CN101236442A - 用于改善电源负载调整率的装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于改善电源负载调整率的装置。该装置包括：可调基准电压源，连接至电压误差放大器的同向输入端，用于通过调节电压误差放大器的通向输入端的参考电压来调节输出电压；输出电流采样补偿模块，用于对输出电流进行采样并对采样的信号进行处理形成补偿信号，将补偿信号传输至输出电压采样反馈模块；输出补偿信号滤波模块，用于对输出电流采样补偿模块输出的补偿信号进行过滤，并将过滤后的补偿信号输出至输出电压采样反馈模块；输出电压采样反馈模块，连接至电压误差放大器的反向输入端，用于对输出电压进行实时检测；以及电阻，位于输出线路上。

Description

用于改善电源负载调整率的装置

技术领域

本发明涉及通信领域，更具体地涉及一种用于改善电源负载调整率的装置。

背景技术

通信用电源通常组成各种容量的系统对负载供电，不同的负载对电源的负载调整率有不同的要求，《通信用高频开关整流器》的行业标准要求负载调整率不超过0.5％，但有的设备对电源的调整率要求更高。早期的电源，当输出电流超过50A时，输出端通常以汇流排的方式减少输出电阻、降低压降，负载调整率易满足行业要求；但随着电源的体积不断缩小，功率密度不断提高，输出25A至50A的电源输出端很少再采用汇流排方式减少电阻，同时因PCB减少，输出铜箔宽度有一定程度的减少，接插件也缩小了体积，不能再通过机械方式在结构上实现插拔。在输出部分的热插拔控制方式上一般采用通过检测电源输出电压与母线电压之差来控制串在输出线上的继电器或MOSFET的开关来实现，考虑成本和体积，电源的输出线上走线压降、热插拔元件的压降、接插件等造成总电阻较大，使得负载调整率下降，稍严重一点的难以满足行业的标准，更满足不了负载对供电电源负载调整率指标较高的要求。

由于技术或需求的原因，大多数电源的对因输出线部分电阻造成负载调整率的下降没有采取措施。但输出电流为毫安级且对负载调整率要求很高的小功率电源，有通过增加一个用于补偿的电阻来改善负载调整率的(如图1所示)，通过引入补偿电阻R5，当 $R5=(R3+R4)\×\frac{R1}{R2},$ 输出电压Vbus将不随输出电流I的变化而改变，即负载调整率理论上可为零，实际上VREF及电阻等具有离散性，误差不可能恒定不变，但可很大程度地抵消了输出线阻的影响，改善了负载调整率(可接近零)。

但此电路有如下不足之处：

一是补偿电阻须位于输出滤波电路之后，流过补偿电阻R5的电流将与输出直流电流完全相等，同时流过采样电阻的纹波电流和噪声电流必须少。如将采样电阻接在如图2所示的位置，即接在输出滤波之前，其采样电流中含有较大的纹波电流和很大的噪声电流，特别是空载和轻载时噪声电流往往远远大于其中的直流成分，则电源不能正常工作，而通信电源输出采样电阻(分流器)同时作为输出电流上传给监控的采样电阻、输出过流保护和限流电路、均流或作为电流内环的采样电阻。为了更好的实现各项功能指标，分流器常常需接在输出滤波的前面。

二是如通过调整输出电压采样电阻改变输出电压，则改变输出电压后的电源的负载调整率将相应变化，不能保证在输出电压变化的全范围内做到理想的补偿，如输出整定电压补偿后调整率为理论值零，则调高输出电压后将出现过补偿，即输出电流越大则输出电压会越高，调低输出电压后则会造成补偿不足。

三是对一定的输出线上电阻R3、R4和VERF，为做到有效补偿，有时对补偿电阻有严格的要求，选型难，再则是难以直接借用已有的输出电流采样用分流器。在输出大电流的通信电源中一般采用数毫欧或零点几毫欧(精度为±1％)的分流器作为输出电流的采样电阻，而为了将输出电压做到理想的补偿，负载调整率尽量小，如VREF＝2.5V，R3+R4＝5mΩ，输出53.5V，则负载调整率为零时的输出补偿电阻R5应为0.245mΩ±1％，用于改善负载调整率的采样分流器必须小于0.245mΩ才可以，不能直接借用输出端已有的用于输出电流采样的但阻值超过负载调整率补偿到零所需的电阻值的分流器；电阻越小功耗越小，从减少无用损耗来看更好，但是电阻太小采样信号太小，有用信号易受噪声干扰，导致较大检测误差，难以实现输出电流采样后进行各种有效控制的预期效果，其次是在分流器本身的制作和在分流器装上PCB的装配焊接过程之中，其精度是很难控制的，也会因此而带来过多的不良品。

发明内容

鉴于以上一个或多个问题，本发明提供了一种用于改善电源负载调整率的装置。

根据本发明的用于改善电源负载调整率的装置包括：可调基准电压源，连接至电压误差放大器的同向输入端，用于通过调节电压误差放大器的通向输入端的参考电压来调节输出电压；输出电流采样补偿模块，用于对输出电流进行采样并对采样的信号进行处理形成补偿信号，将补偿信号传输至输出电压采样反馈模块；输出补偿信号滤波模块，用于对输出电流采样补偿模块输出的补偿信号进行过滤，并将过滤后的补偿信号输出至输出电压采样反馈模块；输出电压采样反馈模块，连接至电压误差放大器的反向输入端，用于对输出电压进行实时检测；以及电阻，位于输出线路上。

根据本发明的用于改善电源负载调整率的装置还包括：滤波电容器，其一端接地，另一短连接至输出电压；滤波电感器，连接至输出电压，用于对输出电压进行滤波；整流二极管，连接滤波电感器，用于对滤波后的输出电压进行整流。

其中，可调基准电压源通过以下至少一种方式来实现：硬件调节方式和软件调节方法。

其中，输出电流采样补偿模块包括：采样模块，用于对输出电流进行采样，并将采样信号发送至信号处理模块；以及信号处理模块，用于对采样信号进行处理以形成补偿信号，并将补偿信号发送至输出电压采样反馈模块。其中，采样模块为分流器。信号处理模块成比例地衰减采样信号以形成补偿信号。

本发明通过引入采样补偿电路和可调基准电路，可以对单一输出电压电源或宽范围输出电压的电源的负载调整率进行灵活有效的补偿，从而使得负载调整率接近零。对于已有输出分流器作为输出电流采样的电路，则只需增加几个小功率电阻和电容即可实现非常理想的接近零的负载调整率，增加成本不到0.1元，成本很小；对于没有分流器作为输出的电流采样的电路，则再增加一个分流器，增加的成本也很低。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是现有技术中改善负载调整率的电路；

图2是通信电源中常见的输出电流采样用分流器的电路；

图3是根据本发明实施例的用于改善电源负载调整率的装置的电路结构图；

图4是根据本发明实施例的用于改善电源负载调整率的装置的电路原理图；以及

图5是根据本发明实施例的在图4所示的实施例中用PWM调节基准电压源的电路图。

具体实施方式

下面参考附图，详细说明本发明的具体实施方式。

图3示出了根据本发明实施例的用于改善电源负载调整率的装置的电路结构图。如图3所示，该用于改善电源负载调整率的电路包括：可调基准电压源302、输出电流采样补偿电路304、输出补偿信号滤波电路306、输出电压采样反馈电路308、和输出线路上的电阻310。该用于改善电源负载调整率的电路还可以进一步包括用于输出整流的二极管、用于输出滤波的电感和滤波电容。

其中，可调基准电压源在输出采样电路和补偿电阻参数使得电源在额定输出电压下保证输出负载调整率接近零或预期的设计目标情况下，保持不变，通过调节电压误差放大器的同向输入端的参考电压来调节输出电压，使得输出电压满足预定的宽设计范围，同时任意输出电压下的负载调整率将基本接近于零。可调基准电压源的实现方式包括但不限于以下两种：一、硬件调节方式，即通过调节电位器的分压来调节基准电压源；二、软件调节方式，可直接利用监控给定基准电压源，也可利用PWM来进行调节。

输出电流采样补偿电路通过对输出电流进行采样(采样信号与输出电流成线性比例关系)，并对采样信号进行处理以形成补偿信号，然后将补偿信号送给输出电压取样反馈电路，使得输出电流增大则输出电压适当升高，以消除输出电子电阻造成的压降。其实现方式包括：输出补偿用的采样分流器，如因需借用已有的阻值较大的分流器或需要补偿的信号偏小，可通过对分流器的采样信号进行比例衰减采样，从而简单、灵活地对分流器进行选型，更可直接利用输出端用于其它保护(如限流、过流等)采样用的分流器。

输出补偿信号滤波电路用于对补偿信号滤除杂音，在不同输出电流情况下信噪比是不同的。在空载和轻载时，噪声信号相对较大，具体情况则同变压器的结构、绕制方式所确定的偶合电容的大小、开关工作频率的大小、及输出电感的大小或有无有很大关系。对于采样信号中杂音很大的情况，此滤波电路是必须的，否则，电源不能正常或稳定的工作。

输出电压采样反馈电路包括输出电压采样电阻。通过对输出电压进行取样和反馈给电压误差放大器的反向输入端，可以实现对输出电压的实时检测，从而可以保证输出电压的稳定。

电源的输出电压采样点与负载之间或多或少存在一定的距离和连线，所以在输出线路上存在电阻。当输出电压采样点的电压恒定时，此电阻将造成输出到负载上的电压随输出电流的增大而减少，从而造成负载调整率的降低。改善负载调整率便是为了在此电阻不能减少的情况下通过适当升高输出电压以消除此电阻造成的压降，从而保证在负载上的电压是恒定的或是变化尽量小以提高负载调整率。

图4是根据本发明的实施例的电路原理图。图5是在图4所示的实施例中用PWM调节基准电压源的电路的电路图。

如图5所示，光耦D5的第1脚接PWM信号，第2脚接PWM信号地GND1(如不需隔离则可将GND1直接接电源地GND)，电阻R12的一端、电阻R14的一端、电阻R13的一端与光耦D5的第4脚相连，电阻R12的另一端、可调电位器RP2的一端、电阻R24的一端、电阻R21的一端、电容C5的一端、电容C6的一端、稳压器D4的阳极、三极管VT1的发射极与光耦D5的第3脚相连于电源地GND，电阻R14的另一端与三极管VT1的基极相连，电阻R13的另一端、电阻R17的一端、以及电阻R19的一端与电源VCC相连，电阻R17的另一端、三极管VT1的集电极、可调电位器RP2的另一端及可调端与R16的一端相连，电阻R16的另一端、电容C5的另一端与电阻R18的一端相连，电阻R18的另一端、电容C6的另一端与电阻R15的一端相连，电阻R15的另一端、电阻R24的另一端、和电阻R23的一端相连于可调基准电压VREF点，电阻R23的另一端、电阻R20的一端、电阻R19的另一端与稳压器D4的阴极相连于VREF1，电阻R20的另一端、电阻R21的另一端与稳压器D4的基准电压端相连于VREF2。

此电路通过对PWM(脉宽调制)波形调节电阻R23和电阻R24的分压。当PWM的占空比变化时，可调基准电压源VERF的电压相应改变，占空比越大，则可调基准电压源VERF的电压越大，通过在一定范围内调节PWM的占空比，可以实现一定范围内的可调基准电压源VERF的电压。RP2用来当PWM波形在某一固定占空比且输出半载电流时将输出电压微调整到额定输出电压，当没有PWM波形时，VT1深饱和导通，CE结电压接近零。电压VREF1是高精度的参考电压，电阻R15、电阻R16、电阻R18、电阻R23、和电阻R24都取高精度电阻如1％，从而可调基准电压VREF也是高精度的固定电压源。

相关表达式如下：

$\mathrm{VREF}1=\mathrm{VREF}2\×\frac{R20+R21}{R21}$

令 $R100=\frac{R24\×(R15+R16+R18)}{R24+R15+R16+18}$

则 $\mathrm{VREF}=\mathrm{VREF}1\×\frac{R100+R23}{R100}$

此电压源的高精度保证了在没有PWM波形时，可通过调节可调电位器RP1将输出电压整定成高度一致，如为了保证通信电源系统各单体相互间更好地均流，一般将单体的输出电压整定在误差不超过±0.2％的范围内。

在没有PWM波形时，整定好输出电压后将可调电位器RP1固定。当PWM波形在某一固定占空比且输出半载电流时，通过调节可调电位器RP2将输出电压微调整定到额定输出电压，从而保证输出电压的高精度，保证通信电源在同一PWM调压下输出电压误差在不超过±0.2％的范围内。

图4是用于改善电源负载调整率的装置的电路原理图，其中的各元件与图3中的功能电路的对应关系如下：输出电流采样补偿电路由分流器R5、电阻R7、与电阻R8构成；输出补偿信号滤波电路由电阻R9与电容C2构成；输出电压采样反馈电路由电阻R2、电阻R1、可调电位器RP1、和R9构成；输出线路上的电阻是电阻R3和电阻R4的总的等效电阻；可调基准电压源VREF是用PWM调节的基准电压源电路。

其中，输出整流二极管VD1的阴极、输出整流二极管VD2的阴极与输出滤波电感L1的一端相连(输出整流二极管VD1的阳极、输出整流二极管VD2的阳极分别与变压器的副边绕组相连)，输出滤波电感L1的另一端、电容C1的一端、电阻R3的一端与电阻R2的一端相连于Vout+，电阻R3的另一端与电容C4的一端相连于Vbus+，电阻R2的另一端、电阻R1的一端与电阻R11的一端相连，电阻R11的另一端与电压误差放大器D1A的反向输入端第2脚相连，电压误差放大器D1A的第8脚接VCC，电压误差放大器D1A的第4脚接GND，电阻R1的另一端与可调电位器RP1的一端及可调端相连，可调电位器RP1的另一端、电容C2的一端与电阻R9的一端相连，电阻R9的另一端、电阻R7的一端与电阻R8的一端相连，电阻R7的另一端、分流器R5的一端相连于Vout-(变压器副边绕组的一端)，电容C1的另一端、电容C2的另一端、电容C3的一端、电阻R8的另一端、电阻R4的另一端与分流器的另一端相连于电源地GND，电阻R4的另一端与电容C4的另一端相连于Vbus-，电阻R10的一端与可调基准电压源VRF相连，电阻R10的另一端、电容C3的另一端与电压误差放大器D1A的同向输入端第3脚相连。

其中，R5为串在输出主电路的分流器，由于经滤波电路滤除了流过采样补偿电路的噪声，故忽略噪声电流带来的影响，稳态分析如下：

令：R101＝R3+R4，

R102＝R1+R9+RP1

$R103=R7//R102=\frac{R7\×(R1+R9+\mathrm{RP}1)}{R7+R1+R9+\mathrm{RP}1}$

$R104=R8//(R7+R5)=\frac{R8\×(R7+R5)}{R8+R7+R5}$

R105＝R8+R7//R102

R106＝R105//R5

$\mathrm{Vbus}=\mathrm{Vout}\_I\×R101=\mathrm{Vout}1+V1-I\×R101$

$=\frac{R2+R102}{R102}\×(\mathrm{VREF}-V1)+V1-I\×R101$

$=\frac{R2+R102}{R102}\×\mathrm{VREF}-\frac{R2}{R102}\×V1-I\×R101$

$V1=\mathrm{IR}8\×R8$

$=(\frac{-I\×R5}{R105+R5}+\frac{\mathrm{VREF}}{R102+R104}\×\frac{R104}{R8})\×R8$

$\mathrm{Vbus}=\frac{R2+R102}{R102}\×\mathrm{VREF}+(\frac{I\×R5}{R105+R5}-\frac{\mathrm{VREF}}{R102+R104}\×\frac{R104}{R8})\×R8\×\frac{R2}{R102}$

$-I\×R101$

令 $\mathrm{VOUT}2=\frac{R2+R102}{R102}\×\mathrm{VREF}-\frac{\mathrm{VREF}}{R102+R104}\×\frac{R104\×R2}{R102}$

则 $\mathrm{Vbus}=\mathrm{VOUT}2+(\frac{R5\×R8\×R2}{(R105+R5)\×R102}-R101)\×I---\left(1\right)$

从以上Vbus表达式(1)中可知，只要取 $\frac{R5\×R8\×R2}{(R105+R5)\×R102}=R101,$ 则如式(2)得出的输出电压Vbus保持恒定，与输出电流无关，从而负载调整率理论上为零；此时仅改变VREF的值可改变输出电压Vbus，不会影响负载调整率。

Vbus＝VOUT2(2)

如R5＝0或R8＝0，即没有引入补偿的电路，则(1)式变为，

Vbus＝VOUT2-I×R101，(3)

即输出电压将随输出电流I的增大而线性下降。

在实际设计时，分流器的电阻为毫欧级，R7、R8的电阻约为欧姆级，R102的电阻为千欧姆级，则因R7，R8＜＜R102；R5＜＜R7、R8，从而Vbus表达式(1)可近似如下：

$\mathrm{Vbus}=\frac{R2+R102}{R102}\×\mathrm{VREF}+(\frac{R2\×R8}{R102\×(R7+R8)}\×R5-R101)\×I---\left(4\right)$

从(4)可知，当 $\frac{R2\×R8}{R102\×(R7+R8)}\×R5=R101$ 时，如式(5)得出的输出电压的负载调整率为零；此时仅改变VREF的值可改变输出电压Vbus，但不会影响负载调整率，但通过改变R102的值如调节RP1来改变输出电压，则负载调整率不再为零，调高输出电压造成输出电压随输出电流的增大而线性增大，调低输出电压会造成负载调整率变差，偏离理想近似为零的效果。

$\mathrm{Vbus}=\frac{R2+R102}{R102}\×\mathrm{VREF}---\left(5\right)$

当R8为零时，则没有引入补偿，此时(4)表达变成如下：

$\mathrm{Vbus}=\frac{R2+R102}{R102}\×\mathrm{VREF}+-R101\×I---\left(6\right)$

即输出电压将随输出电流I的增大而线性下降。

当R8为无穷大，即将分流器R5全部作为补偿用，此时(4)表达变成

$\mathrm{Vbus}=\frac{R2+R102}{R102}\×\mathrm{VREF}+(\frac{R2}{R102}\×R5-R101)\×I---\left(7\right)$

如此时 $R5=\frac{R102}{R2}\×R101,$ 则电源的负载调整率为零。但是，在实际情况下，对于一定输出电压，

是确定的，如 $R5>\frac{R102}{R2}\×R101$ 时，如将R5作完全补偿用则会导致过补偿，即会导致输出电压将随输出电流I的增大而线性增大，因此，对此情况，通过R7、R8的引入、灵活地调节参数，来实现负载调整率为零。

另外，对于滤波电路R9和C2，R9不能取值过大，如取R9＞＞(RP1+R1)，则会因电容C2的存在、负载瞬间切换等原因造成输出电压突变时会导致输出电压动态响应变慢，瞬态响应性能指标变差。为了保证良好的瞬态响应，可将电阻R9取值适当小，但将电容C2容量适当取大，以确保能率除噪声干扰。其中，电容C4用于滤除输出端的高频噪声。

当没有PWM波时，为了将输出电压整定成误差范围很小，需利用可调电位器RP1进行微调，保证通信电源即使在没有PWM波形的情况下输出电压的高精度，可调电位器RP1的整定电阻值是在输出此整定电压下时满足输出负载调整率为零，输出电压按预设计整定好后，不能再通过调节此电位器来调节改变电压，那样会造成负载调整率偏差过大。为了保证在输出电压全范围内负载调整率近似为零，在通过RP1和RP2整定好输出电压后只能通过调节PWM的占空比来调节输出电压。

由上可知，根据本发明实施例的用于改善电源负载调整率的装置的电路具有如下特点：一、分流器位于输出滤波前后不影响电源的正常稳定工作；二、对分流器的选型容易，扩大了分流器的阻值范围，也可直接借用已有的作输出电流采样用的分流器来作为补偿采样电阻；三、可实现在宽输出电压全范围内做到有效的补偿，理论上任意输出电压下的负载调整率都可接近零。

本发明通过引入采样补偿电路和可调基准电路，可以对单一输出电压电源或宽范围输出电压电源的负载调整率进行灵活有效的补偿，从而使得负载调整率接近零。对于已有输出分流器作为输出电流采样的电路，则只需增加几个小功率电阻和电容即可实现非常理想的接近零的负载调整率，增加成本不到0.1元，成本很小；对于没有分流器作为输出的电流采样的电路，则再增加一个分流器，增加的成本也很低。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1. 一种用于改善电源负载调整率的装置，其特征在于包括：

可调基准电压源，连接至电压误差放大器的同向输入端，用于通过调节所述电压误差放大器的通向输入端的参考电压来调节输出电压；

输出电流采样补偿模块，用于对输出电流进行采样并对采样的信号进行处理形成补偿信号，将所述补偿信号传输至输出电压采样反馈模块；

输出补偿信号滤波模块，用于对所述输出电流采样补偿模块输出的补偿信号进行过滤，并将过滤后的补偿信号输出至所述输出电压采样反馈模块；

所述输出电压采样反馈模块，连接至所述电压误差放大器的反向输入端，用于对输出电压进行实时检测；以及电阻，位于输出线路上。

2. 根据权利要求1所述的用于改善电源负载调整率的装置，其特征在于，还包括：滤波电容器，其一端接地，另一短连接至所述输出电压。

3. 根据权利要求1所述的用于改善电源负载调整率的装置，其特征在于，还包括：滤波电感器，连接至所述输出电压，用于对所述输出电压进行滤波。

4. 根据权利要求3所述的用于改善电源负载调整率的装置，其特征在于，还包括：整流二极管，连接所述滤波电感器，用于对滤波后的输出电压进行整流。

5. 根据权利要求1所述的用于改善电源负载调整率的装置，其特征在于，所述可调基准电压源通过以下至少一种方式来实现：硬件调节方式和软件调节方法。

6. 根据权利要求1至5中任一项所述的用于改善电源负载调整率的装置，其特征在于，所述电流采样补偿模块包括：

采样模块，用于对输出电流进行采样，并将采样信号发送至信号处理模块；以及

所述信号处理模块，用于对所述采样信号进行处理以形成补偿信号，并将所述补偿信号发送至所述输出电压采样反馈模块。

7. 根据权利要求6所述的用于改善电源负载调整率的装置，其特征在于，所述采样模块为分流器。

8. 根据权利要求7所述的用于改善电源负载调整率的装置，其特征在于，所述信号处理模块成比例地衰减所述采样信号以形成补偿信号。

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