CN101222470A - 双天线广义多载波系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双天线广义多载波系统的信道估计方法，根据系统规定的帧数据的时频结构，将导频子载波按照特定子带的位置分配，而非特定子带分配零子载波。在一帧数据传输过程中，信道慢时变的条件下，合理设计两根发送天线的导频正交性，并且使用一帧内的两个导频块联合进行信道估计，使得信道估计问题转化成线性方程组的求解，通过线性处理就可以得到特定子带位置的信道频率响应估计值，而非特定子带位置不做估计，这样既节省了导频资源，又容易扩展到其它频分复用接入的多用户系统，如正交频分复用接入系统，单载波频分复用接入系统。

Description

双天线广义多载波系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种双天线广义多载波系统的信道估计方法，具体涉及一种针对上行链路双天线离散傅立叶扩频广义多载波系统的信道估计方法。属于无线通信中信号处理技术领域。

背景技术

离散傅立叶扩频广义多载波(Discrete Fourier Transform-Spread-GeneralizedMulti-Carrier，以下简DFT-S-GMC)系统是一种上行链路传输技术。这个系统本质上是一种单载波频分复用系统，它通过DFT扩频映射，根据规定的映射模式将用户数据映射到特定的子带位置，然后通过广义多载波调制把数据调制到不同的子带上去，这样不同的用户通过分配不同的子带，实现多用户的频分复用接入(ZHANG Xiao-dong，LI Ming-qi，HU Hong-lin et al.DFT Spread GeneralizedMulti-carrier Scheme for Broadband Mobile Communications[C].The 17th AnnualIEEE International Symposium on Personal，Indoor and Mobile RadioCommunications.2006)。

在DFT-S-GMC系统中，数据块和导频块以不同的调制方式产生，即数据块是GMC调制，而导频块是正交频分复用(OFDM)调制。经过调制后的数据块和导频块，以时分复用的方式合成一个帧，每个帧包含六个数据块和两个导频块。数据块的采样点数是导频块采样点数的两倍，因此数据通过的信道频率响应采样长度是导频通过的信道频率响应采样长度的两倍，由导频块估计的信道频率响应做两倍插值能够得到数据块的信道频率响应。

对双天线系统中的导频块而言，由于它采用的是OFDM调制，因此本质上相当于在一个多输入多输出—正交频分复用(MIMO-OFDM)系统中的导频块。常用的MIMO-OFDM系统的信道估计方法是Ye Li提出的时域最大似然(ML)信道估计方法(Ye Li，Nambirajan Seshadri.Channel Estimation for OFDM Systemswith Transmitter Diversity in Mobile Wireless Channels.IEEE Journal on SelectedAreas in Communications，vol 17，no 3，1999)，首先设计双天线(或多天线)的导频块正交，然后根据最大似然准则求出时域多径信道响应，最后根据数据块的信道频率采样长度做傅立叶变换得到数据块的信道频率响应。这种方法虽然能够直接应用于双天线广义多载波系统，但是它没有利用到系统本身的频域特点，性能不佳。

发明内容

本发明的目的在于针对时域最大似然信道估计方法的缺点，提供一种双天线广义多载波系统的信道估计方法，能够直接估计出数据映射位置的信道频率响应，复杂度较低，性能较好，适合于多用户频分复用接入系统。

为实现这一目的，本发明的双天线广义多载波系统的信道估计方法中，根据系统的数据子带映射方式分配导频子载波的位置，然后分别对系统中的两个导频块在双发送天线上赋予特定的值，在接收端联立线性方程组，分别得到双发送天线到接收天线的奇载波导频点和偶载波导频点的信道估计值，然后做两倍线性插值得到数据点的信道估计值。

本发明的具体步骤如下：

1.将系统帧结构中包含的两个导频块的子载波按照数据的映射方式进行分配，即在非零数据子带占用的频率处分配非零的导频子载波，在零数据子带占用的频率处分配零导频子载波。

2.双发送天线导频的正交设计时导频采用二进制相移键控调制，对应第k(k＝1，2…K)个非零子带的导频子载波，第一块导频的双天线正交设计为：第一根发送天线的导频与第二根发送天线的导频奇数位子载波幅度相反，偶数位相同；第二块导频的双天线正交设计为：第一根发送天线的导频与第二根发送天线的导频偶数位子载波幅度相反，奇数位相同；或者，两块导频的双发送天线的导频正交反向设计，即第一块导频的第一根发送天线与第二根发送天线的偶数位子载波幅度相反，奇数位相同，第二块导频的第一根发送天线与第二根发送天线的奇数位子载波幅度相反，偶数位相同。

3.对于第一个非零子带的导频子载波，第一个导频块通过发送天线到接收天线的接收符号包括三个部分：第一个导频块在第一根发送天线上的导频值乘以第一根发送天线到接收天线的信道频率响应值，第一个导频块在第二根发送天线上的导频值乘以第二根发送天线到接收天线的信道频率响应值，加性高斯白噪声；第一个导频块通过信道后的接收符号等于这三个部分之和，构成等式一；设信道为慢时变，第二个导频块通过的信道频率响应等于第一个导频块通过的信道频率响应，则第二个导频块通过发送天线到接收天线的接收符号包括以下三个部分：第二个导频块在第一根发送天线上的导频值乘以第一根发送天线到接收天线的信道频率响应值，第二个导频块在第二根发送天线上的导频值乘以第二根发送天线到接收天线的信道频率响应值，加性高斯白噪声；第二个导频块通过信道后接收符号等于这三个部分之和，构成等式二；将等式一两边同除以第一个导频块在第一根发送天线上的值，得到等式三；将等式二两边同除以第二个导频块在第一根发送天线上的值，得到等式四；取出等式三和等式四中的奇数位的点，联立线性方程组，求出导频奇数位点的信道频率响应估计值；取出等式三和等式四中的偶数位的点，联立线性方程组，求出导频偶数位点的信道频率响应估计值；将导频奇数位点的信道频率响应估计值和导频偶数位点的信道频率响应估计值按照奇偶顺序合在一起，得到对应第一个非零子带的导频的信道频率响应估计值。

4.将步骤3)求得的对应第一个非零子带的导频的信道频率响应估计值做两倍的线性插值，得到第一个非零子带的数据的信道频率响应值。

5.重复步骤3)4)得到第2，3…K子带的信道频率响应，完成所有非零子带的信道估计。

通过计算机仿真表明，在一帧信道慢时变的条件下，本发明能够估计出基于DFT-S-GMC系统的双发送天线到接收天线的信道频率响应，并且线性处理的复杂度较低，是一种实用的方法。而且，本发明中导频是按照多用户频分复用系统的要求分配和设计的，因此，此信道估计方案也适合于常见的正交频分复用接入系统，单载波频分复用接入系统。

附图说明

图1为本发明双发送天线到接收天线的信道频率响应的真实值和估计值比较。

图2为本发明与时域ML方法的MSE性能比较。

图3为本发明与时域ML方法的BER性能比较。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的技术方案作进一步描述。

本发明的双天线广义多载波系统的信道估计方法具体步骤如下：

1.频域导频分配，将系统帧结构中包含的两个导频块的子载波按照数据的映射方式进行分配。设其中一个导频块的子载波个数为M_p，其中非零子载波为N_p，将导频子载波分配给K个非零子带，则每个子带占用Q＝N_p/K个子载波，对应第k个子带，子载波是

P_k＝[p(k，0)p(k，1)…p(k，q)…p(k，Q-1)]^T

对于所有的M个子带(包括非零子带和零子带)，导频子载波向量按照数据子带映射的位置分配，而数据子带的映射位置由上层调度分配。根据数据子带的映射位置，导频子载波的映射位置为

P_MQ×1＝[O^H…O^HP₁ ^H…O^HP_k ^H…O^HP_K ^H…O^H]^H (分布式映射)

P_MQ×1＝[O^H…O^HP₁ ^H…P_k ^H…P_K ^H…O^H]^H     (集中式映射)

第二个导频块的子载波分配方式与第一个导频块相同。

2.双天线导频设计。导频通过两个天线发射出去，设计两天线发送的导频正交。导频采用二进制相移键控调制(BPSK)，对应第k(k＝1，2…K)个子带的导频子载波，第一块导频的第一根发送天线的导频子载波为

P_1，k ⁽¹⁾＝[p₁ ⁽¹⁾(k，0)…p₁ ⁽¹⁾(k，q)…p₁ ⁽¹⁾(k，Q-1)]^T

第一块导频的第二根发送天线的导频子载波P_2，k ⁽¹⁾，设计为奇数位子载波与第一根发送天线的奇数位子载波幅度相反，偶数位子载波相同，即

P_2，k ⁽¹⁾＝(-1)^q+1P_1，k ⁽¹⁾  q＝0，1，…Q-1

第二个导频块的第一根发送天线的导频子载波为

P_1，k ⁽²⁾＝[p₁ ⁽²⁾(k，0)…p₁ ⁽²⁾(k，q)…p₁ ⁽²⁾(k，Q-1)]^T

第二个导频块第二根发送天线的导频子载波P_2，k ⁽²⁾，设计为偶数位子载波与第一根发送天线的奇数位子载波幅度相反，奇数位子载波相同，即

P_2，k ⁽²⁾＝(-1)^qP_1，k ⁽²⁾  q＝0，1，…Q-1

两块导频的奇偶载波的正交设计也可以相反，即第一块导频的第一根发送天线与第二根发送天线的偶数位子载波幅度相反，奇数位相同，第二块导频的第一根发送天线与第二根发送天线的奇数位子载波幅度相反，偶数位相同。

3.频域信道估计。设一帧数据内信道是慢时变的，则第二个导频块通过的信道频率响应等于第一个导频块通过的信道频率响应。设第i根发送天线到接收天线的信道是H_i(i＝1，2)，第一，二个导频块的对应第1个子带的频域接收符号分别为

R⁽¹⁾＝diag(P₁ ⁽¹⁾)·H₁+diag(P₂ ⁽¹⁾)·H₂+W⁽¹⁾

R⁽²⁾＝diag(P₁ ⁽²⁾)·H₁+diag(P₂ ⁽²⁾)·H₂+W⁽²⁾

第一块接收导频符号等式左右两边同时左乘[diag(P₁ ⁽¹⁾)]^-1，第二块接收导频符号等式左右两边同时左乘[diag(P₁ ⁽²⁾)]^-1，得到

$Y^{\left(1\right)}=I_{N_p}{H}_1+P^{\left(1\right)}{H}_2+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}$

$Y^{\left(2\right)}=I_{N_p}{H}_1+P^{\left(2\right)}{H}_2+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}$

式中Y⁽¹⁾＝D^-1(P₁ ⁽¹⁾)R⁽¹⁾，P⁽¹⁾＝D^-1(P₁ ⁽¹⁾)D(P₂ ⁽¹⁾)，Ξ⁽¹⁾＝D^-1(P₁ ⁽¹⁾)W⁽¹⁾，并且 $E\left[{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)H}{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}\right]={\mathrm{\δ}}_n^2{I}_Q,$ 其余Y⁽²⁾，P⁽²⁾，Ξ⁽²⁾的表达同理。因为设计的P₁ ⁽¹⁾和P₂ ⁽¹⁾是奇数位相反，偶数位相等，并且导频是BPSK调制，所以P⁽¹⁾对角线上元素的特点是奇数位为-1，偶数位为1。同理，P⁽²⁾对角线上元素的特点是奇数位为1，偶数位为-1。因此，P⁽¹⁾和P⁽²⁾的奇偶数位正好相反，利用这个特点，分别联立奇数点位置的方程组和偶数点位置的方程组，求出H_i的奇偶数位的值，从而得到H_i的信道估计值。取出上两式的奇数位联立方程组：

$\left\{\begin{array}{c}{H}_1(2s+1)-H_2(2s+1)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}(2s+1)=Y^{\left(1\right)}(2s+1)\\ H_1(2s+1)+H_2(2s+1)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}(2s+1)=Y^{\left(2\right)}(2s+1)\end{array}\right.s=\mathrm{0,1}\·\·\·\frac{Q}{2}-1$

偶数位联立方程组：

$\left\{\begin{array}{c}{H}_1\left(2s\right)+H_2\left(2s\right)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}\left(2s\right)=Y^{\left(1\right)}\left(2s\right)\\ H_1\left(2s\right)-H_2\left(2s\right)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}\left(2s\right)=Y^{\left(2\right)}\left(2s\right)\end{array}\right.$

求解这两个线性方程组如下式

${\hat{H}}_1(2s+1)=\frac{Y^{\left(1\right)}(2s+1)+Y^{\left(2\right)}(2s+1)}{2}$ ${\hat{H}}_1\left(2s\right)=\frac{Y^{\left(1\right)}\left(2s\right)+Y^{\left(2\right)}\left(2s\right)}{2}$

${\hat{H}}_2(2s+1)=\frac{Y^{\left(2\right)}(2s+1)-Y^{\left(1\right)}(2s+1)}{2}$ ${\hat{H}}_2\left(2s\right)=\frac{Y^{\left(1\right)}\left(2s\right)-Y^{\left(2\right)}\left(2s\right)}{2}$

从而分别得到双发送天线到接收天线导频的奇数位点信道频率响应估计值和偶数位点的信道频率响应估计值，奇偶数位的信道频率响应估计值按顺序排在一起，得到第1个子带中导频的信道频率响应估计值。

4.将步骤3中估计出的导频的信道频率响应估计值做两倍线性插值，得到数据的信道频率响应估计值。

5.重复步骤3，4，得到2，3…K子带的信道频率响应估计值，完成所有非零子带的信道估计，而零子带不做信道估计，

本发明中信道估计的最小均方误差(MSE)性能分析如下

定义MSE为

$\mathrm{MSE}=\frac{1}{2L_h}E\left[{\left|\right|{\hat{H}}_n-H_n\left|\right|}^2\right]$

其中， $H_n={\left[\begin{array}{cc}{H}_{1,n}^H& H_{2,n}^H\end{array}\right]}^H,$ L_h是信道最大多径延时。信道估计值是由信道的真实值和噪声构成的，即

${\hat{H}}_1(2s+1)=\frac{Y^{\left(1\right)}(2s+1)+Y^{\left(2\right)}(2s+1)}{2}=H_1(2s+1)+\frac{{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}(2s+1)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}(2s+1)}{2}$

${\hat{H}}_1\left(2s\right)=H_1\left(2s\right)+\frac{{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}\left(2s\right)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}\left(2s\right)}{2}$

同理

${\hat{H}}_2(2s+1)=H_2(2s+1)+\frac{{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}(2s+1)-{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}(2s+1)}{2}$

${\hat{H}}_2\left(2s\right)=H_2\left(2s\right)+\frac{{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}\left(2s\right)-{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}\left(2s\right)}{2}$

那么

$E\left[{\left|\right|{\hat{H}}_n-H_n\left|\right|}^2\right]=E\left[\frac{{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}(2s+1)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}(2s+1)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}\left(2s\right)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}\left(2s\right)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}(2s+1)-{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}(2s+1)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}\left(2s\right)-{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}\left(2s\right)}{2}\right]$

$=E[{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}\left(2s\right)+{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}(2s+1)]$

计算期望值，考虑两点，一是Ξ⁽¹⁾(2s)只占Ξ⁽¹⁾的一半能量，Ξ⁽²⁾(2s+1)同理；二是H_n的长度是2Q，所以期望值 $E\left[{\mathrm{\Ξ}}^{\left(1\right)}\left(2s\right)\right]==\frac{1}{4}\·\frac{{\mathrm{\δ}}_n^2}{{2L}_h}$ 同理， $E\left[{\mathrm{\Ξ}}^{\left(2\right)}(2s+1)\right]==\frac{1}{4}\·\frac{{\mathrm{\δ}}_n^2}{{2L}_h}$

因此本发明的MSE性能为： ${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{GMC}}=\frac{1}{2}\·\frac{{\mathrm{\δ}}_n^2}{2L_h}$

附图1给出了本发明估计的信道频率响应的直观表示。仿真中，设置信噪比是15dB，数据子带的映射方式为4个分布式子带，数据采样点数为512，导频采样点数为256。图中，实线是本发明估计出的非零子带信道频率响应，虚线是真实的信道频率响应。其中，(a)图表示第一根发送天线到接收天线的信道频率响应的实际值和估计值，(b)图表示第二根发送天线到接收天线的信道频率响应的实际值和估计值。从图中可以看出，本发明将非零导频分配在非零特定子带上，通过设计两个导频块各自的双天线上导频奇偶正交，联立线性方程组，分别估计出双天线到接收天线的非零子带的信道频率响应。

附图2，附图3给出了本发明与Ye li提出的时域ML信道估计算法的比较。在时域ML估计中，导频占用整个频谱，双发送天线上的导频仍然设计为正交的，首先估计出时域多径响应，再通过512点FFT变换得到整个信道的频率响应，然后取出非零子带的信道频率响应即为实际需要的估计值。图2给出了两种方法的MSE性能比较，图3给出了误码率性能比较。从图中可以看出，本发明方法的MSE和误码率性能均优于时域ML算法，并且复杂度较低。

综上所述，本发明提出的信道估计方法，在信道传输一帧数据慢时变的条件下，根据DFT-S-GMC系统帧数据的时频特点，合理分配和设计双发送天线的导频，能够通过频域的线性方程组估计出非零子带的信道频率响应。

Claims (1)

1.一种双天线广义多载波系统的信道估计方法，其特征在于包括如下步骤：

1)将系统帧结构中包含的两个导频块的子载波按照数据的映射方式进行分配，即在非零数据子带占用的频率处分配非零的导频子载波，在零数据子带占用的频率处分配零导频子载波；

2)双发送天线导频的正交设计时导频采用二进制相移键控调制，对应第k(k＝1，2…K)个非零子带的导频子载波，第一块导频的双天线正交设计为：第一根发送天线的导频与第二根发送天线的导频奇数位子载波幅度相反，偶数位相同；第二块导频的双天线正交设计为：第一根发送天线的导频与第二根发送天线的导频偶数位子载波幅度相反，奇数位相同；或者，两块导频的双发送天线的导频正交反向设计，即第一块导频的第一根发送天线与第二根发送天线的偶数位子载波幅度相反，奇数位相同，第二块导频的第一根发送天线与第二根发送天线的奇数位子载波幅度相反，偶数位相同；

3)对于第一个非零子带的导频子载波，第一个导频块通过发送天线到接收天线的接收符号包括三个部分：第一个导频块在第一根发送天线上的导频值乘以第一根发送天线到接收天线的信道频率响应值，第一个导频块在第二根发送天线上的导频值乘以第二根发送天线到接收天线的信道频率响应值，加性高斯白噪声；第一个导频块通过信道后的接收符号等于这三个部分之和，构成等式一；设信道为慢时变，第二个导频块通过的信道频率响应等于第一个导频块通过的信道频率响应，则第二个导频块通过发送天线到接收天线的接收符号包括以下三个部分：第二个导频块在第一根发送天线上的导频值乘以第一根发送天线到接收天线的信道频率响应值，第二个导频块在第二根发送天线上的导频值乘以第二根发送天线到接收天线的信道频率响应值，加性高斯白噪声；第二个导频块通过信道后接收符号等于这三个部分之和，构成等式二；将等式一两边同除以第一个导频块在第一根发送天线上的值，得到等式三；将等式二两边同除以第二个导频块在第一根发送天线上的值，得到等式四；取出等式三和等式四中的奇数位的点，联立线性方程组，求出导频奇数位点的信道频率响应估计值；取出等式三和等式四中的偶数位的点，联立线性方程组，求出导频偶数位点的信道频率响应估计值；将导频奇数位点的信道频率响应估计值和导频偶数位点的信道频率响应估计值按照奇偶顺序合在一起，得到对应第一个非零子带的导频的信道频率响应估计值；

4)将步骤3)求得的对应第一个非零子带的导频的信道频率响应估计值做两倍的线性插值，得到第一个非零子带的数据的信道频率响应值；

5)重复步骤3)4)得到第2，3…K子带的信道频率响应，完成所有非零子带的信道估计。

Images