CN101268607A - 带有分布储能器的多相变流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种对变流器进行控制的方法，所述变流器具有至少两个相位模块，所述相位模块均具有上阀臂和下阀臂，所述上阀臂和下阀臂均具有至少两个串联的两极子系统。根据本发明，带有分布储能器的多相变流器的每个相位模块(100)的两个阀臂(T1，T2；T3，T4；T5，T6)中的开关操作不再同步进行，而是彼此间相隔一个可自由选择的时间间隔(ΔT_Z)。因此，本发明的用于带有分布储能器的多相变流器的控制方法可对阀臂电流(i₁₁、i₁₂、i₂₁、i₃₁、i₃₂)进行动态调节。

Description

带有分布储能器的多相变流器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种对变流器进行控制的方法，所述变流器具有至少两个相位模块，所述相位模块均具有上阀臂和下阀臂，所述上阀臂和下阀臂均具有至少两个彼此串联的两极子系统，其中，每次对一个相位模块中数量可任意选择且保持不变的子系统进行控制，使得这些子系统的端电压均等于相应子系统中储能电容器上的电容器电压，并对这个相位模块中的其余子系统进行控制，使得这些子系统的端电压等于零。

背景技术

DE 101 03 031 A1中公开过一种多相变流器。图1显示的是这种变流器的电路布置图。如该电路布置图所示，这种已知的变流电路具有三个都用100表示的相位模块。这些相位模块100的直流电压端分别通过接点P和N与正极直流电压母线P₀和负极直流电压母线N₀导电相连。这两根直流电压母线P₀和N₀之间存在一个直流电压U_d。每个相位模块100均具有一个上阀臂T1、T3、T5和一个下阀臂T2、T4、T6。这些阀臂T1-T6中的任何一个都具有一定数量的彼此导电串联的两极子系统11。这个等效电路图显示了每个阀臂T1、...、T6中的四个子系统11。也可用两极子系统12(图3)代替两极子系统11(图2)来导电串联。一个相位模块100的两个阀臂T1和T2、T3和T4、T5和T6之间的各连接点都构成这个相位模块100的交流电压端接点L1、L2、L3。由于这个示意图中的变流器具有三个相位模块100，因而可在这些相位模块100的交流电压端接点L1、L2和L3(又称“负载端子”)上连接三相负载，例如三相电动机。

图2对已知的两极子系统11的一种实施方式进行了详细图示。图3所示的电路布置图是一种就功能而言完全等效的变形实施方案，同样也是DE101 03 031 A1中所公开的实施方案。这些已知的两极子系统11和12都具有两个可断开半导体开关1和3、5和7，两个二极管2和4、6和8以及一个单极储能电容器9、10。两个可断开半导体开关1和3、5和7彼此导电串联，这一串联连接又与储能电容器9或10导电并联。每个可断开半导体开关1和3、5和7分别与两个二极管2和4、6和8中的一个导电并联，且其连接方式使得二极管与对应的可断开半导体开关1或3、5或7反向导电并联。子系统11、12的单极储能电容器9、10或者由一个电容器构成，或者由包括多个这种电容器的一个总电容为C₀的电容器组构成。可断开半导体开关1、5的发射极与二极管2、6的正极之间的连接点构成子系统11、12的接线端子X1。两个可断开半导体开关1和3之间的连接点与两个二极管2和4之间的连接点构成子系统11的第二接线端子X2。可断开半导体开关5的集电极与二极管6的负极之间的连接点构成子系统12的第二接线端子X2。

在附图所示的两个子系统11和12的实施方式中，可断开半导体开关1、3和5、7用的都是如图2和图3所示的绝缘栅双极晶体管(IGBT)。也可使用MOS场效应晶体管(也称为“MOSFET”)。此外还可将栅极可关断晶闸管(GTO晶闸管)或集成栅极换流晶闸管(IGCT)用作可断开半导体开关1、3和5、7。

根据DE 101 03 031 A1所述，可将图1所示多相变流器的任何一个相位模块100的子系统11、12控制在操作状态I、II和III。处于操作状态I时，可断开半导体开关1、5导通，可断开半导体开关3、7断开。在此情况下，子系统11、12的接线端子X1和X2上的端电压U_X21等于零。处于操作状态II时，可断开半导体开关1、5断开，可断开半导体开关3、7导通。在此情况下，端电压U_X21等于储能电容器9、10上的电容器电压U_C。处于操作状态III时，两个可断开半导体开关1、3或5、7均断开，储能电容器9、10上的电容器电压U_C恒定不变。

图4对子系统14的另一种实施方式的电路布置进行了详细图示。这种两极子系统14公开在官方文件号为2005P12105 DE的在先国家专利申请中，具有四个可断开半导体开关21、23、25和27，四个二极管22、24、26和28，两个单极电容器29和30以及一个电子设备32(下称“电子模块32”)。四个可断开半导体开关21、23、25和27彼此导电串联。每个可断开半导体开关21、23、25和27分别与一个二极管22、24、26和28反向并联。每两个相关的可断开半导体开关21和23、25和27分别与一个单极电容器29、30导电并联。这个子系统14的单极电容器29、30或者由一个电容器构成，或者由包括多个这种电容器的一个总电容为C₀的电容器组构成。两个可断开半导体开关21和23之间的连接点与两个二极管22和24之间的连接点构成子系统14的第二接线端子X2。两个可断开半导体开关25和27之间的连接点与两个二极管26和28之间的连接点构成子系统14的第一接线端子X1。可断开半导体开关23的发射极、可断开半导体开关25的集电极、二极管24的正极、二极管26的负极、单极电容器29的负极端子与单极电容器30的正极端子之间的连接点构成一个公共电位P_0M，这个公共电位与电子模块32的参考接地电位端子M导电相连。这个电子模块32与一个此处未详细图示的上级变流器控制系统之间存在可以传输信号的连接，这种连接通过两个光波导34和36而实现。公共电位P_0M用作电子模块32的参考接地电位。

这种子系统14可在四种操作状态I、II、III和IV之间进行转换。处于操作状态I时，可断开半导体开关21和25导通，可断开半导体开关23和27断开。在此情况下，子系统14的接线端子X1和X2上的端电压U_X21等于电容器29上的电容器电压U_C。处于操作状态II时，可断开半导体开关21和27导通，而可断开半导体开关23和25断开。在此情况下，子系统14的端电压U_X21相当于单极电容器29和30上的电容器电压U_C的总和。处于操作状态III时，可断开半导体开关23和25导通，可断开半导体开关21和27断开。在此情况下，子系统14的端电压U_X21等于零。处于操作状态IV时，可断开半导体开关23和27导通，而可断开半导体开关21和25断开。在此情况下，子系统14的端电压U_X21从位势级“零”变为单极电容器30上的位势级“电容器电压U_C”。处于操作状态I或IV时，储能器29或30根据具体的端电流方向吸收或释放能量。处于操作状态II时，电容器29和30根据具体的端电流方向吸收或释放能量。当子系统14处于操作状态III(“零”)时，电容器29和30中的能量保持恒定不变。因此，就功能方面而言，这种子系统14相当于已知子系统11与已知子系统12的串联连接。

在图1所示的多相变流器的每个相位模块100中，实际可串联在正极端子P和交流电压端接点Lx(x＝1，2，3)之间的储能器9、10的最大数量被称为串联数n。如果将阀臂T1、T3或T5的所有子系统11、12和/或所有子系统14都转换到操作状态II(U₁₁＝n·U_C、U₂₁＝n·U_C、U₃₁＝n·U_C)，就能达到实际串联在正极端子P和交流电压端接点Lx(x＝1，2，3)之间的储能器9、10的最大数量。在每个相位模块100的交流电压端接点Lx和负极端子N之间实现相同的串联数n是有利的，但不一定必须采取这一措施。图2和图3所示的子系统11和12分别具有一个储能电容器9、10，而图4所示的子系统14则包含两个储能电容器29和30。因此，如果每个相位模块100的正极端子P和交流电压端接点Lx之间都可导电串联四个子系统11、12，就可为图1所示的多相变流器实现n＝4的串联数。但如果在每个相位模块100的正极端子P和交流电压端接点Lx之间串联四个如图4所示的子系统14，就能实现n＝8的串联数，因为在此情况下可导电串联八个储能器29和30。在配电技术领域，这种带有分布储能器的多相变流器的每个相位模块100均具有至少二十个彼此导电串联的储能电容器9、10或29、30。这种变流器应用于高压直流输电系统(HVDC系统)或柔性交流输电系统(即所谓的FACTS)。

下述说明基于如下假定：图1所示的多相变流器的每个相位模块100的每个阀臂T1、T2或T3、T4或T5、T6中的子系统11、12或14的所有储能器的电容器电压U_C都相同。在这种变流器的工作过程中初步实现和保持这一状态的方法可从DE 101 03 031 A1获知。

图5显示的是图1所示的多相变流器的等效电路图。这个等效电路图将阀臂T1、...、T6中每个子系统的等效电路元部件概括为一个阀臂T1、...、T6的等效电路。

一般情况下将多相变流器设计为在平均时间内每个相位模块100中总是有相应数量的子系统11、12和/或14受到控制，使得这些子系统的端电压的总和为∑U_X21＝n·U_C(操作状态II)，这样是有利的。这正好相当于串联子系统11、12和/或14中所存储的一半能量，且能引起U_d＝n·U_C的平均中间电路电压。这相当于0.5的直流电压端端电压比b，其中，端电压比b为实际中间电路电压U_d与最大中间电路电压U_dmax之比。计算这个端电压比的方程式为：

$b=\frac{U_d}{U_{d\max }}=\frac{U_d}{2\·n\·U_C}---\left(\text{1}\right)$

因此，每个阀臂T1、...、T6在平均时间内有效的等效电容的值为C/m，其中，m＝n/2。为避免带有分布储能器的多相变流器的各相位模块100之间有较高的非可控均压电流从直流电压母线P₀和N₀上流过，通常需要为每个相位模块100的端子P和N之间的电压U₁₁、U₁₂或U₂₁、U₂₂或U₃₁、U₃₂预先设定相同的标定值。即：

U₁₁+U₁₂＝U₂₁+U₂₂＝U₃₁+U₃₂＝U_d    (2)

在对称模式下操作有分布储能器的多相变流器的所有相位模块的可断开半导体开关1、3或5、7或21、23、25、27时，由于对称原因，阀臂电流i₁₁、i₁₂、i₂₁、i₂₂、i₃₁和i₃₂的算数平均值为：

i₁₁＝i₁₂＝i₂₁＝i₂₂＝i₃₁＝i₃₂＝1/3·I_d    (3)

在对称模式控制相位和负载相位的情况下，这些值会在多相变流器的相位模块100的有效阻抗的影响下被动产生。因此，阀臂电流i₁₁(t)、i₁₂(t)、i₂₁(t)、i₂₂(t)、i₃₁(t)和i₃₂(t)的时间特性符合下列方程式：

i₁₁(t)^-1/3·I_d+1/2·i_L1(t)，

i₁₂(t)^-1/3·I_d-1/2·i_L1(t)，

i₂₁(t)^-1/3·I_d+1/2·i_L2(t)，    (4)

i₂₂(t)^-1/3·I_d-1/2·i_L2(t)，

i₃₁(t)^-1/3·I_d+1/2·i_L3(t)，

i₃₂(t)^-1/3·I_d-1/2·i_L3(t)

从这些方程式中可以看出，阀臂电流i₁₁(t)、i₁₂(t)、i₂₁(t)、i₂₂(t)、i₃₁(t)和i₃₂(t)就其基本特性而言包括一个直流分量1/3I_d和一个交流分量，其中，交流分量相当于一半的输出电流i_Lx(t)。这种组合源于对称控制以及对称控制所造成的所有阀臂T1、...、T6的阻抗都相同(图5)。

为确保这些阀臂电流i₁₁(t)、i₁₂(t)、i₂₁(t)、i₂₂(t)、i₃₁(t)和i₃₂(t)的被动设置，对各子系统11、12或14的可断开半导体开关1、3或5、7或21、23、25、27进行控制时，必须注意这样一点：

在相位模块100内部，在任何时候，子系统11、12和/或14中都应有数量恒定的储能器彼此串联。

其结果是：当相位模块100的上阀臂T1、T3、T5或下阀臂T2、T4、T6中的任意一个子系统11或12从操作状态I转换到操作状态II，或者任意一个子系统14从操作状态I转换到操作状态II、从操作状态IV转换到操作状态II、从操作状态III转换到操作状态IV或从操作状态III转换到操作状态I，或者任意一个子系统11或12从操作状态II转换到操作状态I，或者任意一个子系统14从操作状态II转换到操作状态I、从操作状态II转换到操作状态IV、从操作状态IV转换到操作状态III或从操作状态I转换到操作状III时，下阀臂T2、T4、T6或上阀臂T1、T3、T5中的任意一个子系统11或12也会相应地从操作状态II转换到操作状态I，或者任意一个子系统14从操作状态II转换到操作状态I、从操作状态II转换到操作状态IV、从操作状态IV转换到操作状态III或从操作状态I转换到操作状III，或者任意一个子系统11或12从操作状态I转换到操作状态II，或者任意一个子系统14从操作状态I转换到操作状态II、从操作状态IV转换到操作状态II、从操作状态III转换到操作状态IV或从操作状态III转换到操作状态I。当直流电压端端电压比b为0.5时，这意味着，相位模块11的子系统11、12和/或14总是要转换，使得子系统11、12和/或14中正好有且仅有n个储能器实际彼此串联(U_d＝n·U_C)。

如果这一条件得不到满足，图1所示的带有分布储能器的多相变流器的相位模块100之间就会出现非期望、非可控的均压电流。这些均压电流由电压-时间面积ΔU_ph引起，这一电压-时间面积可用下列方程式计算：

ΔU_ph＝k·U_C·ΔT

(5)

其中，ΔT是操作状态转换时所产生的时间间隔差。这个时间间隔差ΔT远小于1μs。因子k为一常数，表示的是子系统11、12和/或14中实际串联的储能器数量与串联数n之差。当直流电压端端电压比b为0.5时，-n≤k≤n。由这个电压-时间面积ΔU_ph引起的均压电流可根据图5所示的等效电路图计算出来。为避免较大的电压-时间面积ΔU_ph引起较大的均压电流，应对带有分布储能器的多相变流器进行控制，使得阀臂T1、...、T6中只有一个或只有少数几个子系统11、12和/或14可在任一时刻转换操作状态。通过这一措施可将常数k限制在较小的值上。

图6和图7分别用时间曲线图对带有分布储能器的多相变流器的相位模块100的上阀臂T1、T3或T5和相应下阀臂T2、T4或T6的阀臂电压U_x1和U_x2(其中x＝1，2)的基本特性进行了示范性图示。图8中的时间曲线图显示的是两个阀臂电压U_x1和U_x2的总和相对于时间t的特性。在采用上文所述的控制方法的情况下，两个阀臂电压U_x1和U_x2的总和总是恒定不变，且等于中间电路电压U_d。为了能对阀臂电压U_x1和U_x2的所示特性进行调节，有必要采取图6和图7所示的开关操作。对相位模块100的这些阀臂电压U_x1和U_x2的控制通过一个高级控制系统而实现。

根据已知的控制方法，当上阀臂T1、T3或T5中实际串联的储能器的数量发生变化时，下阀臂T2、T4或T6中会有相应数量的子系统11、12和/或14的操作状态发生变化，使得当直流电压端端电压比b为0.5时，每个相位模块100的子系统11、12和/或14中仍有恒定数量n的储能器保持串联状态。这会引起一个恒定直流电压U_d＝n·U_C。

如果将这种已知方法应用在带有分布储能器的多相变流器的所有并联相位模块100上，这些相位模块100之间通常就不会出现均压电流形式的明显对称过程。但这也依赖于与图5所示的阻抗关系。

因此，本发明的基本思路是影响阀臂电流i₁₁、i₁₂、i₂₁、i₂₂、i₃₁和i₃₂具有区别于被动产生的特性。

原则上可在一段时间内在每个阀臂T1、T2或T3、T4或T5、T6中分别为阀臂电流i₁₁(t)、i₁₂(t)、i₂₁(t)、i₂₂(t)、i₃₁(t)和i₃₂(t)任意设定附加阀臂电流i_Zxy(t)，并对其进行控制。根据方程式系统(4)，通过这些附加阀臂电流i_Zxy(t)可产生以下阀臂电流时间特性：

i₁₁(t)＝1/3·I_d+1/2·i_L1(t)+i_Z11(t)，

i₁₂(t)＝1/3·I_d+1/2·i_L1(t)+i_Z12(t)，

i₂₁(t)＝1/3·I_d+1/2·i_L2(t)+i_Z21(t)，

(6)

i₂₂(t)＝1/3·I_d+1/2·i_L2(t)+i_Z22(t)，

i₃₁(t)＝1/3·I_d+1/2·i_L3(t)+i_Z31(t)，

i₃₂(t)＝1/3·I_d+1/2·i_L3(t)+i_Z32(t)

为使输出电流i_Lx(t)保持不变，需对附加阀臂电流i_Zxy(t)进行调节，使得每个相位模块100都具有相同的附加阀臂电流I_Zxy(t)。即：

i_Z11(t)＝i_Z12(t)，

i_Z21(t)＝i_Z22(t)，

i_Z31(t)＝i_Z32(t)    (7)

发明内容

本发明的目的是对带有分布储能器的多相变流器的已知控制方法进行改进，从而产生预定的附加阀臂电流。

根据本发明，这个目的通过权利要求1或权利要求5所述的特征而达成。

通过在相位模块的阀臂电压中将附加电压-时间面积用作可以影响阀臂电流的调节变量，可以目的明确地对阀臂电流施加影响。

根据本发明，这种电压-时间面积的产生方式是使带有分布储能器的多相变流器的每个相位模块的两个阀臂中的开关操作不再同步进行，而是彼此间相隔一个可自由选择的时间间隔。

根据本发明，这种电压-时间面积的另一种产生方式是在同步实施的开关操作之间插入至少一次其他开关操作。

这些其他开关操作可在带有分布储能器的多相变流器的每个相位模块的上阀臂和/或下阀臂中进行。这引起在带有分布储能器的多相变流器的每个相位模块的上阀臂和/或下阀臂中实施附加开关操作时的对称控制。

在一种优选方案中，相位模块上阀臂的开关操作相对于这个相位模块的下阀臂的开关操作而言延时和/或提前实施。借此可在相位模块的阀臂电压的一个周期内对预定的附加电压-时间面积进行动态调节。

本发明的方法的另一种优选方案是将用于产生附加电压-时间面积的两种方法结合起来。借此可在任意期望的时间点产生所要求的预定电压-时间面积。

根据附加电压-时间面积并联系带有分布储能器的多相变流器的阀臂等效电路图可分别计算出阀臂电流。如果带有分布储能器的多相变流器的各相位模块的阀臂电流是通过测量可得，就可随时确定附加电压-时间面积，确保现有的阀臂电流发生变化，使得带有分布储能器的多相变流器的相位模块之间不再有均压电流流动。

通过本发明的控制方法可对带有分布储能器的多相变流器的阀臂电流进行动态控制。其中，采用本发明的控制方法可产生一系列优点：

-阻尼(例如)由下列因素引起的电流振荡：

-瞬时负荷变化过程

-故障情况，例如供电系统或机器内的不对称、接地故障、雷击、

操作过电压等......

-电容性网络未经设计所提供的电感和欧姆电阻的充分阻尼。

-更好地处理故障。

-对不良工作点的控制，例如：

-输出频率较小时的工作点。

-在电容器投入和功率半导体需要量方面对子系统和多相变流器的设计进行优化的能力。

-确保所有可断开半导体开关都受到均匀的负荷。

-故障性断路后使各个变流器元部件极不对称的电压变得对称。

附图说明

下面借助附图所示的多种实施方式对本发明的控制带有分布储能器的多相变流器的方法作进一步说明，其中：

图1为已知的带有分布储能器的变流器的电路布置图；

图2至图4均为已知子系统的实施方式的电路布置图；

图5为图1所示的变流器的阀臂的等效电路图；

图6和图7分别为图1所示的已知变流器的相位模块的上阀臂和下阀臂的阀臂电压相对于时间t的曲线图；

图8为图6和图7所示的两个阀臂电压的总电压相对于时间t的曲线图；

图9和图10为采用本发明方法的第一实施方式时图1所示的变流器的相位模块的阀臂电压相对于时间t的曲线图；

图11为图9和图10所示的两个阀臂电压的总电压相对于时间t的曲线图；

图12和图13为采用本发明方法的第二实施方式时图1所示的变流器的相位模块的阀臂电压相对于时间t的曲线图；

图14为相应的总电压相对于时间t的曲线图；

图15和图16为对本发明的方法的两种实施方式进行结合使用时图1所示的变流器的相位模块中所产生的阀臂电压相对于时间t的曲线图；以及

图17为相应的总电压相对于时间t的曲线图。

具体实施方式

图9显示的是图1所示的变流器的相位模块100的上阀臂T1、T3或T5的阀臂电压U_x1相对于时间t的时间特性曲线图。图10则对这个相位模块100的下阀臂T2、T4或T6的阀臂电压U_x2的时间特性进行了详细图示。图11显示的是图1所示的变流器的相位模块100的这两个阀臂电压U_x1和U_x2的总电压相对于时间t的曲线图。将这个总电压与图8所示的总电压进行对比时可以发现，图11所示的总电压具有附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4。当相位模块100的上阀臂和相应的下阀臂T1和T2、T3和T4、T5和T6中的开关操作不再在时间上同步时，就会产生这些附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4。在时间点t1，相对于相位模块100的上阀臂T1、T3、T5中的任意一个子系统11或12从操作状态II转换到操作状态I，或者任意一个子系统14从操作状态II转换到操作状态I、从操作状态II转换到操作状态IV、从操作状态IV转换到操作状态III或从操作状态I转换到操作状III而言，这个相位模块100的下阀臂T2、T4、T6中的操作状态转换(即这个相位模块100的下阀臂T2、T4、T6中的任意一个子系统11或12从操作状态I转换到操作状态II，或者任意一个子系统14从操作状态I转换到操作状态II、从操作状态IV转换到操作状态II、从操作状态III转换到操作状态IV或从操作状态III转换到操作状态I)延迟时间间隔ΔT₁。由此产生的附加电压-时间面积ΔU_ph1可根据下列方程式进行计算：

ΔU_ph＝k·U_C·ΔT_Z

(8)

其中，因子k表示的是在时间间隔ΔT_Z中实际串联并通电的储能器(在子系统11、12中处于操作状态II，在子系统14中处于操作状态I或II或IV)的数量与串联数n之差。这个实施例中的串联数n＝4。由此得出适用于时间间隔ΔT₁的因子k＝-1。在时间点t4，相对于下阀臂T2、T4、T6中的任意一个子系统11或12从操作状态II转换到操作状态I，或者任意一个子系统14从操作状态II转换到操作状态I、从操作状态II转换到操作状态IV、从操作状态IV转换到操作状态III或从操作状态I转换到操作状III而言，上阀臂T1、T3、T5中的操作状态转换(即上阀臂T1、T3、T5中的任意一个子系统11或12从操作状态I转换到操作状态II，或者任意一个子系统14从操作状态I转换到操作状态II、从操作状态IV转换到操作状态II、从操作状态III转换到操作状态IV或从操作状态III转换到操作状态I)提前时间间隔ΔT₂。因此，在时间间隔ΔT₂中，因子k＝+1。附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4的大小可取决于可自由选择的时间间隔ΔT_Z。附加电压-时间面积ΔU_ph的数学符号取决于因子k，因此，附加阀臂电流i_Zxy(t)的数学符号也取决于因子k。通过产生复数个分布在上阀臂T1、T3、T5或下阀臂T2、T4、T6的阀臂电压U_x1或U_x2的基波频率周期内的附加电压-时间面积ΔU_ph，可对附加阀臂电流i_Zxy(t)进行可变调节。通过本发明的这种对图1所示的带有分布储能器的多相变流器进行控制的方法，可对阀臂电流i_xy(t)进行动态控制。

图9显示的是图1所示的变流器的相位模块100的上阀臂T1、T3或T5的阀臂电压U_z1的曲线图。图13显示的是这个相位模块100中的对应阀臂T2、T4或T6的阀臂电压U_x2相对于时间t的时间特性曲线。图14则对这两个阀臂电压U_x1和U_x2的总电压相对于时间t的时间特性曲线进行了图示。这两个阀臂电压U_x1和U_x2与图6和图7中所示的两个阀臂电压U_x1和U_x2之间的区别在于，除时间上同步的开关操作外，还实施了附加开关操作。在时间段t2t1内，在阀臂电压U_x1的曲线中插入两次开关操作，这使得相位模块100的上阀臂T1、T3或T5中的其他子系统11或12或者子系统14的其他储能器被导通时间间隔ΔT₁。在时间段t5 t4内也实施这种其他开关操作，其时间间隔为ΔT₂。在时间段t8 t7内，在阀臂电压U_x2的曲线中插入两次开关操作。通过这些开关操作将相位模块100的下阀臂T2、T4或T6中的两个子系统11或12或者子系统14的任意两个储能器断开时间间隔ΔT₃。在时间段t11 t10内继续在上阀臂T1、T3、T5和下阀臂T2、T4、T6中分别实施开关操作。通过这些开关操作将相位模块100的上阀臂T1、T3或T5中的一个子系统11或12或者子系统14的一个储能器断开时间间隔ΔT₄，同样在这个时间间隔ΔT₄内，使下阀臂T2、T4或T6中的一个子系统11或12或者子系统14的一个储能器断开。通过在上阀臂T1、T3、T5和/或下阀臂T2、T4、T6中继续实施这些开关操作，可产生附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4，这些附加电压-时间面积可在图1所示的变流器的相位模块100的相应阀臂T1、T2或T3、T4或T5、T6中分别生成附加阀臂电流i_Zxy(t)。根据两个阀臂电压U_x1和U_x2的总电压可以求出这些附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4。这些附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4的大小取决于每个相位模块100的阀臂T1、T2或T3、T4或T5、T6中需要哪些附加阀臂电流i_Zxy(t)。利用方程式(7)可以算出这些附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4。在实施附加插入的开关操作时，也能将由此得出的附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4按时间分布在阀臂电压U_x1或U_x2的基波频率周期内。

通过将延时和/或提前实施的开关操作与附加开关操作结合起来来产生附加电压-时间面积ΔU_ph1、...、ΔU_ph4的方法可使图1所示的变流器的相位模块100的上、下阀臂T1、T2或T3、T4或T5、T6的阀臂电压U_x1和U_x2具有上述特性。图15和图16以曲线图的形式对这些阀臂电压U_x1和U_x2相对于时间t的曲线进行了图示。图17则显示了这些阀臂电压U_x1和U_x2的总电压相对于时间t的时间特性曲线。

Claims (7)

1.一种控制多相变流器的方法，所述多相变流器具有至少两个相位模块(100)，所述相位模块具有一个上阀臂和一个下阀臂(T1，T2；T3，T4；T5，T6)，所述上阀臂和下阀臂均具有至少两个串联的两极子系统(11，12，14)，该方法包括：相隔一个可自由选择的时间间隔(ΔT_Z)，实施每个相位模块(100)的上阀臂(T1，T3，T5)中的开关操作和下阀臂(T2，T4，T6)中对应的开关操作。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

每个相位模块(100)上阀臂(T1，T3，T5)的开关操作相对于下阀臂(T2，T4，T6)的开关操作延时进行。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

每个相位模块(100)上阀臂(T1，T3，T5)的开关操作相对于下阀臂(T2，T4，T6)的开关操作提前进行。

4.根据权利要求1至3中任一项权利要求所述的方法，其特征在于，

延迟或提前一个预定的时间间隔(ΔT_Z)实施相位模块(100)的开关操作，从而产生预定的附加电压-时间面积(ΔU_ph)。

5.一种控制多相变流器的方法，所述多相变流器具有至少两个相位模块(100)，所述相位模块均具有一个上阀臂和一个下阀臂(T1，...，T6)，所述上阀臂和下阀臂均具有至少两个串联的两极子系统(11，12，14)，该方法包括：在每个相位模块(100)的上阀臂和/或下阀臂(T1，T3，T5；T2，T4，T6)中，在每个相位模块(100)的上阀臂和下阀臂(T1，T3，T5；T2，T4，T6)中的时间同步开关操作之间实施至少两次其他开关操作，所述至少两次其他开关操作彼此之间相隔一个预定的时间间隔(ΔT_Z)。

6.根据权利要求1至3和5中任一项权利要求所述的方法，其特征在于，

实施相位模块(100)的开关操作，使得产生预定的附加电压-时间面积(ΔU_ph)。

7.根据权利要求4或5所述的方法，其特征在于，

使用下列方程式计算所述附加电压-时间面积(ΔU_ph)：

ΔU_ph＝k·U_C·ΔT_Z，

其中，因子(k)可以是负数或正数。

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