CN101283263A - 具有不同内部工作频率的磁传感器装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种磁传感器装置(10)，该装置包括导线(11、13)用来产生具有第一频率f₁的磁场，还包括GMR传感器，以第二频率f₂的输入电流工作，还包括以第三频率f₃工作的解调器(26)。为了避免信号受到相位噪声破坏并提高信噪比，由提供单元(121)从共用基准频率f_ref得到第一、第二和第三频率。可以例如通过数字分频器得到上述频率。此外，还可以在反馈控制环中使用相位检测器(PD1、PD2)，在三个频率的相位之间确保预定关系。在本发明的另一个实施例中，由一种自适应算法，例如梯度下降法，跟踪模型信号的相位和/或幅度，用于处理传感器输出中需要的信号分量。

Description

具有不同内部工作频率的磁传感器装置

本发明涉及磁传感器装置，这种磁传感器装置包括以不同频率工作的磁场发生器、磁传感器元件和检测器模块。更进一步，本发明涉及这种磁传感器装置的用途以及利用这种磁传感器装置检测至少一种磁性颗粒的方法。

WO 2005/010543 A1和WO 2005/010542 A2公开了一种微传感器装置，可以在例如微观流体生物传感器中使用这种微传感器装置来检测利用磁珠标记的生物分子。这种微传感器装置有一个传感器阵列，包括导线用来产生磁场，还包括巨磁阻(GMR)用来检测磁珠产生的杂散场。于是，GMR的信号能够说明传感器附近珠子的数量。

在已知的磁传感器装置中，利用较高的第一频率f₁来产生磁场，以便通过避免1/f噪声来提高信噪比(SNR)，GMR传感器以第二频率f₂的交流工作，这样做能够将GMR输出中的寄生串扰分量同所需要的磁信号分开。此外，从(放大后的)GMR输出提取所需要的磁信号的解调器需要第三频率f₃的输入信号。这种磁传感器装置的一个问题是频率为f₁、f₂和f₃的信号中任意一个信号的相位噪声都会降低上述信噪比。

基于这种情况，本发明的一个目的是提供手段来让磁传感器装置以高信噪比稳定地工作。

这一目的是利用权利要求1和8所述的磁传感器装置，权利要求10所述的用途，以及权利要求11和13所述的方法达到的。在从属权利要求中公开了优选实施例。

根据本发明的第一方面，一种磁传感器装置包括如下组件：

-以第一频率f₁的输入信号(例如电流)工作，用于在相邻检查区产生磁场的至少一个磁场发生器。这种磁场发生器可以利用例如微传感器基片上的导线实现。

-以第二频率f₂的输入信号(例如电流)工作，并且在它处于所述磁场发生器的磁场效应范围内的意义上与上述磁场发生器相联系的至少一个磁传感器元件。磁传感器元件具体可以是WO2005/010543 A1或WO 2005/010542 A2中描述的那种磁阻元件，尤其是GMR、TMR(隧道磁阻)或者AMR(各向异性磁阻)。

-以第三频率f₃的输入信号工作的至少一个检测器模块，例如解调器，用于分开所述磁传感器元件输出中与所述磁场发生器产生的磁场相关的所需要的信号分量。可以将所述检测器模块的输出和输入信号例如相乘来产生和所需要的信号成正比的直流分量。

-用于产生具有基准频率f_ref的基准信号(例如电压或电流)的基准发生器。

-提供单元，用于利用上述基准信号得到具有所述第一频率f₁、第二频率f₂和第三频率f₃的信号，这个提供单元连接到所述磁场发生器、磁传感器元件和检测器模块，用于给它们提供对应的输入信号。

上述磁传感器装置的一个优点是它的提供单元从一个共用基准频率f_ref得到所需要的具有不同频率f₁、f₂和f₃的所有三个输入信号。因此，三个输入信号之间的频率和相位漂移最小，因而能够显著地提高磁传感器装置的信噪比和稳定性。

最好是将上述提供单元设计成在利用它得到的信号之间具有预定的相位关系。磁传感器装置可以具体包括反馈控制环来控制提供单元，使得所述磁场发生器、磁传感器元件和检测器模块的输入信号中的至少两个信号之间保持预定相位关系。最好是将反馈控制环设计成使得所有三个输入信号之间保持预定相位关系。要注意，在这种情况下，从定义上讲，这些输入信号是所对应的组件(也就是磁场发生器、磁传感器元件和检测器模块)中最主要的信号。因此通常利用中间硬件组件(导线、电阻、放大器等)将这些输入信号从提供单元的对应输出中分离，这些硬件组件会在所述输出和输入信号之间带来相位噪声(相位漂移)，影响解调信号。于是，利用中间输入信号作为能够随控制环改变的基准，能够补偿这些附加相位噪声。

在上述实施例中，反馈控制环最好包括相位检测器，用于比较两个输入信号的相位。这样就能够检测这些相位之差，并且通过适当地控制提供单元来应对这些相位之差。

在本发明的另一个实施例中，提供单元包括馈有所述基准信号的至少一个数字分频器。数字分频器在本领域中是众所周知的。它们的共同特点是它们将输入端具有频率f_ref的信号变换成输出端具有频率f_out的信号，其中输入频率f_ref是输出频率f_out的倍数。数字分频器的优点是输入和输出之间的频率比和相位偏移非常稳定，并且能够通过外部控制线很容易地加以选择。提供单元最好包括三个这种数字分频器，用来从具有频率f_ref的基准信号产生所有三个频率f₁、f₂和f₃。在这种情况下，最好是至少有两个分频器在内部是相位同步的。

在上述实施例中，提供单元可以选择性地包括连接到数字分频器的驱动器单元，用于将所述分频器的输出变换成需要的波形。根据第一种实现方式，所述驱动器电路可以包括带通滤波器，从分频器的输出中消除高频分量和直流分量。根据第二种实现方式，所述驱动器电路可以包括查找表、组合网或高速微处理器和数模转换器，其中的高速微处理器包括所需波形的数字样本，数模转换器用来将这些数字样本转换成模拟波形。

根据第二方面，本发明包括具有如下组件的一种磁传感器装置(本发明第一方面里相似的说明适合于其中相同的实体)：

(a)以第一频率f₁的输入信号工作的至少一个磁场发生器；

(b)以第二频率f₂的输入信号工作的至少一个相联系的磁传感器元件；

(c)以第三频率f₃的模型信号工作的至少一个检测器模块，用于选择性地处理所述磁传感器元件的输出中与所述磁场发生器的工作相关的所需要的信号分量；

(d)跟踪模块，用于相对于所需信号分量的相位调整所述模型信号的模型相位和/或模型幅度。

如上所述，因为温度、老化等原因引起的漂移效应通常都会在磁传感器装置进行工作所需要的(高频)信号中产生不断变化的相位偏移，这些相位偏移会显著地降低信噪比。利用能够补偿出现的所有相位偏移的相位跟踪模块，所描述的这种磁传感器装置能够克服这些缺点。

在上述实施例的更进一步发展中，跟踪模块通过优化从所需要的信号分量和模型信号确定的成本函数，来调整所述模型信号的模型相位和/或模型幅度。下面将参考附图描述这种成本函数的具体实例。这一优化最好用梯度下降法完成。在这种情况下，由于主要需要信号本身和利用它们所得到的信号，因而通常可以用(模拟)硬件来进行必要的计算。

顾名思义，常常(但不是必须)将“模型信号”用作所需(未知)信号分量的模型或映象。因此，可以专门构建成本函数，作为所需信号分量和模型信号之差的度量，例如，按照时间间隔积累的对应值之间的平方差。

可以将本发明第一和第二方面的方法结合起来。在这种情况下，利用共用基准信号能够在源头上就将频率和相位差最小化，而跟踪则能够在检测器模块中进一步补偿中间信号路径带来的所有相位偏移。

本发明还涉及利用上述磁传感器装置进行分子诊断、生物样本分析或化学样本分析，特别是体液(血液、唾液等)和细胞中。分子诊断可以利用例如直接或间接附着到目标分子上的磁珠来实现。

本发明的第三方面涉及检测至少一种磁性颗粒(例如附着到标签分子上的磁珠)的一种方法，该方法包括以下步骤：

-利用第一频率f₁的输入信号在磁传感器元件附近产生交替磁场；

-利用第二频率f₂的输入信号让所述磁传感器元件工作，并感测磁性颗粒与所产生的磁场相关的磁特性；

-利用第三频率f₃的输入信号对所述磁传感器元件的输出进行解调。

这种方法的特征在于上述输入信号是利用具有基准频率f_ref的共用基准信号得到的。

在总的形式上，上述方法包括能够利用前面描述的本发明第一方面中的磁传感器装置来执行的步骤。因此，将引用前面的描述来更加详细地说明这一方法的优点和改进之处。

根据这一方法的一个优选实施例，所述输入信号之间的相位关系由反馈控制环锁定。因此，能够防止因为相位噪声和相位漂移而影响测量结果，相应地提高信噪比、准确度和稳定性。

本发明的第四方面涉及检测至少一种磁性颗粒的一种方法，该方法包括以下步骤：

-利用第一频率f₁的输入信号在磁传感器元件附近产生交替磁场；

-利用第二频率f₂的输入信号让所述磁传感器元件工作，并感测磁性颗粒与所产生的磁场相关的磁特性，

-利用第三频率的模型信号，处理所述磁传感器元件的输出中与所产生的交替磁场有关的需要的信号分量；

-相对于所需要的信号分量的相位调整所述模型信号的模型相位和/或模型幅度。

在总的形式上，上述方法包括能够利用前面描述的本发明第二方面中的磁传感器装置来执行的步骤。因此，将引用前面的描述来更加详细地说明这一方法的优点和改进之处。

在这一方法的一个优选实施例中，所述模型相位和/或模型幅度的调整是通过优化从所需要的信号分量和模型信号确定的成本函数来完成的。

本发明的这些方面和其它方面可以通过后面的实施例来说明。这些实施例将以实例方式利用附图来加以说明，在这些附图中：

图1说明具有本发明的磁传感器装置的生物传感器的原理；

图2是本发明中磁传感器装置电路的框图；

图3说明磁传感器装置的提供单元的第一、基本实施例；

图4说明包括相位反馈环的提供单元的第二实施例；

图5说明图4所示提供单元到图3所示电路的结合；

图6说明具有相位反馈环的提供单元的第三实施例；

图7说明提供单元的第四实施例，该提供单元具有波形生成数字设备；

图8说明检测器模块的总体设计，这个检测器模块包括跟踪模块，用于跟踪对传感器输出进行解调使用的模型信号的相位；

图9说明图8所示设计中跟踪模块的具体实现；

图10说明图8的一种变体，在其中还跟踪模型相位的幅度；

图11说明图10所示设计中跟踪模块的具体实现；

图12说明图8的另一种变体，在其中利用与模型信号幅度无关的成本函数；

图13原理性地说明图12中的成本函数；

图14说明图12所示设计中跟踪模块的具体实现。

附图中相似的标号表示相同或相似的组件。

在灵敏度、特异性、集成性、使用容易性和成本方面，磁阻生物芯片或生物传感器对于生物分子诊断具有有前途的特性。在WO2003/054566、WO 2003/054523、WO 2005/010542 A2、WO2005/010543 A1和WO 2005/038911 A1中描述了这种生物芯片的实例，在本申请中将它们引入作为参考。

图1说明用于检测超顺磁性珠子2的单个磁传感器装置10的原理。由(例如100个)这种传感器装置10的阵列组成的生物传感器可以被用来同时测量溶液(例如血液或唾液)中大量不同生物目标分子1(例如蛋白质、DNA、氨基酸)的浓度。在捆绑方案(所谓的“三明治化验”)的一种可能实例中，这是通过提供具有第一抗体3的捆绑表面14，上面捆绑有目标分子1，来实现的。然后可以将携带第二抗体的超顺磁性珠子2附着到被捆绑的目标分子1。在传感器10的导线11和13中流过的电流产生磁场B，磁场B则磁化超顺磁性珠子2。从超顺磁性珠子2出来的杂散场B’产生传感器装置10的巨磁阻(GMR)12中的平面内磁化分量，这会导致可测量的电阻改变。

图2是可以结合图1所示磁传感器装置10一起使用的电路的原理框图。这一电路包括电流源22，电流源22连接到导线11、13来给它们提供发生器电流I₁。同样，GMR 12连接到第二电流源23，电流源23为GMR 12提供传感器电流I₂。GMR 12的信号，也就是它的电阻产生的电压降，通过可选的高通滤波器(电容器24)、放大器25、解调器26、低通滤波器27和模数(AD)转换器28，被送到传感器装置的输出端30，供(例如个人计算机)最后处理。可以将解调器26和低通滤波器27看作检测器模块100的一个示例性实现，选择性地处理和/或分离(处理前)GMR输出中需要的信号分量。

以第一频率f₁调制发生器电流I₁，以第二频率f₂调制传感器电流I₂，到解调器26的输入具有频率f₃。将磁激励场的频率f₁选择成避开1/f噪声和GMR传感器12的不稳定区，例如f₁≥1MHz。通过利用频率f₂≠0Hz调制GMR传感器电流，利用同步解调能够区分寄生(电感性和电容性)串扰分量和所需要的磁信号，这一点将在下面详细说明。假设这些信号是正弦波，发生器和传感器电流变成：

I₁＝I_1，0·sin(2π·f₁t)

I₂＝I_2，0·sin(2π·f₂t)

导线11、13中的高频电流I₁在GMR 12中感应出磁场。因为GMR传感器对磁场极其敏感这一事实，只有传感器12的测量信号的磁分量(不是寄生串扰)被传感器电流I₂乘上。经过放大器25放大以后，放大后的信号Ampl(t)成为：

Ampl(t)＝μN·[I_1，0·sin(2π·f₁t)]·[I_2，0·sin(2π·f₂t)]+σ·I_1，0·sin(2π·f₁t)+

τ·I_2，0·sin(2π·f₂t)

                                                                                    (1)

＝1/2μN·I_1，0I_2，0·[cos2π·(f₁-f₂)t-cos2π·(f₁+f₂)t]+σ·I_1，0·sin(2π·f₁t)+

τ·I_2，0·sin(2π·f₂t)，

其中N是GMR 12附近磁珠2的数量，μ是比例因子，σ是与导线11、13和GMR 12之间的电容性和电感性串扰相关的常数，τ是与GMR 12中传感器电流I₂感应出来的传感器电压有关的常数(GMR电阻)。这个公式说明，在解调器26中，Ampl(t)和信号cos 2π·(f₁±f₂)相乘能够提取出与所需要的数量N成正比的直流信号(也就是f₃的值是f₁+f₂或者f₁-f₂)。

这里描述的方法的一个问题是给导线11、13，GMR传感器12和解调器26的频率为f₁、f₂和f₃的输入信号中任何信号上的相位噪声都会降低生物传感器的检测SNR。此外，由于收到的磁信号SNR可能很低，f₃到磁信号的频率和相位锁定会带来额外的噪声。从锁相环(PLL)电路产生频率为f₁、f₂和f₃的上述输入信号需要三个压控振荡器(VCO)，这些压控振荡器非常复杂，很难在IC上集成。因此，要求磁传感器装置10具有很高的检测SNR，很高的稳定性，以及容易调整(激励)的频率f₁，同时很容易用离散元件(最少的组件)实现以及在IC上实现。

根据为了这一目标提出的第一解决方案，在提供单元21中从单个基准发生器20的频率f_ref得到具有频率f₁、f₂和f₃的激励、传感和检测输入信号，使得这些信号之间的相位噪声最小。结果，基准发生器20中的相位噪声或频率漂移不影响检测SNR。如同下面将更加详细地描述的一样，能够很实际地将小带宽PLL或DLL(延迟锁定环)电路增加到提供单元21而不会降低SNR，从而只是优化信号的相位而不优化信号的频率；这一措施是可行的，因为(1)频率f₁、f₂和f₃已经准确限定，而且(2)它们的相位关系只是缓慢地变化，例如随着温度和组件容差缓慢变化。此外，通过以数字方式产生所需要的波形，能够使相位偏移分量的量最小，这样做能够避免检测器依赖于温度和组件容差，使得其离散实现和集成实现变得容易。

在图3中勾略出包括数字分频器，能够产生方波信号的提供单元21的第一实施例。来自频率发生器20的基准频率f_ref被三个同步的数字分频器51、52和53分频，这些分频器分别用M计数器、P计数器和N计数器实现。产生最低频率f₂的P计数器52使两个其它分频器51和53的相位同步。通过将N计数器53预置成25，可以获得90度相位偏移来产生余弦信号。

可以增加带通滤波器来去除分频器输出信号中的直流和高次谐波(比较图4中的组件61、62、63)。由于带通滤波器和信号路径中的相位/延迟不相等，信号之间的相位关系会偏离最优情况。这一影响可以通过相应地调整计数器预置机制，例如通过改变M和N计数器中的载入值，来加以补偿。

在图4中说明维持最佳相位关系的提供单元121的第二实施例。和图3的那些相同的组件具有相同的标号，在这里不再描述。图4画出了三个驱动器61、62和63，它们分别和计数器51、52和53连接，用于将它们的方波输出变换成其它波形。驱动器61、62、63通常包括高阶带通滤波设备，用来产生非方波信号，例如正弦波信号。

这些信号之间的最佳相位关系会因为温度变化、漂移和电气组件的容差而改变。例如，基准频率发生器20的漂移会导致三个驱动器块61～63中不均衡的相位偏移。通过利用锁相环或延迟锁定环系统和例如控制计数器51～53的预置值，这种影响可以利用所述相位关系的自适应反馈来加以补偿。通过这种方式，应当在尽可能接近传感器的点上确定相位关系，例如与场生成导线11、13的输入端处的f₁对应的相位，与GMR传感器12上的f₂对应的相位，以及同步解调器26的输入端处的解调频率f₃。然后，由相位检测器PD1和PD2分别比较所述相位，并且通过经由环路滤波器LF1和LF2改变伴随分频器的“预置”值来将它们分别调整到最佳值。在这里要注意，假定如果比较两个不同频率，相位检测器能够确定相对于最低频率变迁点的相位误差。

图5说明将上述提供单元集成到图2所示的磁传感器装置10，已经将其中的计数器51～53和驱动器61～63安装在一个块中。在第一实施例中，相位检测器PD1将就在解调器26前面的频率f₃的输入信号跟放大器25和解调器26之间的信号70进行比较。在放大器25(以及GMR 12和解调器26之间可能存在的其它处理设备)中的相位/延迟是定义良好的情况下，可以选择第二实施例，在这个实施例中，使用到频率f₂的虚线连接70’代替实线70。

要注意，在上述实例中(除了使用虚线70’的情况以外)，相位检测器PD1和PD2为零度相位差产生两个零。这可以通过使用图6所示的提供单元221的第三实施例来避免。跟图4相反，在这里当相位差等于90度时，两个相位检测器PD1、PD2都输出零。

图7说明具有数字分频器51～53的提供单元321以及产生非方波信号的第四实施例。为了避免模拟电路(例如高阶滤波器、波形成形非线性电路等)产生象正弦和三角形一样的交替波形，可以增加数模转换器(DAC)81、82、83，通过查找表LUT 71、72、73，组合网络(门阵列)或者高速微处理器，它们从计数器比特产生所需要的波形。通过反复向上计数和向下计数，并且利用DAC将计数器比特转换到模拟域，可以交替地产生三角波而不需要查找表；得到的波接近正弦波，或者可以通过合适阶数的滤波能够转换成正弦波。可以选择增加低阶带通滤波器91、92、93来去除直流和超过基准频率一半(奈奎斯特频率)的频率分量。结果，能够避免因为温度和组件容差带来的相位偏移，从而能够省略相位调整设备。通过改变基准频率f_ref，能够产生交替激励频率而不需要对模拟滤波器进行调谐。

尽管上述实施例的一个重要特征是利用频率为f_ref的共用基准信号来产生频率为f₁的激励电流，频率为f₂的传感器电流，以及频率为f₃的解调器信号，下面将介绍的本发明的变形将集中在检测器模块中信号的处理。对于这些实施例，原则上讲，频率f₁、f₂和f₃的产生可以用任何合适的方式，尽管前面介绍的利用共用基准频率产生是最好的，因为它能保证在信号生成源头产生的频率和相位偏移最小。

图8是说明第一种检测器模块100的原理图。检测器模块100从GMR传感器接收测量信号作为一个输入，其中将在下面假设例如通过适当的带通滤波BPF，这个输入将会只包括如下式(比较等式(1))所示的“所需要的信号分量”u(t)：

这个所需要的信号分量u(t)包括感兴趣的值作为幅度A，并且具有频率f₃，在这里假设它是差f₃＝(f₁-f₂)。将相位φ引入这个公式，以便将未知的通常是随时间变化的相位偏移考虑在内。

此外，检测器模块100接收“基本模型信号”作为频率为f₃的输入：

s₀(t)＝cos(2πf₃t)

其中“基本”这个词表明在这一级，这个信号具有幅度1，没有任何相位偏移。

检测器模块100的任务是提供“模型幅度”A’作为它的输出，这个“模型幅度”A’是如同公式(2)所示的所需要的信号分量u(t)的幅度A的一个估计。

如同上面已经描述的一样(对比图2)，通过利用基本模型信号s₀(t)在解调器26中对所需要的信号分量u(t)进行解调，并且在低通滤波器27中随后进行滤波，检测器模块100可以实现其功能。但是实际上，因为非零相位φ≠0，在所需要的信号分量u(t)和基本模型信号s₀(t)之间存在相位差。可以按照以下方式计算这一相位差对输出值A’的影响，其中假设在延迟单元101中给基本模型信号s₀(t)提供可调节的“模型相位”ψ(得到“模型信号”s(ψ，t))，并且其中LPF表示低通滤波以及与因子2的相乘：

因此，解调器输出的直流分量直接与幅度A(也就是感兴趣的珠子的量N)成正比，但是还与传感器信号u(t)和模型信号s(ψ，t)之间的相位差(φ-ψ)有关。这个相位差随时间改变，实际上会引起输出信号A’高达20％的变化，在1Hz带宽检测系统中，它会超过附加热噪声的RMS电压。很明显，相位变化导致不可纠正的测量误差和整体系统性能的下降。

为了使相位偏移的负面影响最小，检测器模块100包括“跟踪模块”200，在图8所示的实施例中，它接收如下量作为输入：

-所需要的信号分量u(t)；

-相位偏移了的模型信号s(ψ，t)；以及

-模型幅度A’。

基于这些输入，跟踪模块200相对于模型相位ψ和适当地定义的成本函数P(ψ，A’)，进行梯度下降。然后在单元102中将确定出来的梯度步长Δψ用于调整当前模型相位ψ，延迟单元101进一步将它引入基本模型信号s₀作为相位偏移。于是，跟踪模块200的目标是保持相位差恒定，典型情况下是φ-ψ＝0，对于公式(3)中的模型幅度A’，它导致确定的结果。

图9说明跟踪模块200的具体实现。这一实现的基础是成本函数P(ψ，A’)，这个成本函数P(ψ，A’)由积分后的平方“误差信号”e(ψ，A’，t)(也就是一方面所需要的信号分量u(t)和另一方面与模型幅度A’相乘的模型信号s(ψ，t)之差)定义：

P(ψ，A′)＝1/T·∫_T(e(ψ，A′，t))²dt

＝1/T·∫_T(u(t)-A′·s(ψ，t))²dt    (4)

在这里，积累是在一个周期的间隔T或者T的倍数上进行的，T＝1/f₃。根据众所周知的梯度下降算法，按照下式计算更新过的相位ψ_new：

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{new}}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{old}}-\mathrm{\α}\·\∂P/\∂\mathrm{\ψ}---\left(5\right)$

其中α＞0是适当地选择的常数。利用公式(4)得到如下偏微商：

$\frac{\∂P}{\∂\mathrm{\ψ}}=\frac{2}{T}\underset{T}{\∫}\mathrm{dt}\·e(\mathrm{\ψ},A^{\′},t)\·\frac{\∂}{\∂\mathrm{\ψ}}e(\mathrm{\ψ},A^{\′},t)=...=-\frac{2}{T}\underset{T}{\∫}\mathrm{dt}\·e(\mathrm{\ψ},A^{\′},t)\·A^{\′}\·\sin (2\mathrm{\π}{f}_{3}t-\mathrm{\ψ})---\left(6\right)$

应当注意，推导这一公式的时候，利用了正弦或余弦函数在一个周期T上的积分等于零这样一个事实。

在图9中描述将这种基于梯度的相位跟踪算法作为一阶相位锁定环的实现。图中所示相位跟踪模块200的单元的输出为：

-调制器206：乘积A′·s(ψ，t)＝A′·cos(2πf₃t-ψ)；

-加法器203：误差信号e(ψ，A′，t)＝u(t)-A′·s(ψ，t)；

-移相器205：A′sin(2πf₃t-ψ)；

-调制器202：乘积A′sin(2πf₃t-ψ)·e(ψ，A′，t)；

-调制器201：乘积α·A′sin(2πf₃t-ψ)e(ψ，A′，t)；

-积分器204：根据公式(6)的

(除了常数因子以外)。

应该注意，积分器204、可变延迟单元101和产生s₀(t)的振荡器(没有画出)的级联，可以用压控振荡器来代替。

代替在前面的实施例中提出的跟踪相位φ然后对传感器信号u(t)进行解调来获得模型幅度A’，可以换成联合起来跟踪所需要的输出信号u(t)的相位φ和幅度A。这种方法的总体布局在图10中说明。和图8中一样的组件不再需要描述。一个重要差别是现在的跟踪模块200包括用于梯度下降的第二成本函数Q(A’，ψ)这样一个事实，它类似于已经引入的成本函数P(ψ，A’)，但是现在是相对于变量A’。单元103管理和提供的模型幅度A’将直接包含检测器模块100的输出结果。

图11说明跟踪模块200的具体实现，其中利用相同的成本函数来跟踪ψ和A’，也就是说P(ψ，A’)＝Q(A’，ψ)。按照下式计算已更新模型幅度A’_new：

${A^{\′}}_{\mathrm{new}}={A^{\′}}_{\mathrm{old}}-\mathrm{\β}\·\∂P/\∂A^{\′}---\left(7\right)$

其中β＞0是一个适当选择的常数。利用公式(4)得到如下偏微商：

$\frac{\∂P}{\∂A^{\′}}=\frac{2}{T}\underset{T}{\∫}\mathrm{dt}\·e(\mathrm{\ψ},A^{\′},t)\·\frac{\∂}{\∂A^{\′}}\left(e(\mathrm{\ψ},A^{\′},t)\right)=...=-\frac{2}{T}\underset{T}{\∫}\mathrm{dt}\·e(\mathrm{\ψ},A^{\′},t)\·\cos (2\mathrm{\π}{f}_{3}t-\mathrm{\ψ})---\left(8\right)$

图11中跟踪模块里计算模型相位更新Δψ的左手部分和图9中的一样(除了因子A’以外)。在右手部分中，所示单元的输出为：

-调制器207：乘积e(ψ，A′，t)·s(ψ，t)＝e(ψ，A′，t)·cos(2πf₃t-ψ)；

-调制器208：乘积β·e(ψ，A′，t)cos(2πf₃t-ψ)；

-积分器209：根据公式(8)的

(除了常数因子以外)。

可以看出，在这个系统的闭环中已经增加了增益估计器，从而使模型信号A′·s(ψ，t)准确地逼近传感器输出u(t)。

作为前面的实施例中使用的基于误差最小化的相位跟踪的另一种方式，还可以按照以下方式来同步模型信号s(ψ，t)和传感器信号u(t)：使得利用模型信号s(ψ，t)对传感器信号u(t)进行解调计算出来的检测器模块100输出端处的模型幅度A’最大。根据公式(3)，可以将这一模型幅度表示为：

在这里，公式(3)的低通滤波LPF已经用信号在周期T＝1/f(或者它的倍数)上的规一化积分来代替，它能获得同样的效果。如图13所示，成本函数R(ψ)，也就是模型幅度A’，在基本间隔(-π＜ψ＜π)上，在ψ＝φ处具有单一最大值。于是，可以再一次基于模型幅度A’构建基于梯度的算法，按照下式自适应地跟踪相位：

其中+号反映现在是在寻找成本函数R的最大值(而不是最小值)这一事实。

图12说明上述方法中检测模块100的总体布局，而图14则说明相联系的跟踪模块200。跟踪模块200中的单元的输出为：

-移相器205：sin(2πf₃t-ψ)；

-调制器210：

-调制器201：

-积分器204：根据公式(10)的

(除了常数因子以外)。

上述磁传感器装置具有如下优点：

-通过使激励、传感和检测信号之间的相位噪声最小带来的高检测SNR；

-利用检测器信号路径中最小量的相位偏移分量的最小相位设计得到的高稳定性；

-容易利用离散组件实现，不需要任何复杂的高阶带通滤波器；

-容易在IC上集成。

但是，本发明不限于这里明确提到的实施例。其它分频比、信号形状(方形、三角形、正弦等等)、频率以及这里给出的实施例的组合，都是本发明的一部分。此外，可以将本发明特别用于检测体液中血液、唾液和细胞中的生物-化学分子。

最后指出，在本申请中，“包括”不排除其它要素或步骤，“一个”不排除多个，单个处理器或其它单元能够实现几个设备的功能。本发明在于每个和所有新颖特征及其组合。此外，权利要求中的引用符号不应该被理解成对范围的限制。

Claims (14)

1.一种磁传感器装置(10)，包括：

(a)以具有第一频率f₁的输入信号工作的至少一个磁场发生器(11、13)；

(b)以具有第二频率f₂的输入信号工作的至少一个相联系的磁传感器元件(12)；

(c)以具有第三频率f₃的输入信号工作的至少一个检测器模块(26、100)，用于分离出所述磁传感器元件(12)的输出中与所述磁场发生器(11、13)的工作相关的需要的信号分量；

(d)用于产生具有基准频率f_ref的基准信号的基准发生器(20)；

(e)提供单元(21、121、221、321)，用于根据所述基准信号得到具有所述第一、第二和第三频率的信号，并且用于将它们分别提供给所述磁场发生器(11、13)、所述磁传感器元件(12)和所述检测器模块(26)。

2.如权利要求1所述的磁传感器装置(10)，其特征在于

所述磁传感器装置包括反馈控制环，用于控制所述提供单元(121、221)，从而在所述磁场发生器(11、13)、所述磁传感器元件(12)和所述检测器模块(26)的各个输入信号中的至少两个输入信号之间保持预定相位关系。

3.如权利要求2所述的磁传感器装置(10)，其特征在于

所述反馈控制环包括相位检测器(PD1、PD2)，用于比较两个输入信号的相位。

4.如权利要求1所述的磁传感器装置(10)，其特征在于

所述提供单元(21、121、221、321)包括馈有所述基准信号的至少一个数字分频器(51、52、53)。

5.如权利要求4所述的磁传感器装置(10)，其特征在于

所述提供单元(21、121、221、321)包括驱动器电路(61、62、63；71、72、73；81、82、83)，用于将所述分频器(51、52、53)的输出变换成预定波形。

6.如权利要求5所述的磁传感器装置(10)，其特征在于

所述驱动器电路(61、62、63)包括带通滤波器。

7.如权利要求5所述的磁传感器装置(10)，其特征在于

所述驱动器电路包括查找表(71、72、73)、组合网或高速微处理器和数模转换器(81、82、83)。

8.一种磁传感器装置(10)，包括

(a)以具有第一频率f₁的输入信号工作的至少一个磁场发生器(11、13)；

(b)以具有第二频率f₂的输入信号工作的至少一个相联系的磁传感器元件(12)；

(c)以具有第三频率f₃的模型信号(s(ψ，t))工作的至少一个检测器模块(100)，用于选择性地处理所述磁传感器元件(12)的输出中与所述磁场发生器(11、13)的工作相关的需要的信号分量(u(t))；

(d)跟踪模块(200)，用于相对于所述需要的信号分量的相位(φ)调整所述模型信号的模型相位(ψ)和/或模型幅度(A’)。

9.如权利要求8所述的磁传感器装置(10)，其特征在于

所述跟踪模块(200)用于通过优化从所述需要的信号分量(u(t))和所述模型信号(s(ψ，t))确定的成本函数(P、Q、R)，来调整所述模型相位(ψ)和/或模型幅度(A’)。

10.如权利要求1～9中任意一个所述的磁传感器装置(10)用于分子诊断、生物样本分析或化学样本分析。

11.检测至少一种磁性颗粒(2)的一种方法，该方法包括以下步骤：

利用具有第一频率f₁的输入信号在磁传感器元件(12)附近产生交替磁场(B)；

利用具有第二频率f₂的输入信号让所述磁传感器元件(12)工作，并感测所述磁性颗粒(2)与所产生的磁场(B)相关的磁特性，

利用具有第三频率f₃的输入信号对所述磁传感器元件(12)的输出进行解调，

其中所述输入信号是根据具有基准频率f_ref的共用基准信号得到的。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于所述输入信号之间的相位关系由反馈控制环锁定。

13.一种检测至少一种磁性颗粒(2)的方法，该方法包括以下步骤：

利用具有第一频率f₁的输入信号在磁传感器元件(12)附近产生交替磁场(B)；

利用具有第二频率f₂的输入信号让所述磁传感器元件(12)工作，并感测所述磁性颗粒(2)与所产生的磁场(B)相关的磁特性，

利用具有第三频率f₃的模型信号(s(ψ，t))，处理所述磁传感器元件(12)的输出中与所述磁场(B)相关的需要的信号分量(u(t))；

相对于所述需要的信号分量的相位(φ)调整所述模型信号的模型相位(ψ)和/或模型幅度(A’)。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于所述调整是通过优化从所述需要的信号分量(u(t))和模型信号(s(ψ，t))确定的成本函数(P、Q、R)来完成的。

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