CN101268604B - 谐振换流器 - Google Patents

Abstract

一种谐振换流器包括使得在换流器中的磁性元件数量能够减小的电感性元件(L1、L2)。元件(L1、L2)可以设计有泄漏电感以消除对于较大直流电感器的需要。它们也可以完成电流分流变压器的功能。换流器开关也可以由换流器电路直接驱动，而不需要分离控制器。

Description

谐振换流器

技术领域

本发明涉及用于电力用途的把直流(DC)变成交流(AC)的电流馈电谐振换流器。 

背景技术

换流器在电源中有多种用途，包括交流电源的产生，例如当用作把直流输出电压转换成交流电源(例如，不间断电源)的换流器时。它们也可以用在直流到直流转换器的内部级、感应加热、微波产生、表面检测、医疗试验、高频无线电系统、感应耦合功率传输(ICPT)系统等中。 

在图1中表示常规推挽电流馈电谐振换流器。该换流器的操作在美国专利说明书5,450,305中讨论，该专利说明书的内容通过引用包括在这里。这些谐振换流器由于其低切换损失和低电磁干扰(EMI)已经得到较大普及。关于这些换流器的基本问题是需要巨大的磁性元件，即电感器和变压器。这些元件实体上巨大、沉重并昂贵，所以它们限制减小这些换流器的尺寸、重量及成本的机会。 

例如，在例1中，换流器需要“直流”或去耦电感器Ld，该电感器Ld把换流器与直流电源去耦合，提供电流源并且允许在谐振电路中的电压没有约束地自由振荡。图1的电路还具有分相变压器(由电感器Lsp代表)。当这种换流器设计用于ICPT系统时，另一个磁性线圈或轨道环路L需要与次级功率拾取器相耦合以实施无接触功率传输。如果电路用作直流到直流转换器，那么可能要求更多变压器或次级绕组以提供直流功率输出。 

需要去耦电感器Ld以在稳态操作条件下提供恒流源。这种电感器通常设计得巨大以克服饱和问题。具有两个紧密耦合绕组Lsp的分 相变压器用来把直流电流划分成两个支路，并且开关S1和S2被控制成交替地“通”和“断”，以改变注入到包括线圈L和其调谐电容器C的谐振腔电路的电流的方向。电阻器R代表由换流器供给的负载，并且在图1中还包括电感器L的电阻。 

还需要外部控制器(未表示)以便控制开关S1和s2。控制器检测谐振电压(例如感测在调谐电容器C上的电压)，并且在电压过零时驱动开关(零电压切换)。这些切换技术有助于减小切换损失和EMI。然而，为了这样做，通常需要额外电压变压器或绕组以检测在电容器C上的电压过零。检测信息被控制器用来驱动开关S1和S2，并且通常要求特殊门驱动电路。这种形式的换流器的启动特别困难，需要复杂的控制器。 

因此，除半导体开关和调谐电容器之外，有对于常规推挽电流馈电谐振换流器要求的多个磁性元件。 

发明内容

本发明的目的是提供至少消除或减少一个或多个以上缺点、或者至少向公众提供有用选择的换流器或换流器的设计方法。 

在一个方面，本发明包括一种谐振换流器，该谐振换流器包括用于来自直流电源的电流供给的输入、和形成换流器的谐振电路的一部分的两个或更多个电感性元件，其中一个或两个电感性元件的泄漏电感大体把换流器与电源去耦合。 

电感性元件优选地布置成分开从电源接收的电流。 

在另一个方面，本发明包括一种谐振换流器，该谐振换流器包括：用于来自直流电源的电流供给的输入；谐振电路，包括电容性元件和两个或更多个电感性元件，电感性元件布置成分开来自电源的电流；切换装置，可控制地把来自电源的电流切换到谐振电路中，并且其中，一个或两个电感性元件的泄漏电感大体把换流器与电源去耦合。 

切换装置可以包括以大体反相可操作的两个切换装置，以把来自电源的电流交替地切换到电感性元件中。 

电感性元件可以耦合或未耦合，并且可以是单个或分离绕组。在优选实施例中，电感性元件包括单个元件。它们也可以是无芯的。 

在另一个方面，本发明包括一种谐振换流器，该谐振换流器包括：用于来自直流电源的电流供给的输入；谐振电路，包括电容性元件和两个或更多个电感性元件，电感性元件布置成分开来自电源的电流；两个切换装置，用于可控制地把来自电源的电流以大体反相切换到谐振电路中，以把来自电源的电流交替地切换到电感性元件中，每个切换装置由从谐振电路导出的信号驱动。 

在优选实施例中，每个切换装置提供在电感性元件与电源之间，并且驱动信号连接点提供在每个切换装置与对应电感性元件之间，用于每个切换装置的驱动信号从另一个切换装置的驱动信号连接点导出。 

在另外的方面，本发明包括一种谐振换流器，该谐振换流器包括： 

第一和第二输入端子，用来连接到大体上为直流电功率的电源上； 

两个电感性元件，每个具有第一和第二端子，每一个电感器的第一端子连接到第一输入端子上； 

电容性元件，连接在电感器的另一个端子之间，电容性元件和电感性元件组成换流器的谐振电路；及 

第一切换装置，连接在一个电感器的第二端子与第二输入端子之间，和第二切换装置，连接在另一个电感器的第二端子与第二输入端子之间，并且； 

其中，一个或两个电感性元件的泄漏电感大体把换流器与电源去耦合。 

在另外的方面，本发明包括一种谐振换流器，该谐振换流器包括： 

第一和第二输入端子，用来连接到大体上为直流电功率的电源上； 

两个电感性元件，每个具有第一和第二端子，每一个电感器的第一端子连接到第一输入端子上； 

电容性元件，连接在电感器的另一个端子之间，电容性元件和电感性元件组成换流器的谐振电路；及 

第一切换装置，连接在一个电感器的第二端子与第二输入端子之间，和第二切换装置，连接在另一个电感器的第二端子与第二输入端子之间，并且 

每个切换装置由从第二电感器端子导出的信号驱动，该开关未连接到该第二电感器端子上。 

在优选实施例中，一个或多个电感性元件包括ICPT系统的初级感应路径或轨道线圈的至少一部分。 

在另一个实施例中，一个或多个电感性元件包括感应加热装置的至少一部分。 

换流器在大体50Hz-500kHz的频率范围上是可操作的。 

在另外的方面，本发明包括一种谐振换流器，该谐振换流器包括用于来自直流电源的电流供给的输入、和形成换流器的谐振电路的部分的两个或更多个电感性元件，其中一个或两个电感性元件的泄漏电感大体提供电流源。 

在另外的方面，本发明包括一种设计谐振换流器的方法，该方法包括以下步骤：选择用于换流器的谐振电路的磁性元件，该磁性元件具有足够的泄漏磁通以大体把换流器与直流电源去耦合。 

应该注意，对于这里描述的当前的优选实施例的各种变更和修改对于本领域的技术人员是显然的。在不脱离如所附权利要求书中所述的本发明的精神和范围、并不减少其附属优点的情况下，可以做出这样的变更和修改。因此，希望这样的变更和修改包括在本发明内。 

在本文件中，希望将词“comprise(包括)”和诸如“comprises”和“comprising”之类的变化解释为包括的意思。 

附图说明

图1是已知的推挽电流馈电谐振换流器的示意电路图。 

图2是根据本发明的换流器的一个实施例的电路图。 

图3是绕组的等效电路图，表示在图2中所示的换流器的磁性元件的等效物。 

图4是所测量的通过图2的电感器L1或L2的电感器电流相对于时间的图(每条水平网格线代表9.40微秒的时间段，并且每条竖直网格线代表1安培的电流)。 

图5是用来实施抽头绕组的两个相邻鼓芯的部分横截面的视图。 

图6A是用来形成抽头绕组、并且还用来提供用于诸如直流到直流换流器(未表示)之类的其它用途的附加绕组的鼓芯的部分横截面的视图。反馈线圈(未表示)当必要时也可以集成在内部用于反馈控制。 

图6B-6E表示另外的线圈布置的例子。 

图7是表示流过诸如在图5或6中表示的抽头绕组之类的抽头绕组的电流的图。 

图8是根据本发明实施例对于直流到直流换流器用途设计集成磁性元件的流程图。 

具体实施方式

参照图2，示出了一种新换流器设计。在这种换流器中，完全消除以上参照图1描述的庞大和昂贵的直流电感器Ld、以及分流变压器Lsp。两个电感性元件，如线圈(它们可以是ICPT系统中的轨道环路)L1和L2用来代替图1的电路的原始谐振电感器L、分流变压器Lsp及直流电感器Ld。每个线圈L1和L2对于ICPT电源系统可以包括初级感应路径的一半。电感性元件L1和L2可以包括单个绕组或具有中间抽头或连接的抽头绕组。它们可以正耦合、负耦合、或根本不耦合。每个元件的电感不必相同，尽管在大多数情形下优选的是保持它们平衡。如将从图2看到的那样，电源Vd在输入端子上提供，该输入端子连接到每个理想元件的第一端子上，该每个理想元件跨过电容器C连接到开关上。开关连接在每个电感性元件的第二端子与另一个输入端子之间。 

两个线圈L1和L2可以耦合或不耦合。在任一种情况下，它们的泄漏电感起平滑直流电流Id的直流电感器的作用。电流Id在两个 支路之间被自动地划分，从而不需要特殊的分流变压器。而且，L1和L2的总电感用作谐振电感器并且与调谐电容器C谐振。因此，调谐电容器C的值已经选择成当与总电感L1和L2连接和并联时提供谐振。相应地，该电路具有线圈L1和L2被选择成使它们具有多个功能的显著优点。这提供磁性元件的数量显著减小的显著好处，这又减小实体尺寸和成本。 

现在参照图3，电感器L1和L2的设计可以通过参照在该图中表示的等效电路而实现。具体地说，可证明，具有相同电感L1的两个部分耦合绕组等效于具有如下泄漏电感的完全耦合绕组： 

$L_{\mathrm{lk}}=\frac{L_1-M}{2}=\frac{(1-k)}{2}{L}_1---\left(1\right)$

其中M是部分耦合绕组的互感，L₁是每个单一绕组的自感，及k是定义为如下的耦合系数： 

k＝M/L₁                                (2) 

条件是两个绕组的电感是相等的。在这种情形下，两个绕组的总电感是： 

L_t＝2(L₁+M)                            (3)这个电感大于未耦合的总和但小于完全耦合的总电感。 

如果绕组根本不耦合，则互感和耦合系数是零，但泄漏电感仍然存在，是L1的一半，并且总电感是2L1。 

我们已经模拟并实际测试了在图2中表示的换流器。图4表示流过电感器L1或L2之一的典型电流。在这个例子中的电流在37.2千赫兹处近似是1.56安培。在波形中表示的失真与电流的直流分量有关。因为不使用专用分相变压器，所以直流电流必须流过电感器。但它通过设计适当电感器和耦合可被最小化。 

依据用途，两个电感性元件L1和L2能以不同的物理形式出现。在ICPT和感应加热的情况下，它们可以简单地是两个耦合或未耦合线圈，并且可以提供成具有中间抽头(如中心抽头)的单个绕组，或者提供成抽头绕组。由于这些绕组需要在这样的用途中自然地存在， 所以不要求附加磁性设计。对于诸如直流到直流转换器之类的其它用途，这两个线圈与功率输出绕组、反馈绕组等一起，可以集成为一个磁性元件。 

现在转到图5，图示对于直流到直流转换器用途实施图2的电感器L1和L2的实际绕组设计的例子。第一抽头绕组1可提供在鼓芯1上，并且第二抽头绕组2可提供在鼓芯2上。这仅仅地是创建绕组的方式的一个例子，并且不应该解释成以任何方式的限制。在图5中的芯1和芯2上的绕组之间的耦合可容易地调节，并且附加功率输出绕组和电压反馈绕组在必要的场合也可缠绕在一起。与扁平铁棒相比，鼓芯使得保持两侧对称更容易。 

当诸如参照图2-5描述部分耦合分相变压器之类的部分耦合分相变压器用在实际电流馈电谐振换流器中时，它在磁场方面具有两个分量：一个由谐振交流电压引起，并且另一个是直流电流。在稳态操作下，谐振交流电压近似是正弦波，而总直流电流在相反方向上从中心点相等地划分到两个绕组。 

交流磁通密度 

交流磁通密度取决于两个绕组的总匝数、在绕组上的谐振交流电压、及鼓芯尺寸。对于正弦谐振交流电压，波峰磁通密度在鼓芯横截面区域中近似是均匀的，并且由如下公式可计算交流磁通密度： 

$B_{\mathrm{ac}}=\frac{V_{\mathrm{rms}}}{4.44f{\mathrm{NA}}_e}---\left(4\right)$

其中V_rms和频率f分别是交流电压的大小(rms形式)和频率，A_e是鼓芯横截面面积。可看到，交流磁通密度与谐振腔频率成反比。较小尺寸鼓芯可用在较高频率下。 

直流磁通密度 

因为流过两个绕组的直流电流平均具有相同大小但方向不同，如图7中所示，那么如果绕组被完全耦合，则应该完全抵消直流磁通。然而对于部分耦合绕组，一些直流磁通将被抵消，但一些将保持。最终磁场分布将取决于芯的尺寸和形状、直流电流大小、匝数、及绕组如何分布。 

通过芯的集总磁通在磁性路径中具有两个分量长度：气隙长度l_g 和芯的长度l_c。这两个分量具有不同的导磁率，因此它们不能直接加在一起。在芯中的直流磁通密度可由如下公式计算： 

$B_{\mathrm{dc}}=\frac{0.4\mathrm{\π}{\mathrm{NI}}_{\mathrm{dc}}{10}^{-4}}{(l_g+\frac{l_c}{{\mathrm{\μ}}_r})}---\left(5\right)$

其中N是匝数，I_dc是直流电流，及μ_r是相对导磁率。 

在气隙路径中，导磁率是统一的，而在鼓芯中其值取决于芯的饱和程度。磁路有效长度是lg+lc/μ_r，其中μ_r是相对导磁率。鼓芯的气隙路径与lc/μ_r相比相对较大，使得绕组电感大体不受μ_r变化的影响。在这种情况下，直流磁通密度的公式可简化成： 

$B_{\mathrm{dc}}=\frac{0.4\mathrm{\π}{\mathrm{NI}}_{\mathrm{dc}}{10}^{-4}}{l_g}---\left(6\right)$

由于芯具有巨大气隙并且磁场分布得很大，所以以上公式(5)和(6)不能给出完全精确的解。实际磁场分布必须使用更先进的方法分析。已经发现名称为QUICK FIELD^TM的模拟包足以完成该任务。 

为了简化分析，可使用两个圆柱形芯。直流电流在相同和相反方向上流动时的模拟结果表明，当电流在相反方向上流动时最大磁通密度要低得多。在芯的中点中，磁通由于完全抵消而是零。最大磁通密度的减小意味着芯不容易饱和，尽管其泄漏在电流馈电谐振换流器中可准确地起直流电感器的作用。 

总磁通密度 

总磁通是直流磁通(B^dc)和交流磁通(B^ac)的叠加。 

当直流在分相绕组中流动时，直流磁通密度保持在鼓芯中，而交流磁通密度随交流电流而变化。因此最大磁通密度是： 

B_max＝B_ac+B_dc                 (7) 

考虑公式(4)和(5)，总最大磁通密度可近似地由如下得到： 

$B_{\max }=\frac{V_{\mathrm{rms}}}{4.44f{\mathrm{NA}}_e}+\frac{0.4\mathrm{\π}{\mathrm{NI}}_{\mathrm{dc}}{10}^{-4}}{(l_g+\frac{l_c}{{\mathrm{\μ}}_r})}---\left(8\right)$

集成磁性元件设计 

集成磁性元件的例子表示在图6A中。用于分相变压器的抽头绕组1和2放置在串联连接的两个鼓芯上，以获得松散耦合。这个元件设计成替换在基于常规推挽电流馈电布局的传统直流到直流转换器中使用的多个磁性元件。分相变压器和直流电感器已经集成为单个元件，并且两个功率输出绕组、以及用于ZVS的电压反馈线圈集成在内部。另外的例子表示在图6B-6E中。 

现在转到图8，设计流程图示出在用来设计根据本发明的集成磁性元件的设计过程中涉及的一般步骤。设计过程的主要目的是使具有如图2中所示电路布局的推挽电流馈电直流到直流转换器的元件的尺寸最小。下面更详细地描述步骤： 

步骤1确定系统要求：直流输入Vd和谐振频率fr

Vd是推挽电流馈电谐振换流器的输入直流电压。输入直流电压依据用途可高或低。谐振频率fr主要由谐振电容器和电感器、及近似以这个频率在过零点处接通和断开的开关确定，该频率可表达为 

$f_r=f_o\sqrt{1-\frac{1}{Q^2}}---\left(9\right)$

其中 

$f_o=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}---\left(10\right)$

并且 

$Q=\frac{2\mathrm{\π}{f}_{o}L}{R}---\left(11\right)$

注意Q是品质因子，是在特征阻抗与电阻之间的定义比值。 

步骤2.确定抽头绕组电感LsD、总电感Lt及泄漏电感Ld

Lsp是抽头绕组的电感，它与匝数和电感因数A_L成比例。Lt是两个抽头绕组的总电感，它通常设计成谐振腔电感的10倍大，这是为了避免其对于谐振腔电压、电流及频率的影响。 

泄漏电感Ld用来消除直流扼流以在输入直流电压下形成电流源。它可通过调节在这两个抽头绕组之间的耦合系数(k)而设计， 如在公式(1)中表达的那样。 

步骤3选择芯和绕线管，由芯和绕线管种类确定Ae、Le、A_L及Bw 

选择鼓芯，确定集成元件的构造的参数，包括初级电感Lp；初级、次级及反馈的匝数Np、Ns及N_F；初级绕组OD(外径)和次级绕组OD；初级和次级的裸导体直径DIA。一旦选择鼓芯，由制造商的手册中就可找到鼓芯参数Ae、磁性路径长度Le、A_L及诸如绕线管宽度Bw之类的绕线管参数。 

步骤4计算Np

初级的匝数Np取决于要求的抽头绕组的电感，由在步骤2中的给定电感因数A_L和抽头绕组电感，可使用如下公式计算单个抽头绕组的匝数： 

$\mathrm{Nsp}=\sqrt{\frac{\mathrm{Lsp}}{A_L}}---\left(12\right)$

并且初级的匝数是： 

Np＝2Nsp                    (13) 

步骤5计算Ns和N_F

次级匝数Ns由初级匝数Np和在次级电压Vs与初级电压Vp之间的比值确定，它可使用如下公式计算 

$\mathrm{Ns}=\mathrm{Np}\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Vp}}---\left(14\right)$

其中Vp＝πVd由推挽电流馈电换流器布局确定，Vs是次级电压。以上公式忽略来自次级的反射电压。类似地，反馈绕组的匝数N_F可按如下导出： 

$N_F=\mathrm{Np}\frac{V_F}{\mathrm{Vp}}---\left(15\right)$

其中V_F是其值由ZVS控制器的要求确定的反馈电压。 

步骤6计算Bmax.

另一个关键参数是在鼓芯中的最大磁通密度Bmax，它可使用公式(8)粗略地计算。 

步骤7检查Bmax

如果Bmax大于对于多种铁芯是典型最大磁通密度极限的0.3T，则芯横截面面积(鼓芯)或Np必须增大以把它降低到0.2T至0.3T的范围，如由迭代步骤11表示的那样。另一方面，如果Bmax小于0.2T，则可使用较小鼓芯，如由迭代步骤11表示的那样。 

步骤8计算OD、DIA及电流密度

由选择的鼓芯尺寸，可以确定可配合到绕线管中的单位为mm的初级和次级导线的外径OD，而因为反馈绕组携带非常少的电流，因此反馈绕组的OD始终不是问题。初级和次级的外径OD可使用(6-7)计算： 

$\mathrm{OD}=\frac{B_w{L}_N}{N}---\left(16\right)$

其中N是初级或次级的匝数，Bw是以mm为单位的没有裕量的绕线管宽度，及L_N是绕组层数。 

在选择最接近计算的直径的标准线号之后，使用来自导线表的信息可找到这个线号的裸导体直径DIA。下个步骤是计算电流密度，以使用(9-10)确保导体尺寸对于最大rms电流足够： 

$J=\frac{I_{\mathrm{rms}}}{{\mathrm{DIA}}^2\frac{\mathrm{\π}}{4}}---\left(17\right)$

其中J是以A/mm²为单位的电流密度，Irms是以安培为单位的rms电流，DIA是以mm为单位的裸导体直径。 

步骤9检查电流密度

用来设计分相变压器的电流密度可高达5A/mm²，它由普通散热条件下的绕组的最大热额定值确定。如果电流密度J高于5A/mm²，则需要更大线号来处理电流。如果允许更大绕组区域，则如由迭代步骤11表示的那样，可添加更多层，或者通过使用较大鼓芯。另一方面，如果电流密度比2A/mm²低，这远低于热极限，则如由迭代步骤11表示的那样，可使用较小鼓芯或较大Np。 

步骤10完成用于实际实施的设计

按照逐个步骤过程，完成用于直流到直流转换器的集成磁性元件的设计，并且它准备好实际实施和测试。 

本发明允许在推挽换流器中布局中的磁性元件集成，提供了显著的好处。 

由上文将看到，两个电感性元件(可能处于两个线圈的形式)用来代替在常规推挽换流器中使用的直流电感器和分相变压器，使换流器更便宜和更轻。 

在诸如感应加热、感应功率传输等等之类的多种用途中，线圈需要自然地存在。新换流器的实施例不仅对于功率传输而且对于内部电路操作便利地利用其磁场。如果希望，这使换流器完全无芯。 

换流器可同时驱动两个电感性元件。它们在原理上可耦合或不耦合，因此实际上它们能是一个线圈或两个独立线圈。当它们被分离地使用时，对于ICPT系统，轨道线圈的总长度加倍。 

如可从图2的实施例看到的那样，可以运行换流器，而不使用任何外部控制器和关联的辅助电源来控制半导体开关。驱动开关所要求的所有功率和信号可以内部产生。如可从图2看到的那样，连接点(在该例子中，每个晶体管切换装置的集电极)用来导出用于相对切换装置的驱动信号。因此成本被进一步降低。而且，元件数量减小，并且换流器的可靠性提高。 

在优选实施例中磁性元件，即电感性元件的设计使得半导体切换装置被推到开关模式中，并且还实现零电压切换，从而使EMI和切换损失最小。如果需要，控制器仍然可以用于本发明的实施例，并且任何这样的控制器可以设计成实现诸如频率或大小变化之类的其它功能。 

几乎所有类型的半导体开关可用在本发明的实施例中，包括BJT(双极晶体管)、MOSFET、IGBT等等。较小电容器在图2中可与基极电阻器R_A和R_B并联地连接，以加速基极/栅极驱动。单个或Darlington晶体管构造可用来形成等效可变电阻器以代替电阻器R_A 和R_B。如果采用MOSFET或IGBT，则简单齐纳二极管可连接在每 个开关的栅极处以限制最大电压。也可添加限流和稳压电路，以对于高电压用途改进基极/栅极驱动。 

由于自然的基极/栅极电压升高过程，在图2实施例中表示的电路可在没有任何电流或电压超调的情况下自动地启动。不需要启动控制，并且电路的操作非常容易。 

换流器是用于多种现代功率换流器的基本构造块。这种新换流器可用在其中要求高频电压或电流产生的各种用途中。这些用途包括但不限于感应耦合无接触功率传输、感应加热、直流到直流换流器、不间断电源。转换器的输出可连接到集总或扩展线圈、变压器绕组等等上。 

Claims (28)

1.一种电流馈电谐振换流器，包括：用于来自直流电源的电流供给的输入和谐振电路，谐振电路包括电容性元件和两个电感性元件，使得谐振电路可以以选择的谐振频率谐振，其中电感性元件的泄漏电感提供到谐振电路的电流源，并且把换流器与电源去耦合。

2.根据权利要求1所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件布置成分开从电源接收的电流。

3.一种电流馈电谐振换流器，包括：用于来自直流电源的电流供给的输入和谐振电路，谐振电路包括电容性元件和两个电感性元件，使得谐振电路可以以选择的谐振频率谐振；切换装置，可控制地把来自电源的电流切换到谐振电路中，并且其中，电感性元件布置成分开来自电源的电流，并且电感性元件的泄漏电感提供到谐振电路的电流源，并且把换流器与电源去耦合。

4.根据权利要求3所述的电流馈电谐振换流器，其中，切换装置包括以反相可操作的两个切换装置，以把来自电源的电流交替地切换到电感性元件中。

5.根据以上权利要求中任一项所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件被耦合。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件未被耦合。

7.根据权利要求1至4中任一项所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件包括单个绕组。

8.根据权利要求1至4中任一项所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件包括单个元件。

9.根据权利要求1至4中任一项所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件是无芯的。

10.一种电流馈电谐振换流器，包括：用于来自直流电源的电流供给的输入和谐振电路，谐振电路包括电容性元件和两个电感性元件，使得谐振电路可以以选择的谐振频率谐振；两个切换装置，用于可控制地把来自电源的电流以反相切换到谐振电路中，以把来自电源的电流交替地切换到电感性元件中，每个切换装置由从谐振电路导出的信号驱动，其中电感性元件的泄漏电感提供到谐振电路的电流源，并且把换流器与电源去耦合，并且其中电感性元件布置成分开来自电源的电流。

11.根据权利要求10所述的电流馈电谐振换流器，其中，每个切换装置提供在电感性元件与电源之间，并且驱动信号连接点提供在每个切换装置与对应电感性元件之间，用于每个切换装置的驱动信号从另一个切换装置的驱动信号连接点导出。

12.根据权利要求10或11所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件被耦合。

13.根据权利要求10或11所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件未被耦合。

14.根据权利要求10或11所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件包括单个绕组。

15.根据权利要求10或11所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件包括单个元件。

16.根据权利要求10或11所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件是无芯的。

17.一种电流馈电谐振换流器，包括：

第一和第二输入端子，用来连接到直流电功率的电源上；

两个电感性元件，每个具有第一和第二端子，每一个电感性元件的第一端子连接到第一输入端子上；

电容性元件，连接在电感性元件的第二端子之间；及

第一切换装置，连接在一个电感性元件的第二端子与第二输入端子之间，和第二切换装置，连接在另一个电感性元件的第二端子与第二输入端子之间，并且

其中，所述两个电感性元件中的至少一个的泄漏电感提供到谐振电路的电流源，并且把换流器与电源去耦合。

18.一种电流馈电谐振换流器，包括：

第一和第二输入端子，用来连接到直流电功率的电源上；

两个电感性元件，每个具有第一和第二端子，每一个电感性元件的第一端子连接到第一输入端子上；

电容性元件，连接在电感性元件的第二端子之间；及

第一切换装置，连接在一个电感性元件的第二端子与第二输入端子之间，和第二切换装置，连接在另一个电感性元件的第二端子与第二输入端子之间，并且

每个切换装置由从该切换装置未连接到的电感性元件的第二端子导出的信号驱动，并且

其中，电感性元件的泄漏电感提供到谐振电路的电流源，并且把换流器与电源去耦合。

19.根据权利要求17或18所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件被耦合。

20.根据权利要求17或18所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件未被耦合。

21.根据权利要求17或18所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件包括单个绕组。

22.根据权利要求17或18所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件包括单个元件。

23.根据权利要求17或18所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件是无芯的。

24.根据权利要求17或18所述的电流馈电谐振换流器，其中，电感性元件布置成分开从电源接收的电流。

25.根据权利要求17或18所述的电流馈电谐振换流器，其中，所述两个电感性元件中的至少一个包括感应耦合功率传输系统的初级导电路径或轨道线圈的至少一部分。

26.根据权利要求1-4、10、17和18中任一项所述的电流馈电谐振换流器，其中，所述两个电感性元件中的至少一个包括感应加热装置的至少一部分。

27.根据权利要求1-4、10、17和18中任一项所述的电流馈电谐振换流器，其中，换流器在50Hz-500kHz的频率范围中是可操作的。

28.一种设计电流馈电谐振换流器的方法，该方法包括以下步骤：选择用于换流器的谐振电路的磁性元件，该磁性元件具有足够的泄漏磁通以提供到谐振电路的电流源，并且把换流器与直流电源去耦合。

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