CN101228754A - 用于从pam波形的叠加中生成m进制cpm波形的方法和设备 - Google Patents

Abstract

为了反映恒定相位调制波形的优势，本发明提供一种脉冲调幅PAM波形，该波形是每个码元间隔中Q₀≤2^L－1个PAM分量脉冲的叠加，从而每个码元间隔上的绝大部分信号能量处于Q₀个PAM分量脉冲中。本发明将大多数信号能量分布在一个脉冲中，并逐渐地降低码元间隔中剩余Q₀－I个脉冲中的能量。Laurent分解是本发明的一个特例，但本发明在非二进制CPM波形和多h(二进制和非二进制)CPM波形中展现出Laurent分解的能量分布，其中h是调制系数。AU能量在每个码元间隔中仅分布在Q₀＝2^L－1个脉冲之间，尽管实际上在特定的实施方式中可以仅发射Q₀＜Q个脉冲。公开了一种方法、发射器、接收器和计算机程序产品。实施方式确切地复制了CPM波形或近似了CPM波形。

Description

用于从PAM波形的叠加中生成M进制CPM波形的方法和设备

技术领域

本发明涉及M进制恒定相位调制信号，特别是针对将该信号分解成具有高精度的脉冲调幅信号的叠加，并通过该分解信号进行通信。

背景技术

M进制信令可以被视作波形编码过程，特别是指处理器每次接受k个数据比特并指示调制器产生M＝2^k个波形其中之一的信号处理。二进制信令(M＝2)是其中k＝1的特例。通常，M进制是指非二进制，并且此惯例贯穿于整个公开中，但在特定情况下特例也有明显说明。对于脉冲调幅(PAM)，信令阶M表示允许脉冲在其上发生变化的唯一离散幅度值的数量。代替针对每个比特来发射脉冲波形(其中速率将是每秒R比特)，将数据解析为k比特群组，然后使用M＝2^k级脉冲进行发射。于是，每个脉冲波形表示以每秒R/k个码元的速率移动的k比特码元，这与对每个比特进行脉冲调制相比降低了所需带宽，因为不是发射比特，而是发射码元，尽管其速度是原来的1/k。当M(和k)增加的时候，接收器发现很难在例如八进制脉冲(M＝8)和二进制脉冲(M＝2)之间进行区别。这导致在现有技术中，对于正交信令，当k增长(较高阶的M进制信令)时，误差性能增加，或者所需的信噪比SNR(技术上为E_b/N₀)降低，其代价是带宽。对于非正交信令，折中发生反转，即增加k提高了带宽，但代价在于较低的误差性能或增加的SNR。

恒定相位调制(CPM，由于其码元之间的平滑相位过渡，也公知为连续相位调制)是一种通过在时域中平滑波形来提高带宽效率的技术。带宽效率是通过将信号能量集中在较窄带宽中而获得的，这使得相邻信号更紧密地装在一起。该平滑中固有的是事实上减弱了码元过渡特征，并且很多码元同步方案依赖于那些明确的过程特征。为了平滑该时域信号，各种CPM技术通常依赖于一个或多个下列特征：使用具有若干阶连续导数的信号脉冲；有意识地插入一些码元间干扰，从而单个脉冲占用一个以上的信号时间间隔；以及，降低每个码元间隔中最大允许相位改变。

作为CPM的简要描述，二进制单h(single-h)CPM波形可以在第n个码元间隔上表示为：

$s(t,a,h)=\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;h}\underset{i=-\&infin;}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{i}q(t-\mathrm{iT})\right\},\mathrm{nT}\&le;t<(n+1)T;---\left[1\right]$

其中，t表示时间，T表示码元持续时间，a_i∈{±1}是二进制数据比特，而h是调制系数。当在CPM中使用正弦波作为调制波时，调制系数h是率偏相对于调制波频率的比率。相位函数q(t)是频率函数f(t)的积分，f(t)在时间间隔(0，LT)之外为0，并且其被定标为

$\underset{0}{\overset{\mathrm{LT}}{\&Integral;}}f\left(\mathrm{\&tau;}\right)\mathrm{d\&tau;}=q\left(\mathrm{LT}\right)=\frac{1}{2}.---\left[2\right]$

M进制单h CPM波形是二进制单h情况的逻辑扩展，其中信息码元现在是多级的，即a_i∈{±1，±3，...±(M-1)}。

最后，M进制多h CPM波形可以表示为

$s(t,a,h)=\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;}\underset{i=-\&infin;}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_i{h}_{i}q(t-\mathrm{iT})\right\},\mathrm{nT}\&le;t<(n+1)T---\left[3\right]$

其中a_i∈{±1，±3，...±(M-1)}，并且调制系数h_n将其值假设在集合{h(1)...h(N_h)}上。在一个实现中，例如，调制系数可以在允许值的集合上循环。

在P.A.Laurent的原创工作“Exact and Approximate Constructionof Digital Phase Modulation by Superposition of Amplitude ModulationPulses(AMP)”，IEEE Transactions on Communications Vol.COM-34，No.2，1986年2月，pp.150-160中，其已经示出了任何二进制单hCPM信号可以确切地由脉冲调幅(PAM)波形的叠加来表示。

$s(t,a,h)=\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;h}\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{a}_{i}q(t-\mathrm{iT})\right\}=\underset{k=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{c}_k(t-\mathrm{nT}),Q=2^{L-1}.---\left[4\right]$

这被称为Laurent分解，并且a_i∈{±1}，{b_k，n}表示伪数据码元，其以非线性方式从二进制数据码元中获得。Laurent在上述论文中建立了用于将任何恒定幅度二进制相位调制表示为有限数量的时限脉冲调幅脉冲之和的理论基础。因此，Laurent示出，通过使用所公知的Laurent分解可以用简单得多的符号来替代二进制单h CPM，该二进制单h CPM在经典表示(方程式[1])中可能显得过于复杂。

方程式[4]的Laurent分解将二进制单h CPM信号表示为2^L-1个PAM波形之和(其中L表示码元间隔的数量，在该间隔上定义了其频率函数)。Laurent脉冲c_k(t)从CPM信号的相位响应中获得。这些脉冲的重要特征在于信号能量在它们之间非均匀分布，并且在于脉冲有区别地排序。因此，c₀(t)通常是“主脉冲”，其携带大部分的信号能量(经常达到95％以上)，c₁(t)贡献少的多得能量，并且c_Q-1(t)贡献最少数量的能量。因此，在很多实践兴趣的情况中，可以仅使用“主脉冲”的PAM构造来近似CPM波形。

$s(t,a,h)\&ap;\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{0,n}{c}_0(t-\mathrm{nT}).---\left[5\right]$

由于Laurent方法的脉冲以能量递减的顺序来定义，所以方程式[5]可以稍微扩宽以对第一脉冲上或分解的前若干个脉冲上的能量进行求和，从而合成“几乎二进制单h CPM”信号。因此，对于很多实际兴趣的情况，二进制单h CPM信号也可以近似为：

$s(t,a,h)\&ap;\underset{k=0}{\overset{Q_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{c}_k(t-\mathrm{nT}),1\&le;Q_0\&le;Q=2^{L-1}.---\left[6\right]$

Laurent分解非常重要，因为其将二进制CPM波形进行了线性化，这通过使接收器能够根据方程式[5]使用接收到CPM信号的Laurent线性近似作为单个脉冲而极大地简化了用于二进制CPM的接收器算法。方程式[6]通过仅使用一些主要的Laurent脉冲而不是真实的CPM波形自身而使得能够对“几乎二进制CPM”传输方案进行简化设计，并能够简化接收器设计算法。

然而，随着k的增加(因此M进制波形中M也增加)，Laurent分解的进一步扩展看起来不能保持在数学上良好的PAM信号结构，该结构使得该分解对于生成二进制单h CPM波形的近似而言非常有用。

具体而言，在题为“Decomposition of M-ary CPM Signals IntoPAM Waveforms”，IEEE Transactions on Information Theory，vol.41，No.5，September 1995，pp.1265-1275中，U.Mengali和M.Morelli将Laurent分解扩展到包括多级(单h)CPM信令，并且示出了M进制单h CPM波形具有下列PAM分解

$s(t,a,h)=\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;h}\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{a}_{i}q(t-\mathrm{iT})\right\}=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{g}_k(t-\mathrm{nT}),N=Q^P(2^P-1);---\left[7\right]$

其中a表示M进制数据码元a_i∈{±1，±3，...±(M-1)}，Q＝2^L-1，并且P是满足以下条件的整数

2^P-1＜M≤2^P.    [8]

Mengali和Morelli方法将M进制CPM信号视为P个二进制CPM波形的积，将Laurent分解应用到每个单独因子，然后将最终表达式写为PAM分量之和。通常，该方法产生2^P-1个显著能量的PAM分量脉冲。而且，与用于二进制情况的Laurent解决方案不同，他们的方法并不导致其中分量脉冲根据递减的信号能量来自然定义的PAM分解。

E.Perrins和M.Rice在两篇论文中也扩展了Laurent分解：“Optimal and Reduced Complexity Receivers for M-ary Multi-h CPM”，Wireless Communications and Networking Conference 2004，pp.1165-1170；以及“PAM Decomposition of M-ary multi-h CPM”，具信其已提交给IEEE Transactions on Communications以供将来出版。Perrins和Rice的工作通过将Laurent分解应用到M进制多h CPM波形中来推广它。在他们的方法中，Perrins和Rice首次针对二进制多h情况对PAM分解进行了求导，然而将该结果扩展到一般的M进制多h情况下，从而示出：

$s(t,a,h)=\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;}\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{h}_{\underset{\&OverBar;}{i}}{a}_{i}q(t-\mathrm{iT})\right\}=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{g}_{k,\underset{\&OverBar;}{n}}(t-\mathrm{nT}),N=Q^P(2^P-1).---\left[9\right]$

符号i＝i mod N_h，，其中N_h表示调制系数的数量(即h＝{h(1)，h(2)，...h(N_h)}，并且“mod”表示模加法。方程式[9]与Mengali和Morelli上述工作之间的重要区别在于{g_k，n(t)}现在是N_h·N个分量脉冲的集合。注意，Perrins-Rice求导导致产生N_h·2^P-1个“主脉冲”，其携带整个信号能量中的绝大部分。

可以看出Laurent分解的上述扩展中的每一个都不能保持其数学上的简洁性，该数学上的简洁性使得Laurent分解在镜像化或近似二进制CPM波形方面非常有价值。现有技术中需要的是一种对M进制CPM信号进行线性分解并具有确切或合理的近似的方法和设备，从而可以设计高效的算法和硬件。该需要针对单h和多h调制。Laurent分解本身被视为对于单h CPM是足够的，因此该需要主要在非二进制单h和所有的多h CPM分解领域。

发明内容

根据这些教导的当前优选实施方式，克服了前述和其他问题并实现了其他有益效果。

根据本发明的一个方面，一种发射信号的方法。在该方法中，将信号调制到M进制脉冲调幅PAM波形，其是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加，从而突发的每个码元间隔上的绝大部分信号能量处于Q₀个PAM分量脉冲中。接着发射被调制的信号。值M大于2以指示非二进制PAM，而L表示码元间隔的数量。所述绝大部分通常是超过95％的信号能量，优选为98％或更多的信号能量。当Q₀＝2^L-1个分量脉冲，本质上所有信号能量处于该叠加中。

本发明的另一方面类似于上述方法，但PAM波形使用多个调制系数并且可以是具有M＝2的二进制。

根据本发明的另一方面，一种发射器，其包括信号源、用于输出M进制脉冲调幅PAM波形的调制器、乘法器、天线以及耦合到存储器的处理器。非二进制PAM波形是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加。处理器用于驱动该调制器，以对每个码元间隔中的Q₀个PAM分量脉冲进行赋形，从而针对突发的每个码元间隔的绝大部分信号能量携带于该码元间隔的Q₀个PAM脉冲中。

本发明的另一方面类似于上述的发射器，但调制器用于输出二进制的、多h脉冲调幅PAM波形，其中h＞1是调制系数的数量。

根据又一实施方式，本发明是一种机器可读指令的程序，其有形地实现在信息承载介质上，并可以由数字数据处理器来执行，以执行针对调制输入信号的动作。该动作包括确定M进制脉冲调幅PAM波形，其是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加，从而突发的每个码元间隔上的绝大部分信号能量处于Q₀个PAM分量脉冲中。将该M进制PAM波形与待发射信号进行合并；以及发射该被调制信号。项M大于2，因此PAM波形是非二进制的。项L表示在其上定义频率函数的码元间隔的数量(例如，参见方程式[2])。

本发明的另一方面类似于上述程序，例外在于PAM波形使用多个调制系数并且可以是具有M＝2的二进制。

根据另一方面，本发明是一种用于调制信号的设备。该设备具有信号源装置、调制装置以及发射装置。该调制装置用于针对突发的每个码元间隔来确定Q₀多个脉冲，其中在所述突发的每个码元间隔中在M＞2的离散幅度上调制码元，而所述Q₀多个脉冲被赋形为该脉冲根据其所携带的信号能量的数量来排序；调制器装置进一步用于将Q₀多个脉冲叠加到具有调制信号装置的输出的连续相位的合并波形中。该发射装置用于发射在合并波形上调制的信号。

本发明的另一方面类似于上述设备，例外在于PAM波形使用多个调制系数并且可以是具有M＝2的二进制。

本发明的另一方面是一种用于接收信号的设备。该设备具有用于接收非二进制脉冲调幅PAM信号的装置，其特征在于，对于每个码元间隔，多个脉冲展现出下降的信号能量水平。该设备进一步具有用于解调来自脉冲的码元的解调装置。

本发明的另一方面类似于上述设备，例外在于PAM波形使用多个调制系数并且可以是具有M＝2的二进制。

本发明的另一方面是一种机器可读指令的程序，其有形地实现在信息承载介质上，并可以由数字数据处理器来执行，以执行针对解调接收到信号的动作。这些动作包括：确定接收到非二进制脉冲调幅信号的一般化相位函数；从该一般化相位函数中求导得出函数g_k，n(t-nT)，其中T是码元持续时间。该动作进一步包括：对于每个第n个码元间隔，使用函数g_k，n(t-nT)来求解伪码元b_k，n，然后从该伪码元中确定码元。

本发明的另一方面是一种构建信号x(t，a，h)的方法，在该方法中，构建函数g_k，n(t)，并平移nT。该移位函数与伪码元b_k，n相乘，在Q₀个脉冲上求和，并且在n个码元上对Q₀个脉冲求和。在上述记号中，t是时间指数，a表示数据码元相位，h是调制系数，并且T是码元持续时间。方程式[29]示出了该方法的数学表示的示例。

下面给出进一步的方面和实现细节。

附图说明

当结合附图进行阅读时，在优选实施方式的下列详细描述中，这些教导的前述和其他方面更加明显，其中：

图1是分别示出了与使用本发明的波形的确切PAM分解相比的二进制单h CPM波形的实部分量和虚部分量的两部分图。

图2是示出了针对图1波形的单个码元间隔中不同脉冲的能量的四图系列。

图3类似于图1，但示出了仅使用像图1那样使用的相同CPM波形调制的第一脉冲的PAM近似。

图4类似于图1，但用于二进制多h CPM波形。

图5是示出了在针对图4的波形的单个码元间隔中具有最高能量的一个主脉冲和携带低很多的能量的一个次脉冲的双图系列。

图6类似于图4，但示出了仅使用来自图5的第一脉冲的PAM近似。

图7类似于图1，但用于(非二进制)M进制单h CPM波形。

图8是示出了在针对图7的波形的单个码元间隔中具有最高能量的一个主脉冲和携带低很多的能量的一个次脉冲的双图系列。

图9类似于图7，但示出了仅使用来自图8的第一脉冲的PAM近似。

图10类似于图1，但用于(非二进制)M进制单h CPM波形。

图11是示出了在针对图10的波形的单个码元间隔中具有最大能量的一个主脉冲和携带低很多的能量的三个次脉冲的四图系列。

图12类似于图10，但示出了仅使用来自图11的第一脉冲的PAM近似。

图13是当使用现有技术将(非二进制)M进制多h CPM信号分解为PAM时针对十二个脉冲的脉冲能量的图示。

图14是示出了当根据本发明分解图13的CPM信号时两个不同码元间隔的每个间隔中的脉冲能量的两部分图示。

图15是本发明可以实施在其中的移动台的框图。

图16是根据本发明实施方式的收发器的示意性框图。

具体实施方式

对上述Laurent工作的现有技术延伸进行的分析指示，由于下列原因，其丧失了Laurent分解的特定数学优势点和简单性：

·M进制CPM分解产生若干能量显著的脉冲，从而用于M进制CPM的单个“主脉冲”的概念不再存在。例如，M进制单h CPM的Mengali-Morelli分解生成2^P-1个“主脉冲”，而M进制多h CPM的Perrins-Rice分解生成N_h·2^P-1个“主脉冲”，其中P～log₂M，并且N_h表示调制系数的数量。

·M进制CPM分解中的PAM分量脉冲并不像二进制CPM情况中那样有区别地排序，这意味着确定哪些分量脉冲贡献出最大比例的能量并非微不足道。

·M进制CPM的分解中PAM分量脉冲的数量随着二进制单hCPM扩展中所需要的项数而呈指数增加。

本发明可用于以保留用于二进制CPM波形的Laurent分解的数学优势结构的方式，将任何CPM信号，无论二进制CPM、M进制单h CPM或M进制多h CPM，分解为等效PAM波形。

定理：下面示出了任意CPM波形(无论是二进制单h、M进制单h、二进制多h或M进制多h)具有下列PAM分解：

$s(t,a,h)=\underset{k=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{g}_{k,n}(t-\mathrm{nT}),Q=2^{L-1}---\left[10\right]$

其中b_k，n表示伪数据码元，其以非线性方式从M进制码元中求导出来，而g_k，n(t)表示PAM分量脉冲。针对所有CPM波形证明方程式[10]在将任何复数基带CPM波形表达成二进制多h波形时而得到断定。

证明：在第n个码元间隔上，任何复数基带CPM波形可以表示为：

$s(t,a,h)=\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;}\underset{i=-\&infin;}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_i{h}_{i}q(t-\mathrm{iT})\right\},\mathrm{nT}\&le;t<(n+1)T---\left[11\right]$

其中，T表示码元持续时间，a＝{a_i}是复数数据码元的相位。因此，它们是二进制随机变量：a_i∈{±1}。伪调制系数h_i可以采用表1中发现的定义中的任意一个，或者可以简单地假设不同于表1所示的其他定义，但其与将到来的求导一致。

表1：在CPM信号的一般化二进制多h解释中使用的h_i的定义

相位脉冲q(t)被定义为频率脉冲f(t)的积分。频率脉冲在时间间隔(0，LT)之外被定义为0，并且被定标为

$\underset{0}{\overset{\mathrm{LT}}{\&Integral;}}f\left(\mathrm{\&tau;}\right)\mathrm{d\&tau;}=q\left(\mathrm{LT}\right)=\frac{1}{2}.---\left[12\right]$

从而像以上的方程式[2]一样。于是，在第n个码元间隔上，CPM波形由下列给出

$s(t,a,h)=\exp \left(\mathrm{j\&pi;}\underset{m=-\&infin;}{\overset{n-L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_m{h}_m\right)\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Pi;}}}\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}{a}_{n-i}{h}_{n-i}q(t-(n-i)T)\right),\mathrm{nT}\&le;t<(n+1)T.---\left[13\right]$

Laurent已经示出，当a_n∈{±1}

$\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}{a}_n{h}_n\stackrel{\&prime;}{q}(t-\mathrm{nT})\right)=\frac{\sin (\mathrm{\&pi;}{h}_n-2\mathrm{\&pi;}{h}_{n}q(t-\mathrm{nT}))}{\sin \left(\mathrm{\&pi;}{h}_n\right)}+\exp \left\{\mathrm{j\&pi;}{a}_n{h}_n\right\}\frac{\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{h}_{n}q(t-\mathrm{nT})\right)}{\sin \left(\mathrm{\&pi;}{h}_n\right)}---\left[14\right]$

我们注意到，该表达式仅对于伪调制系数h_n的非整数值(即当sin(πh_n)≠0)是有意义的。

现在，重写信号

$s(t,a,h)=\exp \left(\mathrm{j\&pi;}\underset{m=-\&infin;}{\overset{n-L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_m{h}_m\right)\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Pi;}}}\left[\begin{array}{c}\frac{\sin \left(\mathrm{\&pi;}{h}_{n-i}\mathrm{-2\&pi;}{h}_{n-i}q(t-(n-i)T)\right)}{\sin \left(\mathrm{\&pi;}{h}_{n-i}\right)}+\\ \exp \left\{\mathrm{j\&pi;}{a}_{n-i}{h}_{n-i}\right\}\frac{\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{h}_{n-i}q(t-(n-i)T)\right)}{\sin \left(\mathrm{\&pi;}{h}_{n-i}\right)}\end{array}\right],$

nT≤t≤(n+1)T        [15]

现在介绍一般化相位函数，其在间隔(0，2LT)上是非零的，并被定义如下：

时间变量τ＝t mod T。

使用该定义，信号可以表示为：

$s(t,a,h)=\exp \left(\mathrm{j\&pi;}\underset{m=-\&infin;}{\overset{n-L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_m{h}_m\right)\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Pi;}}}[u_{i+L,n-i}\left(\mathrm{\&tau;}\right)+\exp \{\mathrm{j\&pi;}{a}_{n-i}{h}_{n-i}\left\}{u}_{i,n-i}\left(\mathrm{\&tau;}\right)\right],\mathrm{nT}\&le;t<(n+1)T.---\left[17\right]$

该乘积实际上产生共计2^L个项。然而，Laurent已经示出，这些项中的许多项是类似的，并且它们可以分组成各种长度的2^L-1个脉冲。例如，当L＝3时，我们获得具有8个项的表达式：

s(t，a，h)＝b_0，n·u_0，n·u_1，n-1·u_2，n-2+b_0，n-1·u_1，n-1·u_2，n-2·u_3，n

          +b_0，n-2·u_2，n-2·u_3，n·u_4，n-1+b_0，n-3·u_3，n·u_4，n-1·u_5，n-2.

          +b_1，n·u_0，n·u_4，n-1·u_2，n-2+b_1，n-1·u_1，n-1·u_5，n-2·u_3，n               [18]

          +b_2，n·u_0，n·u_1，n-1·u_5，n-2+b_3，n·u_0，n·u_4，n-1·u_5，n-2

      nT≤t＜(n+1)T

(其中可以理解依赖于τ)。伪码元定义为

$b_{k,n}=\exp \left\{\mathrm{j\&pi;}\right[\underset{m=-\&infin;}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_m{a}_m-\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{n-i}{a}_{n-i}{\mathrm{\&alpha;}}_{k,i}\left]\right\}---\left[19\right]$

以及α_k，i(i＝1，...L-1)是k的基数为2的表示中的第i个比特

$k=\underset{i=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{2}^{i-1}{\mathrm{\&alpha;}}_{k,i}\mathrm{,0}\&le;k\&le;2^{L-1}-1.---\left[20\right]$

对于所有k而言α_k，0＝0。从表达式[8]中，我们观察到伪码元b_0，n在四个码元间隔上调制信号。

更进一步观察表达式[16]发现，我们可以定义下列四个函数：

因此，对于L＝3，我们可以写为

$s(t,a,h)=\underset{k=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{g}_{k,n}(t-\mathrm{nT}),Q=2^{L-1}=4---\left[25\right]$

该方程式很好地概括所有其他情况，从而任何CPM信号s(t，a，h)都可以被分解为PAM波形的叠加

$s(t,a,h)=\underset{k=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{g}_{k,n}(t-\mathrm{nT}),Q=2^{L-1}.---\left[26\right]$

其中分量脉冲被定义为

$g_{k,n}\left(t\right)=\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Pi;}}}{u}_{v(k,j,t),w(n,j,t)}\left(\mathrm{\&tau;}\right)$

v(k，j，t)＝j+m+Lα_k，j

τ＝t mod T

注意，相同的v(k，i，t)定义也出现在Laurent的工作中。此外，当N_h＝1，那么w(n，j，t)＝0，并且用于信号脉冲的表达式简化为用于在二进制CPM波形的Laurent分解中找到的二进制CPM的等效表达式。

如在二进制单h CPM的Laurent分解中，还观察到用于M进制CPM的分量脉冲的持续时间定义为如下：

g_0，n(t)...............................................(L+1)T

g_1，n(t)...............................................(L-1)T

g_2，n(t)，g_3，n(t)..................................(L-2)T      [28]

g_4，n(t)，g_5，n(t)，g_6，n(t)，g_7，n(t)..........(L-3)T

...

g_Q/2，n(t)，...g_Q-1，n(t)......................T

通常，第k个分量脉冲g_k，n(t)在间隔0≤t≤T×min_{i＝1，2，...L-1}[L(2-α_k，i)-i]上为非零。

在方程式[26]的分解和在上述由Laurent；Mengali和Morelli；以及Perrins和Rice的工作中获得的分解之间存在三个重要区别：

·在每个码元间隔上表示信号所需要的PAM分量的数量等于Q＝2^L-1，如在原始的Laurent分解中的一样。

·我们已经观察到g_0，n(t)是最长持续时间(L+1)T的脉冲，其还是对整个信号能量做出最大贡献的脉冲。该发现表明使用长度为(L+1)T的一个脉冲近似信号的PAM表示的可能性。

·主脉冲的形状依赖于所发射的数据。因此，该形状从一个间隔到下一间隔可能发生变化。

基于该部分所列出的证明，我们现在提议在发射器处合成下列波形：

$x(t,a,h)=\underset{k=0}{\overset{Q_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{g}_{k,n}(t-\mathrm{nT}),1\&le;Q_0\&le;Q;(Q=2^{L-1}).---\left[29\right]$

其中当Q₀＝Q时x(t，a，h)＝s(t，a，h)。

方程式[29]是本发明的数学实施方式，可以根据其开发出发射器架构，并且驱动调制的软件代码也基于此。作为软件，其可以是有形地实现在计算机可读存储介质例如移动台或其他无线通信设备的易失性或非易失性存储器上的机器可读指令的程序。该指令可以由处理器例如数字信号处理器来执行。

可以根据特定性能标准来选择Q₀的适当值。例如，如果发射器的复杂度是主要的考虑，则选择Q₀＝1将以最小的复杂度来产生非常近似CPM的信号。作为第二个例子，让我们设所发送的波形应当包含整个CPM信号能量的T％。然后，Q₀应当是最小的值，从而近似误差在整个信号能量的(1-T)％内。作为最后的例子，还可以选择Q₀，所得得到的波形满足峰均功率比(PAPR)的上限。

现在参考附图对本发明的精确度进行定量分析。图1-3表示根据本发明一个实施方式的二进制单h CPM信号的PAM分解，其中M＝2；h＝4/16；L＝3；Q＝2^L-1＝4；升余弦。图1和3分别示出了实部和虚部分量。图1图示了与该波形相比的确切PAM分解，图3图示了仅基于主(第一)脉冲的近似。两个不同的图线出现在图1和图3的每个中正指示了根据本发明的PAM分解相对于实际的CPM波形可以有多精确。图2示出了码元间隔上的前四个脉冲。很清楚，大多数能量仅在第一脉冲上。需要注意的是，脉冲是不同的，并且以信号能量g(0，k)(t)至g(3，k)(t)的递减顺序来自然定义。

图4-图6类似地图示了针对二进制多h CPM波形的情况，但其中M＝2；h＝4/16，5/16；L＝2；Q＝2^L-1＝2；升余弦。如图1和图3一样，图4(确切)和图6(近似)的每个图示中的两个图线对于所示出的定标是相同的。图5图示了码元间隔的前两个脉冲。如图2一样，大多数码元能量包含在第一脉冲中，所以使用第一脉冲的图6的近似对于相对高的容限而言很精确。

图7-图9类似地图示了针对非二进制的M进制单h CPM波形，但其中M＝4；h＝5/16；L＝2；Q＝2^L-1＝2；升余弦。[注意，该波形以及图10-12的波形对应于美国靶场司令委员会在其IRIG-1-6标准中采用的高级靶场测量(ART)CPM波形]。图7和图9中各自的确切和近似PAM分解非常紧密地跟踪实际的CPM波形，就像它们通过图1和图3针对二进制单h波形，以及通过图4和图6针对二进制多h波形所做的那样。像图5一样，图8示出了码元间隔的前两个脉冲，其中第一脉冲携带大部分码元能量，并且使用在图9的PAM近似中。注意，在图8中，少数分量脉冲具有超过单位值的幅度。然而，以下列方式来叠加和交叉该分量脉冲，即所得波形具有单位值的恒定包络。

图10-12类似地图示了针对最后波形，非二进制的M进制多hCPM，其中M＝4；h＝4/16，5/16；L＝2；Q＝2^L-1＝4；升余弦。通过所示出的解析度，仅在图12的PAM近似中看到CPM信号和PAM近似之间的一些发散，而它们仍然紧密地互相跟踪。图11的四部分图示出了第一脉冲中的大部分码元能量，其中需要注意的是，针对图8，考虑具有大于单位值的幅度的那些次脉冲。

图13和图14图示了根据上述Mengali和Morelli方法的分解与根据本发明一个实施方式的分解之间的脉冲能量中的差别。对于每个而言，非二进制的M进制单h CPM波形设定M＝4；h＝1/4；L＝2；Q＝2；升余弦频率脉冲。此外，对于图13，P＝log₂M。从图13中很明显的是，前三个脉冲g₀(t)，g₁(t)和g₂(t)具有类似的能量分布，并且至少第二和第三脉冲未被明确排序。如果CPM信号的PAM近似需要很精确，则不能忽略这三个脉冲中的任何一个。实际上，确切地以每个码元间隔上的PAM表示CPM信号所需的Laurent分量脉冲的数量是N＝Q^P(2^P-1)＝12。

比较图13到图14，其在PAM分解中采用了本发明。图14的每个图示示出了不同码元间隔中的脉冲能量。在每个图示中，码元能量的基本部分集中在单个脉冲即第一脉冲g_0，n(t)中。第二脉冲g_1，n(t)展现出很少的能量并且可以被合理地忽略，而在第一阶近似中没有太多精度上的损失。事实上，本发明的该实施方式仅生成示出的那两个脉冲，从而对二者进行叠加将导致CPM信号的精确PAM分解。在图14中图示了两个不同的码元间隔，以示出脉冲的形状在不同的码元间隔中可能发生改变，但本发明中被认为是很重要的、使非二进制的M进制CPM实用的特征(主脉冲中的能量集中、有差别的脉冲能量排序、Q＝2^L-1个总脉冲)得以保留，而不考虑码元间隔中脉冲形状的变化。

本发明一个重要的方面在于，其是Laurent分级的第一扩展，这允许任何CPM波形，无论是二进制单h、M进制单h或M进制多h，都被描述为每个码元间隔上Q＝2^L-1个PAM脉冲之和。需要注意下列观察：

·与针对M进制CPM的先前解决方案相比，本发明可用于利用复杂度降低的发射器来合成“几乎M进制CPM”和“确切M进制”CPM波形。

·本发明在其应用中对于CPM是通用的，因此表现出对于二进制、较高阶和多h CPM波形结果的一致性。

·与之前已知的解决方案相比，本发明的实现可以降低发射器成本。

现在详述本发明的具体实施方式。移动台MS是手持便携式设备，其可以无线地接入通信网络，例如连接到公共交换电话网络的基站的移动电话网络。具有互联网或其他双向通信能力的蜂窝电话，Blackberry设备以及个人数字助理(PDA)是MS的例子。便携式无线设备包括移动台以及另外的手持设备例如步话机，以及仅可以接入局域网例如无线局域网(WLAN)或WIFI网络的设备。

图15图示了形成其中可以优选地设置本发明的移动台MS20的框图。这些框图是功能性的，并且以下所描述的功能可以或可以不由如上参考图15所描述的单个物理实体来执行。显示器用户接口22，例如用于驱动虚拟显示屏的电路板；以及输入用户接口24，例如用于从用户致动按钮阵列中接收输入的单元，被提供用来与用户进行接口连接。MS20进一步包括功率源26(例如电池)，其向控制MS20中的功能的中央处理器28提供便携式电源。在处理器28中是控制诸如数字采样、抽取、内插、编码和解码、调制和解调、加密和解密、扩频和解扩(对于兼容CDMA的MS20)以及现有技术中已知的另外的信号处理功能之类功能的软件和/或固件。

在可以通过缓冲存储器32连接到处理器28的麦克风30处接收语音或其他听觉输入。例如驱动显示器22的计算机程序，调制、编码和解码的算法，诸如查找表之类的数据阵列，以及根据本发明来分解CPM信号的计算机程序存储在主存储器存储介质34中，该介质可以电的、光的或磁性的存储介质，如本领域中已知的用于存储计算机可读指令和程序以及数据的介质。主存储器34通常划分为易失性和非易失性部分，并且通常分散在不同的存储单元之间，其中的某些是可移动的例如用户身份模块(SIM)。MS20通过网络链路例如移动电话链路并经由一个或多个天线36进行通信，其中天线36可以经由T/R开关38或双极滤波器而选择性地连接到发射器40或接收器42。MS20可以附加地具有次发射器和接收器，用于在附加的网络上例如在WLAN、WIFI、Bluetooth上通信或接收数字视频广播。已知的天线类型包括单极、双极、平面反折叠天线PIFA等等。各种天线可以主要安装在MS20外壳的外部(例如鞭形天线)或完全处于内部。来自MS20的音频输出在扬声器44处转换。上述的大多数组件特别是处理器28设置在主布线板上，其通常包括天线(36)电连接的接地平面。

在传统的CPM接收器中，基于Bayesian理论的码元的最大似然估计是用于估计接收到信号的未知参数以分离码元的主导性方法，该码元的过渡与其他波形相比略显模糊。这导致了分支量度计算(branch metric computation)以及通常的维特比算法反馈或插入到数据流中的已知码元(例如在消息报头或训练序列中)。非数据辅助方法也是已知的，但通常不太可靠。本发明分配上述计算上复杂的实现，因为接收器接收模拟CPM信号的信号，并将其分解为相位和时序不确定性(timing uncertainty)比CPM更加分离且更易求解的PAM信号。与现有技术的PAM分解相比，本发明的基本优势在于，本发明是通过以仅使用一个或两个脉冲(具有Q＝2^L-1个脉冲的确切分解)的能量而支持高度的精确性的方式来进行的。

图16是根据本发明一个实施方式的收发器50的示意框图，为完整起见，需要认识到的是，在实践中，接收到的信号将在放大之后被划分并旋转成为并行处理的I和Q分量，而图16仅示出了一个串行路径。在一个或多个接收天线36a处接收根据方程式[29]在发射器处生成为x(t)的信号r(t)，由放大器52进行放大，并在低通滤波器54处进行滤波。该放大和滤波后的信号在乘法器56a处与从调制器58a输出的调制波相乘。通常在方程式[26]处，该调制器58a将接收到的信号r(t)分解为以上详述的PAM信号s(t)。接下来对该PAM分解信号s(t)进行采样60、解扰(未示出)并进行相关(如果扩频)，以在平方器64处求解能量峰值，这最小化错误校正的实例。当足够幅度的能量峰值发生的时候，阈值检测器68关闭开关并使解扩信号进入进一步的处理70，例如解码。从阈值检测器68到处理器的虚线是反馈链路，其向处理器通知校正何时发生，从而其可以更高效地解扩进一步的信号，而不是检测每个偏移(slip)值的可能校正。

处理器使例如采样器60的其他组件与本地时钟72同步，并访问各种计算机程序、数据存储表以及存储在存储器34中的算法。其中某些涉及控制调制器以分解接收到信号r(t)，其镜像化CPM信号并且被输入到乘法器56中，作为接下来将要被检测和解码的PAM信号s(t)。根据方程式[26]，控制调制器的计算机程序使得对于每第n个码元间隔而言，处理器确定伪码元b_k，n和函数g_k，n(t-nT)的积，并在Q＝2^L个码元间隔上对这些积求和，其中函数g_k，n(t-nT)求导自一般化相位函数，并且其中L是在其上定义频率函数的码元间隔的数量。如果要累积多个脉冲的能量，则针对0和Q-1个脉冲之间的所有k个脉冲来相加该求和的乘积。

在发射器中存在类似的结构，其中为简化起见，在收发器的发射侧和接收侧复制诸如调制器之类的一些组件，尽管在实践中，一个组件就可以针对发射和接收模式进行操作。在转换器72处将期望的信息信号转换为模拟，并且在调制器58b通过PAM分解波形进行调制，从而产生如方程式[29]中的信号x(t)。如果发射器可配置用于不同的调制系数和/或不同的M进制信令，则存储器34处的计算机程序首先确定单h或多h和二进制或非二进制M进制信令。然后可操作的计算机程序确定将在接收器处求解多少脉冲。如上所述，如果发射器复杂性是限制性因素，则设Q₀＝1，从而对于指数k，仅有一个值。对于每个第n个码元间隔，确定伪码元b_k，n和函数g_k，n(t-nT)，并在Q₀个码元间隔上对这些积求和，其中函数g_k，n(t-nT)求导自一般化相位函数，并且其中L是在其上定义频率函数的码元间隔的数量。如果累积了多个脉冲的能量，则针对0和Q-1个脉冲之间的所有k个脉冲来相加该求和的乘积。对上述信号进行调制并进行发射。然后放大52b并通过一个或多个发射天线36b来发射PAM调制信号x(t)。

各种功能以及参数可以存储在存储器中，作为查找表、算法或均实现为硬件、软件并可由数字处理器读取/执行的查找表和算法的组合。

本发明的实施方式在非二进制M进制和多h调制中保留了Laurent分解的如下优势：

·就像二进制CPM的情况一样，分解中的PAM分量脉冲被有差别地排序，从而第一分量脉冲对波形贡献出最显著的能量，并且最后的分量脉冲可以忽略。

·就像二进制CPM的情况一样，在每个码元间隔上，很清楚具有一个可用于将具有高精确度的M进制CPM波形进行合成(或评估)的“主脉冲”。

·就像二进制CPM的情况一样，在每个码元间隔上，PAM分组脉冲的总量等于Q＝2^L-1。

·就像二进制CPM的情况一样，可以使用最少数量的PAM分量脉冲(当与现有技术相比时)来生成“几乎M进制CPM”或“确切M进制CPM”波形。

如上所述，本发明解决了将M进制CPM波形表达为PAM波形叠加的复杂性问题。此外，本发明还产生了下列优势：

·对于“几乎M进制CPM”波形的合成而言，降低了发射器复杂度(以及可能的成本)；

·降低了评估M进制CPM波形的性能或特征所需的难度水平；

·对于“几乎M进制CPM”或“确切M进制CPM”波形而言，降低了接收器复杂度(以及可能的成本)。

如上所述，本发明实现了一种新的分解，其概括Laurent在二进制CPM至M进制单h、二进制多h和M进制多h CPM波形的工作。重要的是，其保持了Laurent分解对于二进制单h CPM的很多有用的特性。本发明的显著之处在于可以使用该新的PAM分解来定义优化的“几乎M进制CPM”波形，其针对特定的性能度量(例如峰均功率比的上限)通过在分解中使用最少数量的分量PAM项来构建期望的信号(当与现有技术相比时)。

具体而言，本发明将M进制单h和多h CPM波形的备选、确切和精确表达式表示为有限数量的PAM信号之和。该表达式便于合成“几乎M进制CPM”和“确切M进制CPM”波形并且降低了发射器复杂度。本发明还可用来线性化GMSK波形以及设计更简单的接收器，例如使用它来开发简化的技术以将接收到信号与突发的训练部分关联起来。相对于现有技术的最大节约表现在更高阶的CPM波形中。

而且，由于本发明实现了一种简化更高阶CPM波形的PAM表达/近似的机制，所以其克服了其中的一个关键缺陷，即该缺陷使得CPM在高容量无线通信方面落后于OFDM。具体而言，OFDM的一个主要缺陷在于大包络波动的发生，这使得线性放大极具挑战性。OFDM信号的复数包络的动态范围可以驱动功率放大器在信号输入功率达到饱和区域时展现出非线性特征以及较低的功率效率。相比于OFDM，CPM方案在功率和带宽方面均是高效的，但由于较高阶CPM信号的非线性引起高的实施复杂度和与特定接收器架构一起使用的难度，所以不能被视为可靠。本发明被视为解决了针对较高阶CPM的复杂度/非线性问题。

尽管在特定实施方式的上下文中进行了描述，但对于本领域技术人员而言很明显的是，可以对这些教导进行多种修改以及各种变化。因此，尽管已针对本发明的一个或多个优选实施方式进行了具体描述和说明，但本领域技术人员应当理解的是，可以在其中进行特定的修改和改变，而不脱离本发明所阐述的范围和实质，或者也不脱离所附权利要求书的范围。

Claims (50)

1.一种用于发射信号的方法，包括：

将信号调制到M进制脉冲调幅PAM波形，该波形是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加，从而突发的每个码元间隔上的至少绝大部分信号能量处于Q₀个PAM分量脉冲中；以及

发射被调制的信号，

其中M＞2是允许的离散幅值的数量，L表示码元间隔的数量。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，Q₀＝1，并且所述一个PAM分量脉冲中的至少绝大部分信号能量包括至少95％的信号能量。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，Q₀＝2^L-1，并且至少绝大部分包括所有信号能量。

4.根据权利要求3所述的方法，进一步包括：截断所述被调制信号，从而每个码元间隔包含的PAM分量脉冲少于所有的Q₀＝2^L-1个，并且其中发射所述被调制信号包括发射所述截断的被调制信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，对于持续期间T的每个第n个码元，调制包括确定伪码元b_k，n与从所述信号的相位函数求导得出的函数g_k，n(t-nT)的积，并在Q₀个PAM分量脉冲上对该积求和。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，调制进一步包括在所有码元间隔上针对所有分量脉冲相加所述积的和。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，对于每个第n个码元，第一PAM分量脉冲的持续时间长于任何其他Q₀个PAM分量脉冲的持续时间，并且携带的能量多于针对合并的第n个码元的所有其他Q₀个PAM分量脉冲所携带的能量。

8.一种发射信号的方法，包括：

将信号调制到二进制多h脉冲调幅PAM波形，该波形是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加，从而突发的每个码元间隔上的至少绝大部分信号能量处于Q₀个PAM分量脉冲中；以及

发射被调制的信号，

其中h＞1是调制系数的数量，M是允许的离散幅度值的数量，以及L表示码元间隔的数量。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，Q₀＝1，并且所述一个PAM分量脉冲中的至少绝大部分信号能量包括至少95％的信号能量。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，Q₀＝2^L-1，并且至少绝大部分信号能量包括所有信号能量。

11.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：截断所述被调制信号，从而每个码元间隔包含的PAM分量脉冲少于所有的Q₀＝2^L-1个，并且其中发射所述被调制信号包括发射所述截断的被调制信号。

12.根据权利要求8所述的方法，其中，对于持续期间T的每个第n个码元，调制包括确定伪码元b_k，n与从所述信号的相位函数求导得出的函数g_k，n(t-nT)的积，并在Q₀个PAM分量脉冲上对该积求和。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，调制进一步包括在所有码元间隔上针对所有分量脉冲相加所述积的和。

14.根据权利要求8所述的方法，其中，对于每个第n个码元，第一PAM分量脉冲的持续时间长于任何其他Q₀个PAM分量脉冲的持续时间，并且携带的能量多于针对合并的第n个码元的所有其他Q₀个PAM分量脉冲所携带的能量。

15.一种发射器，包括：

信号源；

调制器，用于输出M进制脉冲调幅PAM波形，该波形是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加，其中M＞2是允许的离散幅度值的数量，L表示码元间隔的数量；

乘法器，具有连接到所述信号源和所述调制器的输入；

天线，具有连接到所述乘法器的输出的输入；以及

处理器，其连接到存储器并具有连接到所述调制器的输入的输出，所述处理器用于驱动所述调制器，以对每个码元间隔中的Q₀个PAM脉冲进行赋形，从而针对突发的每个码元间隔的至少绝大部分信号能量携带于该码元间隔的Q₀个PAM脉冲中。

16.根据权利要求15所述的发射器，其中，Q₀＝1，并且所述一个PAM分量脉冲中的至少绝大部分信号能量包括至少95％的信号能量。

17.根据权利要求15所述的发射器，其中，Q₀＝2^L-1，并且至少绝大部分信号能量包括所有信号能量。

18.根据权利要求17所述的发射器，其中，所述乘法器操作以将来自所述信号源的输入与来自所述调制器的截断输入相乘，所述截断输入的特征在于小于针对每个码元间隔的所有Q₀＝2^L-1个PAM分量脉冲。

19.根据权利要求15所述的发射器，其中，所述乘法器的输出由以下来表示：

$x(t,a,h)=\underset{k=0}{\overset{Q_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{g}_{k,n}(t-\mathrm{nT}),1\&le;Q_0\&le;Q;(Q=2^{L-1});$

其中b_k，n表示伪码元，g_k，n(t-nT)表示从所述信号的相位函数中求导得出的函数，以及T是码元持续时间。

20.一种发射器，包括：

信号源；

调制器，用于输出二进制、多h脉冲调幅PAM波形，该波形是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加，其中h＞1是调制系数的数量，M是允许的离散幅度值的数量，以及L表示码元间隔的数量。

乘法器，具有连接到所述信号源和所述调制器的输入；

天线，具有连接到所述乘法器的输出的输入；以及

处理器，其连接到存储器并具有连接到所述调制器的输入的输出，所述处理器用于驱动所述调制器，以对每个码元间隔中的Q₀个PAM脉冲进行赋形，从而针对突发的每个码元间隔的基本所有信号能量均携带于该码元间隔的Q₀个PAM脉冲中。

21.根据权利要求20所述的发射器，其中，Q₀＝1，并且所述一个PAM分量脉冲中的至少绝大部分信号能量包括至少95％的信号能量。

22.根据权利要求20所述的发射器，其中，Q₀＝2^L-1，并且至少绝大部分信号能量包括所有信号能量。

23.根据权利要求22所述的发射器，其中，所述乘法器操作以将来自所述信号源的输入与来自所述调制器的截断输入相乘，所述截断输入的特征在于小于针对每个码元间隔的所有Q₀＝2^L-1个PAM分量脉冲。

24.根据权利要求20所述的发射器，其中，所述乘法器的输出由以下来表示：

$x(t,a,h)=\underset{k=0}{\overset{Q_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{b}_{k,n}{g}_{k,n}(t-\mathrm{nT}),1\&le;Q_0\&le;Q;\left(\text{Q=}{2}^{L-1}\right);$

其中b_k，n表示伪码元，g_k，n(t-nT)表示从所述信号的相位函数中求导得出的函数，以及T是码元持续时间。

25.一种机器可读指令的程序，其有形地实现在信息承载介质上，并可以由数字数据处理器来执行，以执行针对调制输入信号的动作，该动作包括：

确定M进制脉冲调幅PAM波形，该波形是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加，从而突发的每个码元间隔上的至少绝大部分信号能量处于Q₀个PAM分量脉冲中；

将所述M进制PAM波形与待发射信号进行合并；以及

发射该被调制信号，

其中M＞2是允许的离散幅度值的数量，而L表示码元间隔的数量。

26.根据权利要求25所述的程序，其中，Q₀＝1，并且所述一个PAM分量脉冲中的至少绝大部分信号能量包括至少95％的信号能量。

27.根据权利要求25所述的程序，其中，Q₀＝2^L-1，并且至少绝大部分信号能量包括所有信号能量。

28.根据权利要求27所述的程序，其中，确定M进制PAM波形包括：

对于持续期间T的每个第n个码元，确定伪码元b_k，n与从所述信号的相位函数求导得出的函数g_k，n(t-nT)的积，并在Q₀个PAM分量脉冲上对该积求和。

29.根据权利要求25所述的程序，其中，确定进一步包括在所有码元间隔上针对所有分量脉冲相加所述积的和。

30.根据权利要求25所述的程序，其中，确定作为Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加的M进制PAM波形包括：

确定作为每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加的M进制PAM波形，从而突发的每个码元间隔上的所有信号能量在所述Q₀个PAM分量脉冲中，以及

截断至Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲。

31.一种机器可读指令的程序，其有形地实现在信息承载介质上，并可以由数字数据处理器来执行，以执行针对调制输入信号的动作，该动作包括：

确定二进制多h脉冲调幅PAM波形，该波形是每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加，从而突发的每个码元间隔上的至少绝大部分信号能量处于Q₀个PAM分量脉冲中；

将所述M进制PAM波形与待发射信号进行合并；以及

发射该被调制信号，

其中h＞1是调制系数的数量，M是允许的离散幅度值的数量，以及L表示码元间隔的数量。

32.根据权利要求3 1所述的程序，其中，Q₀＜2^L-1，并且所述一个PAM分量脉冲中的至少绝大部分信号能量包括至少95％的信号能量。

33.根据权利要求31所述的程序，其中，Q₀＝2^L-1，并且至少绝大部分信号能量包括所有信号能量。

34.根据权利要求31所述的程序，其中，确定M进制PAM波形包括：

对于持续期间T的每个第n个码元，确定伪码元b_k，n与从所述信号的相位函数求导得出的函数g_k，n(t-nT)的积，并在Q₀个PAM分量脉冲上对该积求和。

35.根据权利要求34所述的程序，其中，确定进一步包括在所有码元间隔上针对所有分量脉冲相加所述积的和。

36.根据权利要求31所述的程序，其中，确定作为Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加的二进制多h脉冲调幅PAM波形包括：

确定作为每个码元间隔中Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲的叠加的二进制多h脉冲调幅PAM波形，从而突发的每个码元间隔上的所有信号能量在所述Q₀个PAM分量脉冲中，以及

截断至Q₀≤2^L-1个PAM分量脉冲。

37.一种用于调制信号的设备，包括：

信号源装置；

调制装置，用于针对突发的每个码元间隔来确定Q₀多个脉冲，其中在所述突发的每个码元间隔中在M＞2个离散幅度上调制码元，而所述Q₀多个脉冲被赋形为该脉冲根据其所携带的信号能量的量来排序；所述调制器装置进一步用于将所述Q₀多个脉冲叠加成具有对所述信号装置的输出进行调制的连续相位的合并波形；以及

发射装置，用于发射在所述合并波形上调制的信号。

38.根据权利要求37所述的设备，其中，所述调制装置包括连接在一起的处理器、存储器、调制器和乘法器。

39.一种用于调制信号的设备，包括：

信号源装置；

调制装置，用于针对突发的每个码元间隔来确定Q₀多个脉冲，其中在所述突发的每个码元间隔中在M个离散幅度上调制码元，而所述Q₀多个脉冲通过h＞1个调制系数来调制，并被赋形为该脉冲根据其所携带的信号能量的量来排序；所述调制器装置进一步用于将所述Q₀多个脉冲叠加到具有对所述信号装置的输出进行调制的连续相位的合并波形中；以及

发射装置，用于发射在所述合并波形上调制的信号。

40.根据权利要求39所述的设备，其中，所述调制装置包括连接在一起的处理器、存储器、调制器和乘法器。

41.一种用于接收信号的设备，包括：

用于接收M进制脉冲调幅PAM信号的装置，其特征在于，对于每个码元间隔，多个脉冲展现出下降的信号能量水平，其中M＞2；

解调装置，用于解调来自所述脉冲的码元。

42.根据权利要求41所述的设备，其中，每个码元间隔包括Q₀＝2^L-1个PAM分量脉冲，其中L表示码元间隔的数量。

43.根据权利要求41所述的设备，其中，所述解调装置操作以求解伪码元b_k，n。

44.根据权利要求41所述的设备，其中，所述用于接收的装置包括至少一个天线，并且所述解调装置包括解调器、乘法器、存储器和处理器。

45.一种用于接收信号的设备，包括：

用于接收二进制多h脉冲调幅PAM信号的装置，其特征在于，对于每个码元间隔，多个脉冲展现出下降的信号能量水平，其中h＞1是调制系数；

解调装置，用于解调来自所述脉冲的码元。

46.根据权利要求45所述的设备，其中，每个码元间隔包括Q₀＝2^L-1个PAM分量脉冲，其中L表示码元间隔的数量。

47.根据权利要求45所述的设备，其中，所述解调装置操作以求解伪码元b_k，n。

48.根据权利要求45所述的设备，其中，所述用于接收的装置包括至少一个天线，并且所述解调装置包括解调器、乘法器、存储器和处理器。

49.一种机器可读指令的程序，其有形地实现在信息承载介质上，并可以由数字数据处理器来执行，以执行针对解调接收到的信号的动作，该动作包括：

确定接收到的脉冲调幅信号的一般化相位函数；

从所述一般化相位函数中求导得出函数g_k，n(t-nT)，其中T是码元持续时间；

对于每个第n个码元间隔，使用函数g_k，n(t-nT)来求解伪码元b_k，n；以及

确定来自所述伪码元的码元。

50.一种用于构建信号x(t，a，h)的方法，包括：

构建函数g_k，n(t-nT)；

将所述函数平移nT；

将所述移位函数与伪码元b_k，n相乘；

在Q₀个脉冲上对所述相乘的和移位的函数求和；

在n个码元上对Q₀个脉冲求和。

其中，t是时间指数，a表示数据码元相位，h是调制系数，并且T是码元持续时间。

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