CN101258612A - 可调谐人造电介质 - Google Patents

Abstract

公开了调谐器件和方法。一种器件包括与人造电介质元件连接的金属结构和可变电容器件。每个可变电容器件与相应的人造电介质元件连接并与控制信号连接。对电容变化的控制使得可以进行期望的调谐。另一种器件包括与人造电介质元件连接的金属结构和在人造电介质元件之间连接的开关。使开关接通和断开使得人造电介质元件之间的电容可以变动并使得由金属结构引导的信号被调谐。

Description

可调谐人造电介质

相关申请的交叉引用

本申请要求于2005年8月4日提交的、名称为“On-Chip TunableArtificial Dielectrics Based VCO”的临时申请60/705,870、于2005年8月4日提交的、名称为“On-chip Tunable Artificial Dielectrics”的临时申请60/705,871和于2006年4月21日提交的、名称为“On-Chip TunableArtificial Dielectrics”的临时申请60/794,012的权益，其全部内容通过引用而被整体并入在此。。

政府权利

本发明是在美国海军所颁发的许可号为N66001-04-1-8934的政府支持下做出的。政府享有本发明中的某些权利。

技术领域

本公开涉及可调谐电路、器件和方法。特别地，其涉及可调谐人造电介质。

背景技术

人造电介质是本领域内已知的，并且是例如通过将小的可极化颗粒分布在均匀的背景材料中而制作的，并代表天然电介质的宏观模拟。可极化颗粒既可以是金属颗粒，也可以是电介质颗粒。可以参考例如R.E.Collin所著、位于新泽西的IEEE出版社于1990年出版的“Field Theory of GuidedWaves”第2版第749～786页或W.E.Kock所著、1948年Bell System技术周刊第27卷第58～82页的“Metallic Delay Lenses”。该两篇论文的全部内容通过引用而整体结合于此。

已知的人造电介质材料是例如分立或浮动的金属球、盘、条或棒等。当将这些材料嵌入电磁场时，这些材料的人造颗粒被所施加的场极化，其正电荷和负电荷彼此移开。这样每个颗粒充当一个偶极子，从而促成总电荷移位，并由此促成有效介电常数。

图1示出了多个浮动金属片1，其中各金属片的正电荷和负电荷2、3在所施加的场E的影响下彼此移开。电磁场所极化的偶极子充当人造电介质。

在例如W.Andress和D.Ham所著的、2004年超大规模集成电路研讨会技术论文摘要第50～53页的“Standing Wave Oscillators Utilizing Wave-Adaptive Tapered Transmission Lines”中，示出了一种基于人造电介质概念的器件，文中公开了基于人造电介质的驻波振荡器。

进而，波长或频率可调谐性对于射频(RF)、微波和毫米波组件和电路很重要。它可以用来对诸如传输线、谐振回路(resonant tank)、天线、延迟线、滤波器、感应器、转换器、平衡-不平衡转换器、双工器这样的组件和诸如放大器、混和器、滤波器、VCO、PLL这样的电路和其它利用波长或频率调谐或滤波的电路的工作频率进行调谐。

发明内容

本公开以一种新颖而独创的方式来处理以上所述的两个概念。

根据第一方面，公开了一种器件，包括：多个人造电介质元件；与多个人造电介质元件耦合的金属结构；和多个可变电容器件，每个可变电容器件具有第一端和第二端，第一端与多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件连接；其中每个第二端适于连接至控制信号，控制信号控制可变电容器件的电容的变化。

根据第二方面，公开了一种电压控制的振荡器，包括：引导输入波的金属结构；与金属结构连接的多个人造电介质元件，输入波使人造电介质元件中的金属颗粒极化；和多个可变电容器件，其每个都具有与相应的人造电介质元件连接的第一端和适于与控制信号连接的第二端，多个可变电容器件的第二端形成电压控制的振荡器的控制输入以控制输入波的频率。

根据第三方面，公开了一种对信号进行调谐的方法，包括：将金属结构与多个人造电介质元件耦合，所述金属结构适于引导待被调谐的所述信号；提供多个可变电容器件，每个可变电容器件具有第一端和第二端，第一端与多个人造电介质元件的相应人造电介质元件连接；将每个第二端连接至至少一个控制信号；和通过至少一个控制信号来改变可变电容器件的电容，从而对信号进行调谐。

根据第四方面，公开了一种器件，包括：第一多个和第二多个人造电介质元件；与所述第一多个人造电介质元件耦合的第一金属结构；与所述第二多个人造电介质元件耦合的第二金属结构；和多个开关，每个开关与第一多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件和第二多个人造电介质元件的相应人造电介质元件连接，每个开关进一步可与控制信号连接，控制信号对通过第一和第二金属结构而引导的信号的频率进行调谐。

根据第五方面，公开了一种器件，包括：多个人造电介质元件；与所述多个人造电介质元件耦合的金属结构；多个开关，每个开关具有与多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件连接的第一端子、接地的第二端子、和可与控制信号连接的第三端子，所述控制信号对通过所述金属结构引导的信号的频率进行调谐。

根据第六方面，公开了一种开关控制的振荡器(SCO)，其包括第四或第五方面的器件。

根据第七方面，公开了一种谐振器，其包括以闭环配置而连接的根据第四或第五方面的多个器件。

根据第八方面，公开了一种传输线，其包括根据第四或第五方面的器件。

根据第九方面，公开了一种开关控制的可重构滤波器，其包括根据第四或第五方面的器件。

根据第十方面，公开了一种合成器，包括：电压控制的振荡器(VCO)；连接至VCO的传输线，传输线具有传输线输入和传输线输出；适于将传输线输入上的信号与传输线输出上的信号混和的混和器，混和器具有混和器输出；和与混和器输出连接的低通滤波器，低通滤波器具有与VCO连接的低通滤波器输出，其中传输线是包括根据第四或第五方面的器件的传输线。

根据第十一方面，公开了一种锁延迟环(DLL)器件，包括：电压控制的振荡器(VCO)；连接至VCO的传输线，传输线具有传输线输入和传输线输出；适于将传输线输入上的信号与传输线输出上的信号混和的混和器，混和器具有混和器输出；与混和器输出连接的低通滤波器，低通滤波器具有低通滤波器输出；与低通滤波器输出连接的控制逻辑块，控制逻辑块具有控制逻辑块输出；其中传输线是包括根据第四或第五方面的器件的传输线。

本公开的教导可以用来对诸如传输线、谐振回路、天线、延迟线、滤波器、感应器、转换器、平衡-不平衡转换器、双工器这样的组件和诸如放大器、混和器、滤波器、VCO、PLL这样的电路和/或任何其它利用波长或频率调谐或滤波的电路的工作频率进行调谐。

可以达到高的有效介电常数，这一点，因为无源组件的小尺寸，所以在集成电路中是极其希望的。

本公开的教导兼容包括多个金属层的主流IC工艺，如CMOS、BiCMOS、双极和SiGe技术。

由于大的介电常数调谐范围而可以获得大的线性动态/调谐范围。

附图说明

已在上面讨论过的图1是示出人造电介质的一般概念的示意图。

图2示出了图1的电气等效图。

图3示出了根据本公开的结构的实施例。

图4A～4D示出了可调谐人造电介质的实例。

图5A～5C示出了根据本公开的用于可调谐人造电介质驻波谐振回路VCO的开路电压耦合的激励电路。

图6A和6B示出了VCO相位噪声的比较图。

图7是示出根据本公开可获得的品质因数的图。

图8从示意性地示出了MOS晶体管和开关符号。

图9示出了利用图8的MOS晶体管的本公开的实施例。

图10示出了图9的被放大部分的电气等效电路。

图11示出了本公开的又一实施例。

图12A示出了基于差动四分之一波长驻波传输线谐振器的开关控制的振荡器(SCO)。

图12B示出了与图11A的实施例相关的模拟图。

图13示出了行波传输线谐振器。

图14示出了基于本公开的教导的传输线。

图15A～15D示出了参考图14的实施例的模拟相移结果。

图16A～16D示出了两种不同传输线结构的特征阻抗。

图17A和17B示出了根据本公开的开关控制的可重构滤波器(SCRF)的实施例。

图18A和18B示出了根据本公开的传输线在锁相环(PLL)和锁延迟环(DLL)器件中的应用。

具体实施方式

图2是图1的电气等效图，其中示出了在金属片1的颗粒间的寄生电容4。如图2所示，产生所施加的场的电磁波通常由金属结构5如传输线、谐振回路、天线、感应器和转换器来引导，并通过人造电介质传播。

寄生电容4的变化改变了所施加的场的电磁波引起的人造偶极子分布或介电常数(电容比)，这又相应地反过来改变了所施加的场的波长。

本申请人注意到：元件间形成的电容的变化使得所施加的信号的频率可被调谐。特别地，在本公开中，公开了一种改变表征人造电介质中偶极子效果的介电常数的方式。

根据本公开的第一实施例，为了对介电常数进行调谐，使用可变电容器件如变容二极管和二极管以使得每个可变电容器件的一端连接至人造颗粒之一，且全部电容器件(或一组中的全部)的另一端结合在一起并连接至控制信号。

图3示出了根据本公开的结构的实施例，其中为了示例的目的而示出了两组可变电容器件。如以上已参考图3所讨论的，图3的示意图示出了多个人造颗粒(例如浮动金属片)1和引导电磁波的金属结构5。在图3中还示出了与金属片1连接的可变电容器件20。每个可变电容器件20的第一端连接至相应的金属片1。每个可变电容器件的第二端或每组可变电容器件的第二端连接至控制信号。对此，图3示出了控制信号CS1和CS2。

图3的被放大部分6示出了人造颗粒(例如浮动金属片)1和可变电容器件7。器件7可以是例如可变电容二极管(变容二极管)。可变电容器件7的第一端8连接至颗粒1。可变电容器件7的第二端9连接至控制信号。如图3的实施例所示，第一组可变电容器件的第二端连接至第一控制信号(控制信号1)，而第二组可变电容器件的第二端连接至第二控制信号(控制信号2)。本领域的技术人员将设计出替选实施例，其中设有单组(连接至单个控制信号)或多组可变电容器件(连接至多个控制信号)。图3的被放大部分6还示出了寄生参数如寄生电容10和寄生电阻11、12。连接至每个人造颗粒1的总可变电容20的值由可变电容7和全部寄生参数间的组合的电容的等效来决定。

控制信号(例如图3中的控制信号1和控制信号2)的变化改变了连接至每个人造颗粒1的电容20，并且由于可变电容器件20中的电容改变而由此对人造介质的介电常数具有影响效应。结果，由金属结构引导的电磁波的波速、波长变得可调谐。

由于存在虚接地，因而对于金属结构优选差分布局以引导电磁波，这就为差动结构的两条分支提供了限定得很好的信号返回路径，并由此将电磁场限制在人造电介质以内。

图4A和4B示出了可调谐人造电介质的第一实例，该可调谐人造电介质充当驻波谐振回路，并包括具有第一分支31和第二分支32的金属结构，以及与分支31和32耦合的多个人造电介质元件。在图4B的实施例中，电介质元件33可以是以交错构造分布的更小的条。元件33可以位于一层或更多层。图4A和4B示出了位于两个不同层上的条33。本领域的技术人员将理解：可以提供具有各种尺度且位于各种层上的条。通常地，层数越高则越可以隔绝电磁场渗入元件下面有损耗的硅衬底。金属结构被安置在离开人造电介质元件一段距离处。取决于工艺，金属结构和人造电介质元件之间的距离(间隔)可以是0.3μm～几微米之间的数量级。然而为了获得小到0.12μm的间隔，可以使用现代的深亚微米技术。一般地，间隔越小则人造电介质元件的极化也越好。

图4C和4D提供了可调谐人造电介质的第二实例，该可调谐人造电介质充当驻波谐振回路，包括具有分支41和42的U形金属结构40，以及多个人造颗粒43。同样在这种情况下也可提供具有各种尺度且位于各种层上的条。

如图4A和4B所示的那样的可调谐人造电介质谐振回路通常具有开路端和短路端。因此，对谐振回路中驻波信号进行传感并对谐振回路的损耗进行补偿的外部(有源)电路可以具有开路或短路接口。驻波谐振回路在开路端具有最高的电压信号并在短路端具有最大的电流信号。当将电路连接至谐振回路时，最好是不要从谐振回路中抽取过多能量。为了做到这一点，在谐振回路和电路间的开路端间应使用电压耦合，在谐振回路和电路间的短路端间应使用电流耦合。

图5A～5C提供了根据本公开的用于可调谐人造电介质驻波谐振回路VCO的开路电压耦合的激励电路的实例。

图4A和4B的电路的一些优点是：

通过变化波长或波速度来间接地对VCO频率进行调谐。结果，按照在传统振荡器中使用的与正反馈回路隔绝调谐的机制，来实现频率调谐效果，造成低得多的噪声；

将信号(即电磁波)与硅工艺中非常嘈杂且损耗大的衬底隔绝；

因为人造颗粒中没有电流流动，所以人造电介质中没有损耗；

由于隔绝衬底的机制而导致高品质因数，和无损耗人造电介质；

可以达到高的有效介电常数，这一点，因为无源组件的小尺寸，所以在集成电路中是极其希望的。

兼容于包括多个金属层的主流IC工艺，如CMOS、BiCMOS、双极和SiGe技术。

由于大的介电常数调谐范围而导致大的线性频率调谐范围。

本公开的教导允许实现这样的频率调谐效果：其造成与传统的可调谐谐振回路如LC谐振回路相比时低得多的噪声。

图6A和6B示出了根据本公开的可调谐电介质(图6A)和传统的LC谐振回路(图6B)之间的VCO相位噪声L(f)的比较。图6B示出了控制信号噪声引起的相位噪声信号部分50，这在图6A的图中不存在。

本公开的教导允许信号(即电磁波)与硅工艺中非常嘈杂且损耗大的衬底隔绝。此外，因为人造颗粒中没有电流流动，所以人造电介质中没有损耗。鉴于以上优点，如图7所示，可获得高品质因数。这种品质因数即使在高达60GHz频率的商业CMOS工艺中也非常高。

根据本公开的又一实施例，在MOS或CMOS技术中可实现嵌入式人造电介质，其具有受MOS或CMOS开关控制的自适应介电常数，以实时地在宽的频率范围上完成频率合成/调谐/跳跃、相位移动/延迟、动态阻抗匹配和带通滤波。

特别地，申请人注意到：通过与式(1)所定义的介电增量因子成反比的频率调谐范围，可以限制因使用分路CMOS可变电容器(变容二极管)导致的嵌入式人造电介质的有效电容(或介电常数)的变化。

$\frac{\mathrm{\Δf}}{f}=-\frac{1}{2}\frac{\mathrm{\Δ}{C}^{\′}}{C^{\′}}=-\frac{1}{2}\frac{\mathrm{\Δ}{C}_V}{\mathrm{\κC}+C_V}---\left(1\right)$

其中，κC是人造电介质的等效电容，C_V是变容二极管的总电容，而ΔC_V是最大电容器调谐范围。当实施大的增量因子(κ＝22)以减小芯片上谐振器尺寸时，最大调谐范围被减小至低于5％。

为了克服在现代软件无线电中实现宽带频率调谐的困难，为MOS开关的插入提供了控制嵌入式人造电介质的介电常数的又一实施例。

图8示出了MOS晶体管和开关符号。MOS晶体管包括两个连接端子(源极S和漏极D)和一个控制端子(栅极G)。MOS晶体管的体B通常接地。

图9示出了与N个金属条(或更通常是人造颗粒)83、84耦合的差动金属结构81、82。如前面已讨论过的：金属结构81、82引导波，而N个浮动金属条对83、84充当人造电介质的浮动导电障碍。图9的配置还示出了到多个MOS开关85的连接，如图9的被放大部分中所示。特别地，每个金属条对83、84分别连接至MOS开关的源极S和漏极D，而控制信号适于连接至MOS开关85的栅极G。

图10示出了图9被放大部分的电气等效电路，其开关为接通(图10的上部)或开关为断开(图10的下部)。

图11示出了又一实施例，其中金属结构101与多个金属条102耦合。图11的配置还示出了到多个MOS开关103的连接，如图11的被放大部分中所示。特别地，每个金属条102连接至MOS开关103的漏极D，而开关的源极S连接至地面104。同样，在这种情况下，控制信号(例如数字控制信号)也连接至开关103的栅极G。

在两种实施例中，当全部MOS开关为接通时，人造电介质达到其最高的介电常数，并实现以下给出的增量因子：

$\mathrm{\κ}=\frac{{\mathrm{\ϵ}}^{\′}}{\mathrm{\ϵ}}=\frac{C^{\′}}{C}=\frac{C+C_{\mathrm{AD}}}{C}---\left(2\right)$

其中C′和C分别是带有和不带有嵌入式人造电介质的单位体积电容。C_AD是由嵌入式人造电介质的N个浮动条生成的增量电容的总和，其可表达为：

$C_{\mathrm{AD}}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{C}_n^{\′}---\left(3\right)$

其中C′_n是由差动金属条对贡献的第n′个增量电容。为了计算的目的，还可参看R.E.Collin所著、位于新泽西的IEEE出版社于1990年出版的“Field Theory of Guided Waves”第2版第749～786页和D.Huang，W.Hant，N.-Y.Wang，T.W.Ku，Q.Gu，R.Wong and M.F.Chang所著、2006年2月出版的ISSCC技术论文摘要第314～655页的“A 60GHz CMOS VCO UsingOn-Chip Resonator with Embedded Artificial Dielectric for Size，Loss andNoise Reduction”。

另一方面，当每个CMOS开关被断开时，它断开金属条对并禁止它们之间的电荷交换。从效果来看，如果忽略寄生电容，则这使得C′为零。因此，通过以可编程数字控制器使选择的MOS开关接通和断开，可将人造电介质的介电常数或等效增量因子在非常大的范围(从1到κ)内并以如下非常细微的分辨率Δκ来改变：

$\mathrm{\Δ\κ}\left(n\right)=\frac{C_n^{\′}}{C}---\left(4\right)$

这导致了数字控制的有效介电常数ε′，这就允许在第i个开关接通且第j个开关断开情况下的可变传输波长，如下：

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DiCAD}}=\frac{\mathrm{\λ}}{\sqrt{1+\underset{n=I;\≠j}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ\κ}\left(n\right)}}---\left(5\right)$

其中λ_DiCAD和λ是带有和不带有人造电介质的有效波长。

本申请人已将本公开的技术“数字控制的人造电介质”(DigitalControlled Artificial Dielectric)称作DiCAD。DiCAD在现代多频段软件无线电系统中具有许多潜在应用，包括：

开关控制的振荡器(SCO)

图12A示出了以差动四分之一波长驻波传输线谐振器为基础的、带有嵌入式DiCAD的SCO。差动谐振器，比方说60GHz振荡，由一端短路的共平面条111制成，条的长度L＝320μm，宽度W＝15μm，间隔S＝10μm。在传输线下方均匀放置着间隔尺寸1μm的320对1μm金属条120，用于充当人造电介质。金属条对111、112的连接性由如前所述地插入的NMOS开关113控制。通过有选择地使NMOS接通或断开(例如通过数字控制位121)，可以以非常细微的调谐步长80MHz而同时达到非常宽的频率调谐范围(20GHz以上)，如图12B的模拟所示。特别地，图12B示出了4个频谱，其中从左到右依次是：第一个是全部开关接通时获得的，第二个是一个开关断开而其余开关接通时获得的，第三个是两个开关断开而其余开关接通时获得的，第四个是全部开关断开时获得的。

图12A的电路包括短路的电路端114和开路的电路端115、116。如早已参考谐振回路实施例而解释过的，短路的电路端形成驻波谐振器，而开路的电路端连接至激励网络117，其提供增益或负电阻-R以补偿谐振器的损耗。

此外，如图13所示，可以从行波传输线谐振器得到相似的调谐范围和分辨率。图13所示的有源负电阻-R补偿传输损耗。行波传输线谐振器本身也是已知的，例如参看J.Wood、T.C.Edwards和S.Lipa所著、2001年11月第11期IEEE JSSC第36卷的“Rotary Traveling-Wave OscillatorArrays：A New Clock Technology”。图13示出了带有四个人造电介质器件的实施例。还可提供不同数量(例如2、3、5等)的器件的实施例，只要获得闭环即可。

开关控制的移相器(SCPS)

带有嵌入式DiCAD的传输线的传播常数由下式给出：

$\mathrm{\β}=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{DiCAD}}}---\left(6\right)$

对于固定长度的传输线，改变电磁波的波长λ改变了从传输线的一端到另一端的电气长度或相位延迟。

图14示出了基于DiCAD的传输线，其可根据数字控制位来移动输出信号的相位并改变传输线的特征阻抗Z₀。因此，图14的实施例允许控制传输线的相位延迟和特征阻抗。图14的实施例的工作原理与前面的图中所描述的相同，此处将不再详细讨论。

图15A～15D示出了图14所描述的DiCAD的模拟相位移动结果，其两端都以50Ω负载来端接。相位是传输线的长度的线性函数。图15A示出了全部开关都断开和接通时输出信号的相位相对于频率的关系。点m9的频率是60GHz。点m9的相位是-53.58度。点m10的频率是60GHz。点m10的相位是-96.57度。图15B示出了全部开关都断开和接通之间的相位差相对于频率的关系。相位差是频率的线性函数。点m11的频率是60GHz。该点处的相位差是-42.990度。图15C绘出了一个开关和两个开关断开的输出相位相对于频率的关系。以此模拟下的结构，在60GHz处达到43°的线性总相移和0.07°的相移步长。信号衰减少于0.8dB。图15D示出了一个和两个断开的差之间的相位差或相位步长相对于频率的关系。

开关控制的可变阻抗(SCVI)

带有嵌入式人造电介质的传输线的特征阻抗由下式给出：

$Z_0=\sqrt{\frac{L}{C_{\mathrm{DiCAD}}}}---\left(7\right)$

其中L和C_DiCAD分别是传输线的单位长度的电感和电容。

图16A～16D示出了两种DiCAD传输线结构的特征阻抗。结构1(图16A和16B)与以上SCO和相位移动设计中使用的结构相同。图16A中的点m1具有60GHz的频率以及特征阻抗的实部为real(Z0)＝79.6Ω。图16A中的点m2具有60GHz的频率以及特征阻抗的虚部为imag(Z0)＝-1.3Ω。图16B中的点m1具有60GHz的频率以及特征阻抗的实部为real(Z0)＝44.4Ω。图16B中的点m2具有60GHz的频率以及特征阻抗的虚部为imag(Z0)＝-0.8Ω。在结构2(图16C和16D)中，L＝536μm(其中L是金属结构的长度)，W＝5μm(其中W是金属结构的宽度)而S＝10μm(其中S是两个金属结构之间的间隔)。图16C中的点m1具有60GHz的频率以及特征阻抗的实部为real(Z0)＝114.86Ω。图16C中的点m2具有60GHz的频率以及特征阻抗的虚部为imag(Z0)＝-2.97Ω。图16D中的点m1具有60GHz的频率以及特征阻抗的实部为real(Z0)＝81.86Ω。图16D中的点m2具有60GHz的频率以及特征阻抗的虚部为imag(Z0)＝-2.15Ω。分别以结构1和2而获得在宽带宽上调谐的特征阻抗的45％和30％。

开关控制的可重构滤波器(SCRF)

在过去，通过使用PCB上的双晶格常数(间隔)频率选择性分布布拉格反射器来实施固定频率/带宽的带通或带阻滤波器。参看例如T.-H.Wang和T.Itoh所著的、1987年12月第12期IEEE MTT学报第MTT-35卷的“Compact Grating Structure for Application to Filters and Resonators inMonolithic Microwave Integrated Circuits”。如图17A和17B所示，通过使用CMOS上的DiCAD传输线，格常数d_A和d_B可以通过数字地控制DiCAD开关接通或断开来重构，以改变带通或带阻滤波器特征。此可重构滤波器结构具有紧凑的尺寸、低插入损耗和极宽可调谐的带宽、以及中心频率。

开关控制的PLL/DLL

图18A和18B示出了DiCAD嵌入式传输线在合成器如锁相环(PLL)(图18A)和锁延迟环(DLL)(图18B)中的应用。

参考图18A的PLL，电压控制的振荡器(VCO)181连接至传输线182。VCO 181可以是传统的VCO或在图12A中所描述的开关控制的振荡器(SCO)。传输线182是参考图14已描述过的λ/4传输线。传输线的输入183和输出184在混和器185中混和，该混和器185的输出被提供给低通滤波器186和连接至VCO 181的电荷泵187。混和器186、低通滤波器186和电荷泵187形成PLL的反馈回路的一部分。输出188形成PLL的锁相输出。

参考图18B的DLL，许多元件与图18A的实施例完全相同。然而，低通滤波器186的输出被发送至控制逻辑块189，而块189的输出形成数字控制位，其控制传输线182的MOS晶体管的通断切换。输出190形成DLL的锁相输出。

这些结构的优点包括：

低功率；

与高频电路中的传统结构相比，不需要大功耗的高速分频器；

高速；

由于非常短的锁相环(没有分频器链)而导致快速捕获和跟踪时间；

低杂散(spurs)；

在每一循环中校正频率和相位中的错误(没有由传统结构中的长分频链造成的延迟)；

大的捕获/跟踪范围；

DiCAD提供极宽的频率调谐范围。

以DiCAD为基础的SCO、SCPS、SCVI、SCRF和SCPLL/DLL是为多频带和多模式通信系统而建立具有可重构的灵敏的跳频能力的软件无线电的关键建立块。本公开的系统和方法的优点包括：

对频率、相位延迟和特征阻抗的极宽和线性的调谐范围；

具有非常细微的调谐步长的数字可控制的调谐范围，适宜于软件无线电的实施；

宽的阻抗调谐对于线性功率放大器和宽带阻抗匹配尤为重要。

基于芯片上DiCAD的SCO、移相器、阻抗匹配网络已经用硅来设计、模拟和实施。

具有对频率、相位延迟和阻抗的宽的调谐范围的数字控制人造电介质对于软件无线电的实施很重要。DiCAD可用来对诸如谐振回路、天线、滤波器、平衡-不平衡转换器、双工器这样的组件的工作频率进行调谐；调谐传输线中的相位延迟；缩小感应器和转换器的尺寸。它可以用来插入到诸如放大器、混和器、滤波器、振荡器、PLL/DLL这样的电路和带有大的频率、相位延迟或阻抗调谐需求的任何其它电路。所公开的技术和电路对于软件无线电的建立块电路是理想的。

在图9和11中示出了两种不同的结构。图9示出了差动结构，其中因为全部差动结构中存在的虚接地而不需要接地参考。图11示出了结合接地参考的非差动结构。后续图12A、13、14、17A和17B的实例已参考图9的不同结构而说明了。然而，本领域的技术人员将理解：在阅读了本公开后，图9和11的两种结构可在其间彼此互换，且图12A、13、14、17A和17B的实例可以以图11中所示的结构来实施。

进而，参考开关实施例，尽管优选为存在MOS或CMOS开关，但也可以使用其它种类的具有三个或更多端子的开关种类。

因此，总之，根据本公开的实施例之一，公开了调谐器件和方法。一种器件包括与人造电介质元件连接的金属结构，和可变电容器件。每个可变电容器件与各人造电介质元件连接并与控制信号连接。对电容变动的控制使得可以进行期望的调谐。另一种器件包括与人造电介质元件连接的金属结构和在人造电介质元件之间连接的开关。使开关接通和断开使得人造电介质元件之间的电容可以变动并使得由金属结构引导的信号被调谐。

尽管示出和说明了本发明的几种示意性的实施例，但本领域的技术人员还将注意到许多变动和替选的实施例。这种变动和替选的实施例被设计并可以在不脱离如所附权利要求书中定义的发明的精神和范围的情况下而被制作。

Claims (50)

1.一种器件，包括：

多个人造电介质元件；

与所述多个人造电介质元件耦合的金属结构；和

多个可变电容器件，每个可变电容器件具有第一端和第二端，所述第一端与所述多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件连接；

其中每个第二端适于连接至控制信号，所述控制信号控制所述可变电容器件的电容的变化。

2.根据权利要求1所述的器件，其中所述金属结构适于携带使所述人造电介质元件中的颗粒极化的信号。

3.根据权利要求1或2所述的器件，其中所述多个可变电容器件包括可变电容器件的组，同一组的每个可变电容器件使其第二端适于连接至同一控制信号。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的器件，其中所述人造电介质元件是浮动金属片。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的器件，其中所述金属结构是包括第一分支和第二分支的差动结构。

6.根据权利要求1～4中的任一项所述的器件，其中所述金属结构是包括金属分支和接地参考的单端结构。

7.根据权利要求5所述的器件，其中所述第一分支和第二分支在其第一端被短路且在其第二端被开路。

8.根据权利要求7所述的器件，其中所述被短路的第一端通过电流耦合而可连接至附加电路，所述被开路的第二端通过电压耦合而可连接至附加电路。

9.根据权利要求1～4中的任一项所述的器件，其中所述金属结构为U形。

10.根据权利要求1～9中的任一项所述的器件，所述器件是电压控制的振荡器，所述电压控制的振荡器的频率由所述控制信号进行调谐。

11.一种电压控制的振荡器，包括：

引导输入波的金属结构；

与所述金属结构连接的多个人造电介质元件，所述输入波使所述人造电介质元件中的金属颗粒极化；和

多个可变电容器件，其每个都具有与相应的人造电介质元件连接的第一端和适于与控制信号连接的第二端，所述多个可变电容器件的所述第二端形成所述电压控制的振荡器的控制输入以控制所述输入波的频率。

12.根据权利要求11所述的电压控制的振荡器，其中所述金属结构是包括第一分支和第二分支的差动结构。

13.根据权利要求11所述的电压控制的振荡器，其中所述金属结构是包括金属分支和接地参考的单端结构。

14.根据权利要求12所述的电压控制的振荡器，其中所述第一分支和第二分支在其第一端被短路且在其第二端被开路。

15.一种对信号进行调谐的方法，包括：

将金属结构与多个人造电介质元件耦合，所述金属结构适于引导待被调谐的所述信号；

提供多个可变电容器件，每个可变电容器件具有第一端和第二端，所述第一端与所述多个人造电介质元件中的相应的人造电介质元件连接；

将每个第二端连接至至少一个控制信号；和

通过所述至少一个控制信号来改变所述可变电容器件的电容，从而对所述信号进行调谐。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述多个可变电容器件包括可变电容器件的组，同一组的每个可变电容器件使其第二端连接至同一控制信号。

17.根据权利要求15或16所述的方法，其中所述人造电介质元件是浮动金属片。

18.根据权利要求15～17中的任一项所述的方法，其中所述金属结构包括第一分支和第二分支。

19.根据权利要求18所述的方法，其中所述第一分支和第二分支在其第一端被短路且在其第二端被开路。

20.根据权利要求19所述的方法，进一步包括：

将所述被短路的第一端通过电流耦合而连接至附加电路。

21.根据权利要求19或20所述的方法，进一步包括：

将所述被开路的第二端通过电压耦合而连接至附加电路。

22.根据权利要求15～21中的任一项所述的所述方法，其中对所述信号进行调谐以控制电压控制的振荡器的频率。

23.一种器件，包括：

第一多个和第二多个人造电介质元件；

与所述第一多个人造电介质元件耦合的第一金属结构；

与所述第二多个人造电介质元件耦合的第二金属结构；和

多个开关，每个开关与所述第一多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件和所述第二多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件连接，每个开关进一步可与控制信号连接，所述控制信号对通过所述第一和第二金属结构而引导的信号的频率进行调谐。

24.根据权利要求23所述的器件，其中每个开关是具有栅极、源极和漏极的金属氧化物半导体(MOS)开关，所述栅极与所述控制信号可连接，所述源极与所述第一多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件连接，且所述漏极与所述第二多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件连接。

25.根据权利要求23或24所述的器件，其中所述控制信号适于将每个开关在第一状态和第二状态之间切换，在该第一状态下，在与所述开关连接的所述相应人造电介质元件之间建立第一电容，在该第二状态下，在与所述开关连接的所述相应人造电介质元件之间建立不同于所述第一电容的第二电容。

26.一种开关控制的振荡器(SCO)，其包括权利要求23所述的器件。

27.根据权利要求26所述的SCO，其中所述第一和第二金属结构在其一端被短路且在其另一端被开路。

28.根据权利要求27所述的SCO，进一步包括提供负电阻效应的激励网络，所述激励网络连接至所述第一和第二金属结构的所述被开路端。

29.一种谐振器，其包括根据权利要求23～25中的任一项所述的多个器件，所述器件以闭环配置而连接，其中在每个器件中，所述第一和第二金属结构在两端处都连接至负电阻配置。

30.根据权利要求29所述的谐振器，其中所述多个器件是四个器件。

31.一种传输线，其包括根据权利要求23～25中的任一项所述的器件，其中所述第一和第二金属结构具有第一端和第二端，所述第一和第二金属结构的第一端形成所述传输线的输入，且所述第一和第二金属结构的第二端形成所述传输线的输出。

32.一种开关控制的可重构滤波器，其包括根据权利要求23～25中的任一项所述的器件，其中所述开关的接通期间的长度和断开期间的长度是可控制的。

33.一种器件，包括：

多个人造电介质元件；

与所述多个人造电介质元件耦合的金属结构；和

多个开关，每个开关具有与所述多个人造电介质元件中的相应人造电介质元件连接的第一端子、接地的第二端子和可与控制信号连接的第三端子，所述控制信号对通过所述金属结构引导的信号的频率进行调谐。

34.根据权利要求33所述的器件，其中所述开关是金属氧化物半导体(MOS)开关，所述第一、第二和第三端子分别是所述MOS开关的漏极、源极和栅极。

35.一种开关控制的振荡器(SCO)，其包括权利要求33或34所述的器件。

36.一种谐振器，其包括根据权利要求33或34所述的多个器件，所述器件是以闭环配置而连接的。

37.一种传输线，其包括权利要求33或34所述的器件。

38.一种开关控制的可重构滤波器，其包括权利要求33或34所述的器件。

39.一种合成器，包括：

电压控制的振荡器(VCO)；

连接至所述VCO的传输线，所述传输线具有传输线输入和传输线输出；

适于将所述传输线输入上的信号与所述传输线输出上的信号混和的混和器，所述混和器具有混和器输出；和

与所述混和器输出连接的低通滤波器，所述低通滤波器具有与所述VCO连接的低通滤波器输出，

其中所述传输线是根据权利要求31所述的传输线。

40.根据权利要求39所述的合成器，所述合成器是锁相环(PLL)器件。

41.根据权利要求39或40所述的合成器，进一步包括连接在所述低通滤波器和所述VCO之间的电荷泵。

42.根据权利要求39～41中的任一项所述的合成器，其中所述VCO包括根据权利要求23～25中的任一项所述的器件。

43.根据权利要求39～41中的任一项所述的合成器，其中所述VCO包括根据权利要求33或34所述的器件。

44.一种锁延迟环(DLL)器件，包括：

电压控制的振荡器(VCO)；

连接至所述VCO的传输线，所述传输线具有传输线输入和传输线输出；

适于将所述传输线输入上的信号与所述传输线输出上的信号混和的混和器，所述混和器具有混和器输出；

与所述混和器输出连接的低通滤波器，所述低通滤波器具有低通滤波器输出；

与所述低通滤波器输出连接的控制逻辑块，所述控制逻辑块具有控制逻辑块输出；

其中所述传输线是根据权利要求31所述的传输线。

45.一种合成器，包括：

电压控制的振荡器(VCO)；

连接至所述VCO的传输线，所述传输线具有传输线输入和传输线输出；

适于将所述传输线输入上的信号与所述传输线输出上的信号混和的混和器，所述混和器具有混和器输出；和

与所述混和器输出连接的低通滤波器，所述低通滤波器具有与所述VCO连接的低通滤波器输出，

其中所述传输线是根据权利要求37所述的传输线。

46.根据权利要求45所述的合成器，所述合成器是锁相环(PLL)器件。

47.根据权利要求45或46所述的合成器，进一步包括连接在所述低通滤波器和所述VCO之间的电荷泵。

48.根据权利要求45～47中的任一项所述的合成器，其中所述VCO包括根据权利要求23～25中的任一项的器件。

49.根据权利要求45～47中的任一项所述的合成器，其中所述VCO包括根据权利要求33或34所述的器件。

50.一种锁延迟环(DLL)，包括：

电压控制的振荡器(VCO)；

连接至所述VCO的传输线，所述传输线具有传输线输入和传输线输出；

适于将所述传输线输入上的信号与所述传输线输出上的信号混和的混和器，所述混和器具有混和器输出；

与所述混和器输出连接的低通滤波器，所述低通滤波器具有低通滤波器输出；

与所述低通滤波器输出连接的控制逻辑块，所述控制逻辑块具有控制逻辑块输出；

其中所述传输线是根据权利要求37所述的传输线。

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