时，设定该些N个占空比皆等于该脉宽占空比，且设定该些N个脉冲的其一为该取样脉冲；或

该取样脉冲是该些N个脉冲中具有最大占空比所对应的脉冲，而该些N个占空比所对应的脉宽中至少一脉宽为大于两倍的该第一响应延迟时间。

6.如权利要求1所述的调整占空比的取样方法，其特征在于，在步骤(a)之前还包括下列步骤：

设定该第一待测信号为该第一开关所流过的一第一电流。

7.如权利要求1所述的调整占空比的取样方法，其特征在于：

该第一开关为一功率晶体管；或

该电路为一功率因数校正电路。

8.一种调整占空比的取样方法，在一电路中用以取样由于至少一开关的切换所形成的至少一待测信号，对取样由于其中一第一开关的切换所形成的一第一待测信号，包括下列步骤：

(a)借由一工作脉冲信号与该第一开关，形成该工作脉冲信号中的脉冲空隙所对应的该第一待测信号中的待测脉冲，并产生该工作脉冲信号中的脉冲空隙与该第一待测信号中的待测脉冲之间的一第一响应延迟时间，其中该第一开关以一切换周期工作，该工作脉冲信号具有一脉宽占空比，且根据该脉宽占空比换算得到一脉间空隙比；

(b)根据该第一响应延迟时间、该切换周期、该脉间空隙比与预设的一取样时间点，产生一M值，M为大于1的自然数，该M值表示在该工作脉冲信号中接续的M个切换周期中取样一次，并根据该第一响应延迟时间、该切换周期、该脉间空隙比、预设的该取样时间点与该M值，制定该工作脉冲信号的规格与经运算确定该取样时间点；

(c)根据该工作脉冲信号的规格，产生该工作脉冲信号；及

(d)在该取样时间点，取样该第一待测信号，产生一第一待测信号取样值。

9.如权利要求8所述的调整占空比的取样方法，其特征在于：

步骤(a)还包括下列步骤：

(a1)借由该工作脉冲信号，产生用以驱动该第一开关的一驱动脉冲信号，并产生该工作脉冲信号与该驱动脉冲信号之间的一第二响应延迟时间；

(a2)借由该驱动脉冲信号，形成该驱动脉冲信号中的驱动脉冲空隙所对应的该第一待测信号中的待测脉冲，并产生该驱动脉冲信号中的驱动脉冲空隙与该第一待测信号中的待测脉冲之间的一第三响应延迟时间；及

(a3)加总该第二响应延迟时间与该第三响应延迟时间，产生该第一响应延迟时间；

脉间空隙比是由一输入电气量与一输出电气量确定；或

在步骤(a)与步骤(b)之间还包括下列步骤：预设该取样时间点于该脉间空隙比所对应脉间的期间中点。

10.如权利要求8所述的调整占空比的取样方法，其特征在于，步骤(b)包括下列步骤：

(b1)根据该第一响应延迟时间、该切换周期、该脉间空隙比与预设的该取样时间点，产生该M值，M为大于1的自然数；

(b2)在接续的M个切换周期中取样一次，其中该工作脉冲信号的脉冲空隙周期为该切换周期；

(b3)制定该些M个切换周期中该工作脉冲信号的M个脉冲空隙所对应的M个空隙比，该些M个空隙比的平均值等于该脉间空隙比，设定该些M个脉冲空隙中一脉冲空隙为一取样脉冲空隙；

(b4)根据该第一响应延迟时间，得到该第一待测信号中对应于该取样脉冲空隙的一取样待测脉冲；及

(b5)在该取样脉冲空隙的期间内，选择重设该取样时间点，使该取样时间点落在该取样待测脉冲的期间内，其中：

该方法更包括以下两步骤组之一，即第一步骤组中，步骤(b1)还包括下列步骤：

(b11)根据该第一响应延迟时间、该切换周期与预设的该取样时间点，产生一临界空隙比；

(b12)当该脉间空隙比非大于该临界空隙比时，根据该第一响应延迟时间、该切换周期、该脉间空隙比与预设的该取样时间点，产生最小的该M值，M为大于1的自然数，从有效的M值中选择该M值；而步骤(b3)还包括下列步骤：(b31)当该脉间空隙比非大于该临界空隙比时，设定该些M个空隙比的值，其中至多(M-1)个空隙比可以为0；及

第二步骤组中，步骤(b1)还包括下列步骤：

(b13)根据该第一响应延迟时间、该切换周期与预设的该取样时间点，产生一临界空隙比；

(b14)当该脉间空隙比大于该临界空隙比时，选择该M值，M为大于1的自然数；而步骤(b3)还包括下列步骤：(b32)当该脉间空隙比大于该临界空隙比时，设定该些M个空隙比皆等于该脉间空隙比，且设定该些M个脉冲空隙的其一为该取样脉冲空隙；或

该取样脉冲空隙是该些M个脉冲空隙中具有最大空隙比所对应的脉冲空隙，而该些M个空隙比所对应的脉冲空隙宽中至少一脉冲空隙宽为大于两倍的该第一响应延迟时间。

11.如权利要求8所述的调整占空比的取样方法，其特征在于，该电路还包括一第一二极管与流过一第一电感的一第二电流，该第二电流以两个分支流过该第一开关与该第一二极管，在步骤(a)之前还包括下列步骤：

设定该第一待测信号为该第一二极管所流过的一第三电流。

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