CN206834987U - 一种基于开关电源的反激变压器的控制系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种基于开关电源的反激变压器的控制系统，包括：电源滤波模块，用于将输入的直流高压电源电压进行滤波处理；电源转换模块，将通过滤波处理后的高压直流电源电压进行反激变换后输出第一供电电源，用以供给开关电源的反激变压器的控制系统；电源反馈模块，将反激变换后输出第一供电电源进行稳压设置，并反馈至所述开关电源的反激变压器的控制系统；电源控制模块，将接收的电源信息进行分析处理，并控制输出驱动信号；信息驱动模块，接收电源控制模块输出的所述驱动信号，实现变压器的控制系统正常工作；电源控制模块还用于检测所述开关电源的反激变压器的控制系统中各个模块反馈的相应电流、电压信息，控制其系统稳定平衡工作。

Description

一种基于开关电源的反激变压器的控制系统

技术领域

本实用新型涉及开关电源领域，特别是涉及一种基于开关电源的反激变压器的控制系统。

背景技术

目前，一般的反激式开关电源变换器的输入电压范围只能满足于1：3的关系，即90～264VAC，而当要输入电压范围更宽时，例如1：5，即300～ 1500VDC时，传统的固定工作频率、单管反激式开关电源变换器就不能满足工程上的要求。另外，光伏组件最高电压从1000VDC上升到1500VDC已成为光伏行业发展趋势。在该发展趋势下，光伏系统可增加50％的组串长度，有效降低系统端成本。市场上做到300～1500VDC输入的产品，一般只能做到几十瓦左右，对于大功率场合需要很多电源模块并联较麻烦。

基于以上存在的问题，本发明提供了一种基于开关电源的反激变压器的控制系统。

实用新型内容

本实用新型的目的提供了一种基于开关电源的反激变压器的控制系统，通过电流控制器实现双管反激驱动，实现电压稳定输出。

本实用新型提供的技术方案如下：

一种基于开关电源的反激变压器的控制系统，包括：电源滤波模块，用于将输入的直流高压电源电压进行滤波处理；电源转换模块，与所述电源滤波模块电连接，将通过滤波处理后的高压直流电源电压进行反激变换后输出第一供电电源，用以供给所述开关电源的反激变压器的控制系统；电源反馈模块，与所述电源转换模块电连接，将反激变换后输出第一供电电源进行稳压设置，并反馈至所述开关电源的反激变压器的控制系统；电源控制模块，与所述电源反馈模块电连接，将接收的电源信息进行分析处理，并控制输出驱动信号；信息驱动模块，与所述电源控制模块电连接，接收所述电源控制模块输出的所述驱动信号，实现变压器的控制系统正常工作；所述电源控制模块还用于检测所述开关电源的反激变压器的控制系统中各个模块反馈的相应电流、电压信息，控制其系统稳定平衡工作。

在本实用新型中，通过反激变压器对输入的高电压进行反激变换，用以驱动开关管以及MOS管的工作状态，有效的提高开关电源系统的工作效率，降低系统端的成本。

优选的，所述电源控制模块包括：电流控制器U1，所述电流控制器的型号为FA5641；所述电流控制器的过载检测端与所述电源反馈模块电连接；所述电流控制器的电流检测端通过限流电阻R3后同时与第二电源地PGND1电连接，还通过采样电阻RS1与第一电源地PGND电连接；所述电流控制器的信息输出端通过限流电阻R5与信息驱动模块电连接；所述电流控制器的高电压检测端与电源转换模块电连接。

优选的，所述信息驱动模块包括：第一MOS管Q1，第二MOS管Q2，所述第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的型号为STW12N120；第一开关管 Q3，所述第一开关管的型号为NPN 2N222；第二开关管Q4，所述第二开关管的型号为PNP 2N2907；第二变压器T2，所述第二变压器T2的型号为EP13；所述第一开关管Q3的基极端，所述第二开关管Q4的基极端与所述电源控制模块中的所述电流控制器的信号输出端电连接；所述第一开关管Q3的集电极端与所述第一直流电压供电端VCC电连接；所述第一开关管Q3的发射极端与所述第二开关管Q4的发射极电连接，其公共端与所述第二变压器T2的初级绕组的一端电连接；所述第二开关管Q4的集电极端、所述第二变压器T2 的初级绕组共同与所述第一电源PGND地电连接；所述第二变压器T2的第一次级绕组的一端通过限流电阻R15与所述第一MOS管Q1的栅极端电连接；所述第一MOS管Q1的漏极端与所述电源转换模块电连接；所述第二变压器 T2的第一次级绕组的另一端共同与所述第一MOS管Q1的源极端S电连接，所述第二MOS管Q2的漏极端电连接；所述第二MOS管Q2的源极端与所述第二电源地PGND1电连接；所述第二变压器T2的第二次级绕组的一端通过限流电阻R15A与所述第二MOS管的栅极端电连接；所述第二变压器T2的第二次级绕组的另一端与所述第二电源地PGND1电连接。

在本实用新型中，通过将将两个MOS管Q1和Q2的串联输入，实现了对于超高电压输入采用双管串联的技术，解决了单MOS管耐压不足的缺点；实现了宽电压的输入，大大提高了电源的实用性和可靠性。

优选的，所述稳压反馈模块包括：线性稳压器件U3，所述线性稳压器件 U3的型号为TL431；光电耦合器U2，所述光电耦合器U2的型号为PC817；所述稳压管U3的参考端同时与分压电阻的R27A的一端，分压电阻的R28的一端，滤波电容C27的一端电连接；所述线性稳压器件U3的阴极端通过限流电阻的R24与所述滤波电容C27的另一端电连接，还通过限流电阻的R22与所述光电耦合器U2的阴极端电连接；所述线性稳压器件U3的阳极端和所述 R27A的另一端共同与第三公共地端SGND电连接；所述光电耦合器U2的阳极端通过限流电阻R21与电源转换模块输出的所述第一供电电源电连接，还通过限流电阻R23与所述线性稳压器件U3的阴极端电连接；所述光电耦合器 U2的发射极端与所述第一电源地PGND电连接；所述光电耦合器U2的集电极端与所述电源控制模块中的所述电流控制器的过载检测端电连接。

优选的，所述电源转换模块包括：反激变压器T1，滤波电感L2，快恢复二极管DZ2和DZ3，所述快恢复二极管DZ2和DZ3型号为SF1608G；所述反激变压器T1的第一初级绕组的一端与所述电源滤波模块电连接；所述反激变压器T1的第一初级绕组的另一端与所述信息驱动模块中的所述第一 MOS管Q1的漏极端电连接；所述反激变压器T1的次级绕组的一端通过电阻 R20和电容C20串联后再与所述滤波电感L2串联，所述反激变压器T1的次级绕组的一端还与所述快恢复二极管DZ2和所述快恢复二极管DZ3的阳极端电连接；所述快恢复二极管DZ2和所述快恢复二极管DZ3的阴极端与所述电容C20和所述滤波电感L2串联的公共端电连接；所述反激变压器T1的次级绕组的另一端与第三公共地SNDG电连接。

优选的，所述电源滤波模块包括：熔断器F1，熔断器F2，热敏电阻NTC1，热敏电阻NTC2，安规电容CX2，滤波电感L1；所述滤波电感L1的正极输入端通过所述熔断器F1和所述热敏电阻NTC1串联后与所述高压直流电源的正极端电连接；所述滤波电感L1的负极输入端通过所述熔断器F2和所述热敏电阻NTC2串联后与所述高压直流电源的负极端电连接；在所述滤波电感L1 正极输入端和负极输入端与所述安规电容CX2并联电连接；所述滤波电感L1的正极输出端与所述电源转换模块中所述反激变压器T1的第一初级绕组的一端的电连接；所述滤波电感L1的负极输出端与所述第一电源地电连接 PGND电连接。

与现有技术相比，本实用新型提供一种基于开关电源的反激变压器的控制系统，至少带来以下一种技术效果：

在本实用新型中，MOS管串联时，选用内部参数完全一致的器件进行串联，并通过紧密布局和器件对称布局减小杂质电感和分布电容。

在本实用新型中，使用同一驱动信号源和独立的栅极电阻消除寄生振荡。

在本实用新型中，电路布局对称电连接，则线路中的连线长度相同，同时使用双股绞线，有效的消除了干扰。

在本实用新型中，适当选取反馈电阻的参数大小，使电路能够快速的达到均压效果的同时又要保证反馈电阻不能消耗较大功率。

附图说明

下面将以明确易懂的方式，结合附图说明优选实施方式，对一种开关电源的控制系统特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明。

图1是本实用新型一种基于开关电源的反激变压器的控制系统的一个实施例的结构图；

图2是本实用新型一种基于开关电源的反激变压器的控制系统的另一个实施例的电路图；

图3是本实用新型一种基于开关电源的反激变压器的控制系统的另一个实施例的电路图

图4是本实用新型一种基于开关电源的反激变压器的控制系统的另一个实施例的电压波形图；

图5是本实用新型一种基于开关电源的反激变压器的控制系统的另一个实施例的电压波形图；

图6是本实用新型一种基于开关电源的反激变压器的控制系统的另一个实施例的电压波形图；

图7是本实用新型一种基于开关电源的反激变压器的控制系统的另一个实施例的电压波形图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本实用新型的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。

为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与本实用新型相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。

本实用新型提供一种基于开关电源的反激变压器的控制系统的实施例，包括：电源滤波模块100，用于将输入的直流高压电源电压进行滤波处理；电源转换模块200，与所述电源滤波模块100电连接，将通过滤波处理后的高压直流电源电压进行反激变换后输出第一供电电源，用以供给所述开关电源的反激变压器的控制系统；电源反馈模块300，与所述电源转换模块电连接，将反激变换后输出第一供电电源进行稳压设置，并反馈至所述开关电源的反激变压器的控制系统；电源控制模块400，与所述电源反馈模块电连接，将接收的电源信息进行分析处理，并控制输出驱动信号；信息驱动模块500，与所述电源控制模块电连接，接收所述电源控制模块输出的所述驱动信号，实现变压器的控制系统正常工作；所述电源控制模块400还用于检测所述开关电源的反激变压器的控制系统中各个模块反馈的相应电流、电压信息，控制其系统稳定平衡工作。

具体的，通过电源滤波模块100将输入的高压直流电压进行滤波后与电源转换模块电连接，在电源滤波模块100中包括电容电感，所用电容为安规电容，用于滤除干扰，保护人身安全具有重要意义；电源转换模块200中设置有变压器用于将滤波后的高压进行转换，通过反激变压器实现，并将反激变压器变换后的输出电源进一步通过电源反馈模块反馈至电源控制模块中，根据检测到反激变压器变换后的输出电源的，输出相应的控制信号，控制信息驱动模块500中开关管以及MOS管的通断状态，实现开关电源的反激变压器的控制系统的输出平衡。

在本实用新型中，通过反激变压器对输入的高电压进行反激变换，用以驱动开关管以及MOS管的工作状态，有效的提高开关电源系统的工作效率，降低系统端的成本。

在以上实施例的基础上本实用新型提供了又一实施例，参考图2所示；所述电源控制模块400包括：电流控制器U1，所述电流控制器的型号为 FA5641；所述电流控制器的过载检测端(2脚FB)与所述电源反馈模块电连接；用于间接的检测图2中Uo的输出状态；所述电流控制器的电流检测端(3 脚IS)通过限流电阻R3后同时与第二电源地PGND1电连接，还通过采样电阻RS1与第一电源地PGND电连接；采样电阻RS1用于采集MOS管的电流信号：MOS管的电流信号经由RS1采样电阻到(3脚LS脚)，然后再由LS 脚输入到电流比较器，如果达到FB脚所确定的阈值电压，MOS管输出关断，由于第一MOS管Q1和第二MOS管Q2属于串联方式，因此流经的电流大小相同；所述电流控制器的信息输出端(5脚OUT)通过限流电阻R5与信息驱动模块电连接；用于实现双管驱动，即MOS管Q1和MOS管Q2，也即实现变频调节；所述电流控制器的高电压检测端(8脚VH)与电源转换模块电连接；获取滤波后的高压电源的一部分，其电压值的大小取决于稳压二极管V5，用于输入至电流控制器中，对高电压进行检测；所述电流控制器的供电端端 (6脚VCC)；而VCC时通过反激变压器的感应出电压VCC1，感应电压VCC1 通过单向导通二极管V2和电阻R14，以及电极电容C6组成滤波网络后转换为VCC，直接为电流控制器供电；所述电流控制器的接地端(4脚GND)与所述第一电源地电连接PGND。PGND为一次侧的参考地(高压输入参考地)， PGND1为采样点，PGND和PGND1之间接一个采样电阻RS1(此电路中为 0.1ohm/3W)，令PGND为0电平(一次侧)，PGND1峰值电压为V(RS1)， mV级别；2.SGND为二次侧的参考地(输出负载参考地)。

在以上实施例的基础上本实用新型提供了又一实施例，参考图2所示；所述信息驱动模块包括：第一MOS管Q1，第二MOS管Q2，所述第一MOS 管Q1和第二MOS管Q2的型号为STW12N120；第一开关管Q3，所述第一开关管的型号为NPN 2N222；第二开关管Q4，所述第二开关管的型号为PNP 2N2907；第二变压器T2，所述第二变压器T2的型号为EP13；所述第一开关管Q3的基极端，所述第二开关管Q4的基极端与所述电源控制模块中的所述电流控制器的信号输出端(5脚OUT)电连接；所述第一开关管Q3的集电极端与所述第一直流电压供电端VCC电连接；所述第一开关管Q3的发射极端与所述第二开关管Q4的发射极电连接，其公共端与所述第二变压器T2的初级绕组的一端电连接；所述第二开关管Q4的集电极端与所述第一电源PGND 地电连接；所述第二变压器T2的初级绕组的所述第一电源PGND地电连接；所述第二变压器T2的第一次级绕组的一端通过限流电阻R15与所述第一 MOS管的Q1栅极端G电连接；所述第一MOS管的Q1漏极端D与所述电源转换模块电连接；所述第二变压器T2的第一次级绕组的另一端共同与所述第一MOS管Q1的源极端S电连接，所述第二MOS管Q2的漏极端D电连接；所述第二MOS管Q2的源极端S与所述第二电源地PGND1电连接；所述第二变压器T2的第二次级绕组的一端通过限流电阻R15A与所述第二MOS 管的栅极端G电连接；所述第二变压器T2的第二次级绕组的另一端与所述第二电源地PGND1电连接。在电流控制器中输出的信号为脉冲式的信号，当输出高电平时Q3导通，输出的电压信号通过驱动变压器T2的初级线圈的感应 T2的两个次级线圈，生成电压控制信号，进一步控制两个串联的MOS管导通状态，在图2中R9和R9A，R10和R10A，实现MOS管的漏极端的电压均匀；TVS(V7和V7A，V8和V8A)管选用400V，均压良好的情况下单个MOS管Q1，Q2承受的最大电压为800V，由于MOS管Q1，Q2最高栅、漏级电压为1100V，而TVS管(V7和V7A，V8和V8A)击穿电压有一定的范围要求，故选用400V的TVS管对于MOS管Q1，Q2进行过压保护是合理的；当输出低电平时Q4导通，与以上作用相同；电流控芯片输出端(5脚) 输出信号的脉宽，反馈在Q3和Q4的通断时间，从而影响两个MOS管Q1 和Q2的工作效率。

在本实用新型中，通过将将两个MOS管Q1和Q2的串联输入，实现了对于超高电压输入采用双管串联的技术，解决了单MOS管耐压不足的缺点；实现了宽电压的输入，大大提高了电源的实用性和可靠性。

在以上实施例的基础上本实用新型提供了又一实施例，参考图2和图3 所示；所述稳压反馈模块包括：线性稳压器件U3，所述线性稳压器件U3的型号为TL431；光电耦合器U2，所述光电耦合器U2的型号为PC817；所述线性稳压器件U3的参考端R同时与分压电阻的R27A的一端，分压电阻的 R28的一端，滤波电容C27的一端电连接；所述稳压管U3的阴极端通过限流电阻的R24与所述滤波电容C27的另一端电连接，还通过限流电阻的R22与所述光电耦合器U2的阴极端电连接；所述稳压管U3的阳极端和所述R27A 的另一端共同与公共地端SGND电连接；所述光电耦合器U2的阳极端通过限流电阻R21与电源转换模块的输出的所述第一供电电源Uo电连接，还通过限流电阻R23与所述线性稳压器件U3的阳极端电连接；所述光电耦合器 U2的发射极端与所述第一电源地电连接PGND电连接；所述光电耦合器U2 的集电极端与所述电源控制模块中的所述电流控制器的过载检测端(2脚FB) 电连接。Uo＝2.5V(1+R28/R27)，线性稳压器件U3的参考端R的参考电压为2.5V，本申请中通过线性稳压器件U3实现Uo两端电压稳定在输出25V，通过限电阻R21以及R23的的大小影响着光电耦合器U2中二极管的亮暗程度，其亮暗程度与通过的电流大小成正比；进而影响光敏三极管两端输出的电压的大小，进一步影响了电流控制器的输出端的信号。

在以上实施例的基础上本实用新型提供了又一实施例，参考图2所示；所述电源转换模块包括：反激变压器T1，滤波电感L2，快恢复二极管DZ2 和DZ3，所述快恢复二极管DZ2和DZ3型号为SFF1608G，属于快恢复二极管：当MOS管Q1，Q2导通时，T1变压器一次测线圈电压为上正，下负， T1变压器二次测线圈电压为上负，下正，二极管DZ2和DZ3截止，T1变压器初次测绕组储能；当MOS管Q1，Q2截止时，T1变压器一次测线圈电压为上负，下正，T1变压器二次测线圈电压为上正，下负，二极管DZ2和DZ3 导通，T1变压器初级测储存的能量通过次级测绕组，二极管DZ2、DZ3整流和电容C21、C22、C23、C24、C25、C26滤波向负载输出；所述反激变压器 T1的第一初级绕组的一端与所述电源滤波模块电连接；所述反激变压器T1 的第一初级绕组的一端与所述信息驱动模块中的所述第一MOS管Q1的漏极端D电连接；所述反激变压器T1的次级绕组的一端通过电阻R20和电容C20 串联后再与所述滤波电感L2串联，所述反激变压器T1的次级绕组的一端还与所述快恢复二极管DZ2和所述快恢复二极管DZ3的阳极端电连接；所述快恢复二极管DZ2和所述快恢复二极管DZ3的阴极端与所述电容C20和所述滤波电感L2串联的公共端电连接；所述反激变压器T1的次级绕组的另一端与所述公共地SNDG(书写有误SGND)电连接。在该电路中还包括并联电连接在电容C20和电感L2串联在公共端上的电解电容，具有储能滤波作用，将转后的电压去除干扰。在本实施例新型中还包括通过变压器T1初级线圈感应出的电源电压VCC1，经过滤波处理后转换为VCC为电流控制器的6脚提供电源，单向导通二极端V2避免反向导通，V5为TVS管，作用为限制到高压启动脚上(8脚VH脚)的电压为400V以下，起到过压保护作用，V5型号为 P6KE400A。

在以上实施例的基础上本实用新型提供了又一实施例，参考图2所示；所述电源滤波模块包括：熔断器F1，熔断器F2，热敏电阻NTC1，热敏电阻NTC2，安规电容CX2，滤波电感L1；所述滤波电感L1的正极输入端通过所述熔断器F1和所述热敏电阻NTC1串联后与所述高压直流电源的正极端电连接；所述滤波电感L1的负极输入端通过所述熔断器F2和所述热敏电阻 NTC2串联后与所述高压直流电源的负极端电连接；在所述滤波电感L1正极输入端和负极输入端与所述安规电容CX2并联电连接；所述滤波电感L1的正极输出端与所述电源转换模块中所述反激变压器T1的第一初级绕组的一端的电连接；所述滤波电感L1的负极输出端与所述第一电源地电连接PGND 电连接。熔断器F1和熔断器F2具有过流保护的作用，而在图2中的热敏电阻NTC1和热敏电阻NTC2具有抑制浪涌电流产生的作用；CX2、CY4、CY3、 CX1为安规电容，由于本申请中的输入的是超高电压，因此安规电容起到抗干扰保护的作用，保证使用者的人身安全。

在本实用新型中，参考图2和图3所示，将输入的高电压进行滤波处理，通过在电路中设置相应的熔断器、电容、电感、以及电阻对电路中的相应的电流，电压等信号进行保护处理，通过反激变压器T1进行降压转换后得到 Uo，Uo为开关电源的反激变压器的控制系统提供相应的电源，进一步通过图3中的线性稳压器件U3中的参考端以及分压电阻R27和R28调节 Uo的稳压输出，Uo输出的大小进一步通过两个限流电阻流经的电流大小反馈在光耦管U2的发光二级管两端，二极管流过电流的大小直接的反馈在光耦的三极管的两端的电压，并将光耦三极管输出电压(3和4脚的)输入至电流控制器的负载检测端2脚FB上；电流控制器的根据接收的信号通过输出端5 脚输出的驱动信号，是以PMW波的形式，输出的PWM驱动信号的脉宽控制开关管Q3和Q4的导通与关断的工作状态；开关管Q3和Q4导通后输出的电压信号加载驱动变压器T2的初级线圈，进一步感应其两个次级线圈，从而控制MOS管的工作状态。

在本实用新型中，选用的MOS(Q1和Q2)管稳态电流为12A，电压值为1200V，2只MOS管串联为2400V；对于最高输入1650VDC(正常输入 1500VDC)，最大电流7A；该串联调制开关可以满足要求，实现高电压宽范围的调整空间。对于串联运用的开关器件，均压电路是非常重要的。本高压脉冲电源采用一组串并结合的无源网络作为均压电路，网络由电阻R9和R9A、R10和R10A，电容C9和C10，瞬态抑制二极管V7和V7A，V8和V8A 组成。均压电阻1MΩ，MOS管存在着漏电流的离散，特别在环境发生变化时，差异会更大，均压电阻可以减小由于器件漏电流所造成的静态阻抗的不均匀。此外，均压电阻可以起到放电电阻的作用；选用的MOS管典型输出电容C＝1 000pF，该电容在不同的环境下也存在差异，均压电容串联电阻再并联以后，可以提高串联MOS管的等效输出电容的一致性；瞬态抑制二极管击穿电压400V：在均压良好的情况下，单只MOS管承受的工作电压为800V，选用MOS管的最高漏源之间电压Vds＝1100V，而瞬态抑制二极管的击穿电压有一定范围要求，因此选择400V左右的瞬态抑制二极管对MOS管进行过压保护是合理的。

在本实用新型中，在现有技术中由于一般不经过处理的双管串联MOS管会存在均压困难，在本申请中设置调压开关及均压网络线路，通过调压开关和均压网络线路可以较好地实现双管均压；调制开关也即2只MOS(Q1和 Q2)管串联的组合。

在本实用新型中，MOS管串联时，选用内部参数完全一致的器件进行串联，并通过紧密布局和器件对称布局减小杂质电感和分布电容。

在本实用新型中，使用同一驱动信号源和独立的栅极电阻消除寄生振荡。

在本实用新型中，电路布局对称电连接，则线路中的连线长度相同，同时使用双股绞线，有效的消除了干扰。

在本实用新型中，适当选取反馈电阻的参数大小，使电路能够快速的达到均压效果的同时又要保证反馈电阻不能消耗较大功率。

在本实用新型中，电源在300～1500VDC输入，输出功率可以达到150W；并且拥有输出过压、输出过流等保护性能，大大提高了电源的实用性和可靠性。

在本实用新型中，实现了双管串联反激技术实现管子均压使得管子耐压，正常工作时在正常范围内，使用变频PWM控制芯片实现非常宽的输入电压范围。

在本实用新型的申请中，相关的元器件在性能参数一致的情况下，可以进行相应的替换，以便进一步的提高工作效率，节约成本。

在本申请中的开关电源系统，经调试完成后，当输入电压在1300VDC和 1500VDC时，输出25V，6A时，两个串联的MOS管如图4～图7所示，图4 和图6输入1300Vdc，VGS和VDS的波形图；图5和图7输入1500Vdc，VGS 和VDS的波形图；通过对比可以看出两个管子的一致性较好。

通过以下的列表一中可以看出，在环境温度：室温：25℃，输出Uo：+25V，输出电流为：6.0A，时，通过调节输入电压(300VDC～1500VDC)，可以实现宽范围的实现测试，可以观测到本申请的控制系统的线性和负载调整率。

表一

应当说明的是，上述实施例均可根据需要自由组合。以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (6)

1.一种基于开关电源的反激变压器的控制系统，其特征在于，包括：

电源滤波模块，用于将输入的直流高压电源电压进行滤波处理；

电源转换模块，与所述电源滤波模块电连接，将通过滤波处理后的高压直流电源电压进行反激变换后输出第一供电电源，用以供给所述开关电源的反激变压器的控制系统；

电源反馈模块，与所述电源转换模块电连接，将反激变换后输出第一供电电源进行稳压设置，并反馈至所述开关电源的反激变压器的控制系统；

电源控制模块，与所述电源反馈模块电连接，将接收的电源信息进行分析处理，并控制输出驱动信号；

信息驱动模块，与所述电源控制模块电连接，接收所述电源控制模块输出的所述驱动信号，实现变压器的控制系统正常工作；

所述电源控制模块还用于检测所述开关电源的反激变压器的控制系统中各个模块反馈的相应电流、电压信息，控制其系统稳定平衡工作。

2.根据权利要求1所述的开关电源的反激变压器的控制系统，其特征在于，所述电源控制模块包括：电流控制器U1，所述电流控制器的型号为FA5641；

所述电流控制器的过载检测端与所述电源反馈模块电连接；

所述电流控制器的电流检测端通过限流电阻R3后同时与第二电源地PGND1电连接，还通过采样电阻RS1与第一电源地PGND电连接；

所述电流控制器的信息输出端通过限流电阻R5与信息驱动模块电连接；

所述电流控制器的高电压检测端与电源转换模块电连接。

3.根据权利要求2所述的开关电源的反激变压器的控制系统，其特征在于，所述信息驱动模块包括：第一MOS管Q1，第二MOS管Q2，所述第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的型号为STW12N120；第一开关管Q3，所述第一开关管的型号为NPN 2N222；第二开关管Q4，所述第二开关管的型号为PNP 2N2907；第二变压器T2，所述第二变压器T2的型号为EP13；

所述第一开关管Q3的基极端，所述第二开关管Q4的基极端与所述电源控制模块中的所述电流控制器的信号输出端电连接；

所述第一开关管Q3的集电极端与第一直流电压供电端VCC电连接；

所述第一开关管Q3的发射极端与所述第二开关管Q4的发射极电连接，其公共端与所述第二变压器T2的初级绕组的一端电连接；

所述第二开关管Q4的集电极端、所述第二变压器T2的初级绕组共同与所述第一电源PGND地电连接；

所述第二变压器T2的第一次级绕组的一端通过限流电阻R15与所述第一MOS管Q1的栅极端电连接；

所述第一MOS管Q1的漏极端与所述电源转换模块电连接；

所述第二变压器T2的第一次级绕组的另一端共同与所述第一MOS管Q1的源极端S电连接，所述第二MOS管Q2的漏极端电连接；

所述第二MOS管Q2的源极端与所述第二电源地PGND1电连接；

所述第二变压器T2的第二次级绕组的一端通过限流电阻R15A与所述第二MOS管的栅极端电连接；

所述第二变压器T2的第二次级绕组的另一端与所述第二电源地PGND1电连接。

4.根据权利要求2所述的开关电源的反激变压器的控制系统，其特征在于，所述稳压反馈模块包括：线性稳压器件U3，所述线性稳压器件U3的型号为TL431；光电耦合器U2，所述光电耦合器U2的型号为PC817；

所述线性稳压器件U3的参考端同时与分压电阻的R27的一端，分压电阻的R28的一端，滤波电容C27的一端电连接；

所述线性稳压器件U3的阴极端通过限流电阻的R24与所述滤波电容C27的另一端电连接，还通过限流电阻的R22与所述光电耦合器U2的阴极端电连接；

所述线性稳压器件U3的阳极端和所述R27的另一端共同与第三公共地端SGND电连接；

所述光电耦合器U2的阳极端通过限流电阻R21与电源转换模块输出的所述第一供电电源电连接，还通过限流电阻R23与所述线性稳压器件U3的阴极端电连接；

所述光电耦合器U2的发射极端与所述第一电源地PGND电连接；

所述光电耦合器U2的集电极端与所述电源控制模块中的所述电流控制器的过载检测端电连接。

5.根据权利要求3所述的开关电源的反激变压器的控制系统，其特征在于，所述电源转换模块包括：反激变压器T1，滤波电感L2，快恢复二极管DZ2和DZ3，所述快恢复二极管DZ2和DZ3型号为SF1608G；

所述反激变压器T1的第一初级绕组的一端与所述电源滤波模块电连接；所述反激变压器T1的第一初级绕组的另一端与所述信息驱动模块中的所述第一MOS管Q1的漏极端电连接；

所述反激变压器T1的次级绕组的一端通过电阻R20和电容C20串联后再与所述滤波电感L2串联，所述反激变压器T1的次级绕组的一端还与所述快恢复二极管DZ2和所述快恢复二极管DZ3的阳极端电连接；

所述快恢复二极管DZ2和所述快恢复二极管DZ3的阴极端与所述电容C20和所述滤波电感L2串联的公共端电连接；

所述反激变压器T1的次级绕组的另一端与第三公共地SNDG电连接。

6.根据权利要求5所述的开关电源的反激变压器的控制系统，其特征在于，所述电源滤波模块包括：熔断器F1，熔断器F2，热敏电阻NTC1，热敏电阻NTC2，安规电容CX2，滤波电感L1；

所述滤波电感L1的正极输入端通过所述熔断器F1和所述热敏电阻NTC1串联后与所述高压直流电源的正极端电连接；

所述滤波电感L1的负极输入端通过所述熔断器F2和所述热敏电阻NTC2串联后与所述高压直流电源的负极端电连接；

在所述滤波电感L1正极输入端和负极输入端与所述安规电容CX2并联电连接；

所述滤波电感L1的正极输出端与所述电源转换模块中所述反激变压器T1的第一初级绕组的一端的电连接；

所述滤波电感L1的负极输出端与所述第一电源地电连接PGND电连接。