CN101175346A - 自动调整电压的背光控制电路及发光元件控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种自动调整电压的背光控制电路，包含：电压供应电路，其接受一输入电压，并受控于一控制讯号而产生一输出电压；复数个节点，各节点处的电压可代表一对应发光元件路径上的电流值；以及高低电压比较放大电路，根据该复数节点间的电压差异，产生上述控制讯号。本发明提供一种自动调整动态的平衡机制，背光控制电路会自动调降输出电压Vout，直到最高电压与最低电压间的差异等于设定值为止。因此，本发明可达到节约能耗的目的，免除人为设定参考电压Vref时，对Vref值拿捏的困扰。

Description

自动调整电压的背光控制电路及发光元件控制方法

技术领域

本发明涉及一种背光控制电路(Backlight Control Circuit)，特别是指一种能自动调整发光二极管供应电压、使耗能效率最佳化的背光控制电路。

背景技术

液晶显示装置中，以背光控制电路来控制发光二极管自液晶屏幕背后发光，以令使用者得以观看屏幕上的画面。

请参阅图1，此为发光二极管全并联时，现有技术背光控制电路之一例。如图所示，此背光控制电路20中各发光二极管L1-LN上的电流，分别由电流源CS1-CSN所控制。背光控制电路20包括一个最低电压选择电路21，用以选择所有发光二极管L1-LN之阴极端中，电压最低者，并在误差放大器13中，将此选定电压与参考电压Vref比较，藉此控制电压供应电路11。藉由反馈控制机制，可将所有节点N11-N1N中，电压最低者，保持在参考电压Vref的位准；如此，输出电压Vout将受控制，而使所有的电流源电路都有足够的工作电压可以正常工作，也使所有的发光二极管正常发亮。又，为防止电压供应电路11无限制地拉高电压(例如误差放大电路13故障)，通常会在背光控制电路20中增设一个过电压保护电路12，其侦测输出电压Vout，并于输出电压Vout过高时，发出讯号控制电压供应电路11，使其停止拉高电压(视电路设计而定，可完全停止供应电压，或将电压保持在某一上限值；在背光控制电路中，一般采取第二种作法。)

过电压保护电路12的一般作法如图2所示，可从输出电压Vout萃取分压，将节点Vsense2处的电压与预先设定的参考电压Vovp比较，并根据比较结果来发出讯号控制电压供应电路11。

上述全并联作法中，如需要增加发光二极管数目，自然思及的方法是串并联并用，使用图1所示已知的背光控制电路20，在每一条路径101-10N上设置等数目的发光二极管，而构成如图3所示的发光二极管串并联电路。

以上所述的现有技术，其反馈控制机制的设计，主要是要使发光二极管路径101-10N中，电流量最低者，保持在某一设定值以上；理想上，此一设定值，应该即是任一路径上，欲使发光二极管正常工作，所需的电流量最低值。其具体作法，是将发光二极管路径101-10N中，各节点N11-N1N中电压最低者，保持在参考电压Vref的位准。然而，因各发光二极管元件在制造过程中的差异，造成各发光二极管元件的实际压降并不完全相等；因此，背光控制电路的设计者或制造者，为了确保任一路径上，发光二极管都能正常工作，通常会采比较保守的方式，来设定参考电压Vref的位准。换言之，由人为方式所设定的参考电压Vref，通常并不是该电路在实际使用状况下的最理想值(最低所需电压)，而是较其为高。其所导致的缺点是，输出电压Vout也相应增高，造成不必要的能量耗损。

发明内容

有鉴于此，本发明即针对上述现有技术之不足，提出一种能根据发光二极管路径间之差异，自动调整发光二极管供应电压的背光控制电路，以解决前述设定上的困扰，并达成最佳节能效果。

本发明之第二目的在提供一种发光元件的控制方法。

为达上述之目的，在本发明的其中一个实施例中，提供了一种背光控制电路，包含：电压供应电路，其接受一输入电压，并受控于一控制讯号而产生一输出电压；复数个节点，各节点处的电压可代表一对应发光元件路径上的电流值；以及高低电压比较放大电路，根据该复数节点间的电压差异，产生上述控制讯号。

上述实施例中所述的电压比较放大电路，可以将节点中最高与最低电压者加以比较，或将节点上的电压两两相较；两两相较，可以是交互比较，或单向比较。

此外，根据本发明的另一个实施例，也提供一种发光元件控制方法，包含：提供复数条发光元件并联路径；对该复数条发光元件路径的并联节点供应输出电压；从各发光元件路径中，各选取一节点；将至少两节点电压加以比较；以及根据比较结果，控制上述输出电压。

上述节点电压比较步骤中，可将节点中最高与最低电压者加以比较，或将节点上的电压两两相较；两两相较，可以是交互比较，或单向比较。

通过上述技术特征，本发明的有益效果表现在：本发明提供一种动态的平衡机制，若节点N1-NN中，最高电压与最低电压间的差异低于设定值，即表示输出电压Vout还可下调，此时，背光控制电路即会自动调降输出电压Vout，直到最高电压与最低电压间的差异等于设定值为止。因此，本发明可达到节约能耗的目的，免除人为设定参考电压Vref时，对Vref值拿捏的困扰。

以下将通过具体实施例详加说明，当更容易了解本发明之目的、技术内容、特点及其所达成之功效。

附图说明

图1为现有技术的全并联发光二极管电路与背光控制电路的示意电路图。

图2为现有技术的过电压保护电路的示意电路图。

图3为示意电路图，为现有技术的串并联发光二极管电路与背光控制电路的一例。

图4为本发明一实施例的背光控制电路的示意电路图。

图5举例说明节点的设置位置。

图6为高低电压比较放大电路的其中一个实施例。

图7为本发明另一实施例之背光控制电路的示意电路图。

图8为示意电路图，用以说明低电流侦测电路的概念。

图9举例说明图6所示实施例，加上低电流侦测电路与启动电路后的电路结构。

图10说明高低电压比较放大电路的另一个实施例。

图11A说明高低电压比较放大电路的另一个实施例。

图11B说明积分器的典型作法。

图12A说明高低电压比较放大电路的另一个实施例。

图12B说明低通滤波器的典型作法。

图13A说明高低电压比较放大电路的另一个实施例。

图13B与图13C说明电容充放电电路的两种典型作法。

图14A说明高低电压比较放大电路的另一个实施例。

图14B举例说明图14A实施例中，如何设置低电流侦测电路与启动电路。

图15A说明高低电压比较放大电路的另一个实施例。

图15B举例说明图15A实施例中，如何设置低电流侦测电路与启动电路。

图16举例说明可用比较器取代误差放大器。

图17举例说明用比较器取代误差放大器时的另一种作法。

图中符号说明

11电压供应电路

12过电压保护电路

13误差放大电路

15讯号

20背光控制电路

21最低电压选择电路

22最高电压选择电路

29高低电压比较放大电路

30背光控制电路

31-3N低电流侦测电路

101-10N发光二极管路径

111-11N电压比较路径

130直流成份截取电路

131积分器

132低通滤波器

133电容充放电电路

C1-CN，C13比较器

CMP12，CMP21，CMP23，CMP32，CMP13，CMP31比较器

CS1-CSN电流源

EA，EA12，EA21，EA23，EA32，EA13，EA31误差放大器

G1与非门

G2与门

G3或门

L1-LN发光二极管

N1-NN节点

N11-N1N节点

Q10，Q11-Q1N，Q20，Q21-Q2N晶体管

S1侦测讯号

SW1，SW11-SW1N，SW21-SW2N开关

UG1，UG2单位增益电路

VS电压源

具体实施方式

请参考图4，其中以示意电路图的方式显示本发明的其中一个实施例。如图所示，在本实施例的背光控制电路30中，各条并联发光二极管路径101-10N上分别设置有对应的电流源CS1-CSN(以电路方块表示)，以供控制对应路径上的电流量。(发光二极管路径101-10N，意指自输出电压Vout的节点至接地的整条路径。)与现有技术不同地，在本实施例中，并非选择节点N11-N1N中最低的电压与参考电压Vref比较，而是使用高低电压比较放大电路29；此高低电压比较放大电路29中，包含最低电压选择电路21和最高电压选择电路22，以及误差放大电路13。电压比较放大电路29的作用，是将可以代表发光二极管路径101-10N上之电流状况的电压讯号，进行高低比较。

代表电流状况的电压讯号，例如可从各电流源CS1-CSN中，选取节点N1-NN，并萃取这些节点处的电压，来代表发光二极管路径101-10N上之电流状况。以电流源CS1为例，请参考图5A与图5B，当电流源CS1以场效晶体管制作时，节点N1例如可选为其源极电压；当电流源CS1以双载子晶体管制作时，节点N1例如可选为其射极电压。如图所示，发光二极管路径101上的电流i₁₀₁，与流过电阻Rcs1上的电流i_101R大致相等，而节点N1的电压，等于电阻Rcs1和电流i_101R的乘积。因此，可萃取节点N1处的电压，来代表发光二极管路径101上的电流状况。当然，节点N1的选取位置，图标仅为其中一例；亦可选用其它位置，来达成等效的功能。

节点N1-NN上的电压，分别输入最低电压选择电路21和最高电压选择电路22，以选取其中最高和最低的电压，并在误差放大电路13中，将最高和最低的电压加以比较，根据比较结果，输出控制讯号15，以控制电压供应电路11。

图4所示电路的更具体结构，其一例可参考图6。图中上方的电路21，可将节点N1-NN中电压最低者，通过单位增益电路UG1予以输出；下方的电路22，则可将节点N1-NN中电压最高者，通过单位增益电路UG2予以输出。(需注意的是，视节点N1-NN的萃取电压位准而定，下方电路22中的晶体管Q21-Q2N，在某些场合中，可能需要以低临界值(low threshold voltage)的晶体管或耗乏型(depletion mode)晶体管来制作。)此两电路21、22的输出电压，可在误差放大电路13中，以电压源VS予以补偿后，加以比较，并依据其比较结果，产生控制讯号15。控制讯号15对电压供应电路11的控制方式，例如可以是：当最高电压选择电路22的输出，大于最低电压选择电路21的输出加上补偿电压VS时，控制讯号15即令电压供应电路11升高输出电压Vout；当最高电压选择电路22的输出，低于最低电压选择电路21的输出加上补偿电压VS时，控制讯号15即令电压供应电路11降低输出电压Vout。如此即可控制最高电压选择电路22的输出，非常接近或等于最低电压选择电路21的输出加上补偿电压VS。上述控制方式的具体实现方式，例如可藉由在电压供应电路11中设置脉宽调变电路(PWM，Pulse Width Modulation)、脉冲频率调变电路(PFM，Pulse FrequencyModulation)、脉冲跳频调变电路(PSM，Pulse Skipping Modulation)、线性稳压电路、或其它调变电路来达成；这些电路的详细电路结构为本技术领域者所已知，在此不予赘述。

上述误差放大电路13中的电压源VS，为在概念上便于了解而绘示，代表一广义的等效电位差；事实上，并不一定需要设置一个实体的电压源VS。例如，若在误差放大器EA的输入间，设计适当的输入电压误差值(Input offset voltage)，即可等效达成电压源VS的补偿功能；又或者，可通过适当的设计误差放大器EA的增益，或调整控制讯号15对电压供应电路11的控制方式(例如调整回路调变增益(Modulationgain))，也同样可产生所欲达成的反馈控制机制，而可省略设置电压源VS。又例如，当控制讯号15为模拟讯号时，可设计成，当该讯号位于某一临界值以上时，使电压供应电路11升高输出电压Vout，而当该讯号位于该临界值以下时，使电压供应电路11降低输出电压Vout，甚至可在该讯号恰等于该临界值时，使电压供应电路11维持输出电压Vout不变，等等。

以上图4-图6所述电路结构的操作功能与目的，说明如下。当输出电压Vout足以供应发光二极管与电流源CS1-CSN的需求，使各发光二极管与电流源CS1-CSN正常工作时，各发光二极管路径101-10N上的电流量，彼此之间不致于有太大的差距，换言之，节点N1-NN彼此之间，电压不致于有太大的落差，其最高电压与最低电压间的差异，会落在某一个合理的范围内。当输出电压Vout不足以供应发光二极管与电流源CS1-CSN的需求，以致发光二极管与电流源CS1-CSN无法正常工作时，由于各电流源CS1-CSN不能获得足够的工作电压而正常工作，因此各发光二极管路径101-10N上的电流量，彼此之间就出现明显差距，节点N1-NN彼此之间，其最高电压与最低电压间的差异，也会扩大，而超出合理的范围。是以，若将节点N1-NN中，最高电压与最低电压间的差异，藉由误差放大电路13与电压供应电路11的反馈控制机制，使其保持在一定范围之内，即可确保各发光二极管与电流源CS1-CSN正常工作，而使各发光二极管路径101-10N上的电流量，彼此间的差异保持在一定范围之内。不但如此，更重要的是，在此种控制方式下，所供应的输出电压Vout，会自动调整到各发光二极管与电流源CS1-CSN正常工作时所需的最低电压。详言之，在本发明的动态平衡机制下，若节点N1-NN中，最高电压与最低电压间的差异低于设定值，即表示输出电压Vout还可下调，此时，背光控制电路30即会自动调降输出电压Vout，直到最高电压与最低电压间的差异等于设定值为止。因此，本发明可达到节约能耗的目的，免除人为设定参考电压Vref时，对Vref值拿捏的困扰。

此外，为便利说明，仍以误差放大电路13中设有电压源VS为例。此电压源的值，可根据发光二极管正常工作时可容许的亮度差异规格，来加以设定，亦即，电压源VS的值，在概念上，即等于前述最高电压与最低电压间的差异设定值；亦即VS所对应代表的电流差异，即是各发光二极管路径间可容许的最大电流差异值的规格。因此，如有必要，甚至可将该电压源VS由集成电路的外部设定(例如以外接电阻来设定)，以便利调整。

上述电路中，如有任何一条发光二极管路径101-10N发生故障，例如故障断路，则该路径上将无电流流通，造成最低电压选择电路21必然会选择断路路径上的对应节点，而输出零或接近于零的电压。此时，误差放大电路13将不断送出错误的控制讯号15，使整体背光控制电路30将无法正常工作。

此项问题，可通过设置低电流侦测电路，侦测各条发光二极管路径101-10N上是否发生电流过低或无电流的状况，来予以解决。有关低电流侦测电路的细节，请参考本案申请人于同日申请的另一同名申请案；因非本案重点，在此仅举一例作概略说明。

如图7所示，背光控制电路30中，可更包括有低电流侦测电路(Under Current Detection，UCD)31-3N。此低电流侦测电路31-3N的作用是侦测各条发光二极管并联路径101-10N上，是否发生电流过低或无电流的状况。当未发生电流过低或无电流状况时，发光二极管并联路径101-10N上代表电流状况的电压讯号，会通过低电流侦测电路31-3N，传递至对应的电压比较路径111-11N，使高低电压比较放大电路29得以取得这些电压讯号。当发光二极管路径101-10N上有一条或多条路径电流过低或无电流时，低电流侦测电路即排除对应的电压比较路径(111-11N中之一个或多个)，使其不成为高低电压比较放大电路29的有效输入，亦即使高低电压比较放大电路29不会接受这些电压比较路径(111-11N中之一个或多个)上的电压讯号。

以低电流侦测电路31为例，上述概念可参照图8，当更易于了解。路径101上的电流状况i₁₀₁，可将其转换成电压讯号；例如，萃取节点N1处的电压，即是其中一种方式(其它还有多种方式，可参阅前述本案申请人于同日申请的另一同名申请案)。该电压讯号可在比较器C1中，与设定之参考电压Vuc进行比较；其比较结果S1即代表对电流状况的侦测结果，该侦测讯号S1可供控制开关SW1，以在路径101上的电流过低或无电流时，切断开关SW1。(当然，视开关SW1的设计而定，比较器C1的输出可能需要予以反相。)需注意的是，本图仅供说明概念，事实上开关的位置，未必需要设置在路径111上；只要能达到等效目的即可(同样请参阅前述本案申请人于同日申请的另一同名申请案)。

通过设置上述低电流侦测电路31-3N，若任何一条发光二极管路径101-10N发生断路故障或空接(floating)，例如假设发光二极管路径101发生断路故障，则由于路径111被切断，因此最低电压选择电路21仅会从路径112-11N之中，选择最低的电压讯号，输入误差放大电路13。此时，虽然路径101上的所有发光二极管无法工作，但电压供应电路11仍然能够针对正常工作的其余发光二极管来供应适当的电压，并不至于无必要地拉高输出电压Vout，以致降低供电效率、甚或烧坏电路。此外，当本发明之背光控制电路供给发光二极管的芯片接脚数目超过需求时，可简单地将多余的接脚空接或接地，并不会多耗费能量，与该接脚接触的元件也不需要使用高压元件。

除以上所述外，在本发明的背光控制电路30中，若发光二极管路径101-10N的任一条或多条上没有电流，其对应电压比较路径111-11N即被排除不成为高低电压比较放大电路29的有效输入。但在电路启动时，有可能因为所有发光二极管路径101-10N上均没有电流，致使所有的电压比较路径111-11N都不成为高低电压比较放大电路29的有效输入。此时，有可能造成电压供应电路11不能启动供电。如欲谨慎避免此种误动作，根据本发明，有多种作法可行，例如可以提供启动遮蔽电路，根据系统中与启动有关的讯号，如启动重置(power on reset)讯号或软启动(soft start)讯号等等，来产生遮蔽讯号，以遮蔽所有或部份低电流侦测电路31-3N的侦测讯号S1-SN；或藉由逻辑电路的设计，使得当所有低电流侦测电路31-3N都同时侦测到低电流状况时，即强迫电压供应电路11开始供电；或提供启动电路，以确保背光控制电路30启动后可以正常工作。以上所述启动遮蔽电路、逻辑电路、或启动电路之详细电路结构，可参阅前述本案申请人于同日申请的另一同名申请案。

为便利了解起见，以下仍举一例说明。请参阅图9，此为图6所示实施例，加上低电流侦测电路与启动电路后的电路结构(但为简化图面起见，省略了误差放大电路13)。在本实施例中，各比较器C1-CN分别根据对应节点N1-NN上的低电流状况，而产生侦测讯号，以切断对应的开关SW11-SW1N和SW21-SW2N。(切断开关SW11-SW1N，即等效于切断节点N1-NN到晶体管Q11-Q1N栅极的路径并将栅极电压拉高；切断开关SW21-SW2N，即等效于切断节点N1-NN到晶体管Q21-Q2N栅极的路径并将栅极电压拉低。)在电路启动阶段，当所有比较器C1-CN都同时侦测到低电流状况时，藉由与非门G1和与门G2的作用，可使晶体管Q10和Q20仍然导通，因此，单位增益电路UG1和UG2仍可输出讯号供误差放大电路13(未示出)进行比较，以产生控制讯号15，令电压供应电路11供应电压，此时UG1将跟随G1输出低电压，UG2将跟随G2输出高电压，所产生的控制讯号15，将令电压供应电路11使输出电压Vout升高，直到电路脱离启动状态，亦即至少有一发光二极管路径101-10N脱离低电流状态为止。

图9实施例中，各比较器C1-CN和对应的开关SW11-SW1N和SW21-SW2N，即构成前述之低电流侦测电路31-3N，而与非门G1和晶体管Q10，构成对最低电压选择电路21的启动电路；与门G2和晶体管Q20，构成对最高电压选择电路22的启动电路。需强调的是，图9仅为举例说明众多可能实施态样的其中一种，而非表示其为唯一实施方式。

此外，以上说明中，是假设在正常情况下，除了启动阶段外，低电流侦测电路31-3N不会同时产生侦测讯号。但事实上，也有极小的可能，所有低电流侦测电路31-3N都同时产生侦测讯号，且正确表示所有路径101-10N都发生问题。其原因很可能因为是输出电压Vout本身发生问题，例如不慎将输出电压端短路接地，或路径101-10N上的负载过高超过负荷。此时，电压供应电路11往输出电压Vout方向的电流量将会大增。故，可藉由侦测是否发生此一过量电流状态，来判定输出电压端是否短路或过载；若发生过量电流状态，即可关闭电压供应电路11，或限制其供应电流之上限，或关闭整个背光控制电路，或先关闭后再重新启动背光控制电路。其作法，例如可从电压供应电路11的输出端萃取电流，连接至一电阻，并将电阻上的跨压与设定的参考电压比较，或直接取功率元件或开关元件上的跨压来代表电流大小并与设定的参考电压比较，以侦测是否发生此一过量电流状态，等等；熟悉本技术者，当可思及各种作法，在此不予赘述。

图4和图6所示实施例中，使用误差放大电路13，根据节点N1-NN中电压最高者与电压最低者的比较结果，以产生控制讯号15。但误差放大电路13，仅为可行作法之一，而非唯一作法。例如，请参阅图10，亦可使用比较器C13，根据最高电压与最低电压的比较结果，以产生数字控制讯号15，并使用数字方式来控制电压供应电路11升高或降低输出电压Vout。举例而言，可在电压供应电路11中设置脉冲频率调变电路(PFM，Pulse Frequency Modulation)、或脉冲跳频调变电路(PSM，PulseSkipping Modulation)等等，藉由控制此等调变电路，来控制输出电压Vout的供应。

为避免波动噪声造成干扰，如图所示，比较器C13以采用磁滞比较器为佳，但如使用一般比较器，亦属可行。

又，请参阅图11A，如不欲使用数字方式来控制电压供应电路11，亦可将比较器C13的输出，转化成模拟讯号；图标为转化方式的其中一种，可以将比较器C13的输出，通过积分器131转化成模拟讯号，并与参考电压Vref1比较，以产生控制讯号15。图11B所示为积分器的典型电路结构。

或者，请参阅图12A，亦可将比较器C13的输出，通过低通滤波器132转化成模拟讯号，并与参考电压Vref1比较，以产生控制讯号15。图12B所示为低通滤波器132的典型电路结构。

又或者，请参阅图13A，亦可将比较器C13的输出，通过电容充放电电路133转化成模拟讯号，并与参考电压Vref1比较，以产生控制讯号15。图13B与图13C所示为电容充放电电路133的两种电路结构示例。

除此之外，尚有其它各种转化方式，不另赘述；需注意的是，上述图11-图13各例中的参考电压Vref1，为一不影响整体电路规格的参考电压，其可用值范围很大；其并非设定发光二极管路径的最低供应电压，故并无说明现有技术时所提及的设定困扰。

在以上所述各实施例中，根据节点N1-NN中电压最高者与电压最低者的比较结果，以直接或间接产生控制讯号15。将最高电压与最低电压予以比较，是本发明概念下，最为直接的作法；但在相同概念下，亦有其它各种等效变化的可能。这些可能作法，都应属于本发明之范围内；兹举数例加以说明。

请参阅图14A，此为高低电压比较放大电路29的另一种实施型态。为便于说明，假设并联的发光二极管路径总数是三条。在本实施例中，并非将节点N1-N3中电压最高者与电压最低者进行比较，而是将节点N1-N3处的电压，两两互相比较。误差放大器EA12和EA21分别以节点N1处的电压和节点N2处的电压为正负(负正)输入；误差放大器EA23和EA32分别以节点N2处的电压和节点N3处的电压为正负(负正)输入；误差放大器EA13和EA31分别以节点N1处的电压和节点N3处的电压为正负(负正)输入。若节点数目为N，则总共需要N(N-1)个误差放大器(其中N为节点数目)。所有误差放大器EA12、EA21、EA23、EA32、EA13、EA31的输出，输入最高电压选择电路22，以选择其中误差最大者，并在误差放大器EA中，与参考电压Vref2比较，以产生控制讯号15。此实施例的作法，同样可根据节点N1-NN电压间的最大差异，来达成自动调整输出电压Vout的功能。

图14A所示电路中，同样可设置低电流侦测电路与启动电路。举例言之，如图14B所示，可在电路中设置比较器C1-C3和对应的开关，构成低电流侦测电路，并使用与门G2，其输出作为最高电压选择电路22的另一输入，以构成启动电路。由于第14A与14B图电路中并无最低电压选择电路21，故并不需要开关SW11-SW1N、与非门G1、和晶体管Q10(以上说明，请对照图14B与图9。)如前所述，低电流侦测电路与启动电路有多种作法，例如，比较器C1-C3的输出，可作为各对应误差放大器的致能输入，取代控制其输出路径上的开关等等。各种变化，在此不一一赘述；这些变化均应属于本发明的范围。

请再参阅图15A，此为高低电压比较放大电路29的另一种实施型态。同样地，为便于说明，假设并联的发光二极管路径总数是三条。在本实施例中，为节省电路元件，仅将节点N1-N3处的电压，两两作单向比较。亦即，误差放大器EA12以节点N1处的电压为正输入，节点N2处的电压为负输入；误差放大器EA23以节点N2处的电压为正输入，节点N3处的电压为负输入；误差放大器EA31节点N3处的电压为正输入，节点N1处的电压为负输入。与第14A图相较，电路中省略了误差放大器EA21、EA32、和EA13。若节点数目为N，则总共需要N个误差放大器。所有误差放大器EA12、EA23、EA31的输出，输入最高电压选择电路22，以选择其中误差最大者，并在误差放大器EA中，与参考电压Vref3比较，以产生控制讯号15。此实施例的作法，虽非比较最高与最低电压，但同样可根据节点N1-NN电压间的差异，来达成自动调整输出电压Vout的功能。但需注意的是，由于仅单向比较节点N1-NN中任两个的电压(例如，N1与N2比较时，N1永远为正端)，因此，参考电压Vref3，需设定为节点N1-NN中最高电压与最低电压间的可容许差异规格之1/(N-1)的对应值，故N1-NN中直接比较的两两间误差容许度(tolerance)降低为规格之1/(N-1)，其中N为节点数目。

图15A所示电路中，同样可设置低电流侦测电路与启动电路，如图15B所示。对照图14B可见，在图15B中，可进一步省略若干开关元件。

除以上所述外，若采取类似图10-13所示的方式，以比较器来取代误差放大器，则亦可构成如图16或图17所示的电路；其中，各比较器可以是磁滞或一般比较器(在此电压源VS已等效安置在各比较器中，请参考图10)，又，图17中之直流成份截取电路130，可以是前述积分器131、低通滤波器132、电容充放电电路133、或其它等效电路。

图16或图17中，当然也可采取与图15A相似的概念，仅将节点N1-N3处的电压，两两作单向比较，亦即省略比较器CMP21、CMP32、和CMP13。除此之外，亦同样可设置低电流侦测电路与启动电路；例如，可在侦测到某一节点所在路径处于低电流状况时，关闭对应比较器的输出，以构成低电流侦测电路，并令所有低电流侦测电路的侦测讯号，通过一个与门，使用该与门的输出，作为或门G3的另一输入，以构成启动电路。上述内容，熟悉本技术者当可举一反三，不另绘示。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，唯以上所述，仅为使熟悉本技术者易于了解本发明的内容而已，并非用来限定本发明之权利范围。如前所述，对于熟悉本技术者，当可在本发明精神内，立即思及各种等效变化。例如，所有实施例中所示直接连接的两元件，可在其间插入不影响讯号意义的电路，例如延迟电路等等。在图标中虽然以背光控制电路为单独一颗集成电路，但也可拆成不只一颗集成电路，或进一步在其内整合与其它电路元件。又，本发明未必仅能运用于串并联发光元件电路，亦可用于全并联电路；虽然所示发光元件为发光二极管，但也可以是其它发光元件，如有机发光二极管；所述背光控制电路，可以不一定是控制背光，而可以是任何照明，等等。故凡依本发明之概念与精神所为之均等变化或修饰，均应包括于本发明之申请专利范围内。

Claims (32)

1.一种自动调整电压的背光控制电路，包含：

电压供应电路，其接受一输入电压，并受控于一控制讯号而产生一输出电压；

复数个节点，各节点处的电压可代表一对应发光元件路径上的电流值；以及

高低电压比较放大电路，根据该复数节点间的电压差异，产生上述控制讯号。

2.如权利要求1所述的背光控制电路，其中该高低电压比较放大电路根据该复数节点中最高与最低电压间的差异，产生上述控制讯号。

3.如权利要求1所述的背光控制电路，其中该高低电压比较放大电路根据该复数节点中，两两互相比较后，电压差异最大者，产生上述控制讯号。

4.如权利要求1所述的背光控制电路，其中该高低电压比较放大电路根据该复数节点中，两两单向比较后，电压差异最大者，产生上述控制讯号。

5.如权利要求1所述的背光控制电路，其中该高低电压比较放大电路包括：

最低电0压选择电路，与所述复数节点电连接；

最高电压选择电路，与所述复数节点电连接；以及

误差放大电路，其输入端分别与上述最低电压选择电路和最高电压选择电路电连接，其输出端产生前述控制讯号。

6.如权利要求5所述的背光控制电路，其中该误差放大电路包括有一个误差放大器，此误差放大器的其中一个输入端与一个电压源电连接，该电压源和所述最低电压选择电路电连接。

7.如权利要求5所述的背光控制电路，其中该最低电压选择电路包括一个电流源，和至少复数个并联的PMOS晶体管，各晶体管的源极端与该电流源电连接，栅极端与所述复数节点电连接。

8.如权利要求5所述的背光控制电路，其中该最高电压选择电路包括一个电流源，和至少复数个并联的NMOS晶体管，各晶体管的源极端与该电流源电连接，栅极端与所述复数节点电连接。

9.如权利要求1所述的背光控制电路，其中该高低电压比较放大电路包括：

最低电压选择电路，与所述复数节点电连接；

最高电压选择电路，与所述复数节点电连接；以及

比较器电路，其输入端分别与上述最低电压选择电路和最高电压选择电路电连接。

10.如权利要求9所述的背光控制电路，其中该比较器电路之输出端产生前述控制讯号。

11.如权利要求9所述的背光控制电路，其中该比较器电路之输出讯号，转化成模拟讯号后，与一参考电压比较，而产生前述控制讯号。

12.如权利要求11所述的背光控制电路，其中该比较器电路之输出讯号，由以下电路之一，将其转化成模拟讯号：积分器、低通滤波器、或电容充放电电路。

13.如权利要求9所述的背光控制电路，其中该比较器电路包括有一个比较器，此比较器的其中一个输入端与一个电压源电连接，该电压源和所述最低电压选择电路电连接。

14.如权利要求1所述的背光控制电路，其中该高低电压比较放大电路包括：

复数个误差放大器，各误差放大器之两输入端分别与所述复数节点中的两个电连接；以及

最高电压选择电路，其输入端与各误差放大器的输出电连接，其输出端产生前述控制讯号。

15.如权利要求14所述的背光控制电路，其中该复数节点的数目为N，复数误差放大器的数目为N(N-1)。

16.如权利要求14所述的背光控制电路，其中该复数节点的数目为N，复数误差放大器的数目为N。

17.如权利要求1所述的背光控制电路，其中该高低电压比较放大电路包括：

复数个比较器，各比较器之两输入端分别与所述复数节点中的两个电连接；以及

或门电路，其输入端与各比较器之输出电连接。

18.如权利要求17所述的背光控制电路，其中该或门电路的输出端产生前述控制讯号。

19.如权利要求17所述的背光控制电路，其中该或门电路的输出讯号，转化成模拟讯号后，与一参考电压比较，而产生前述控制讯号。

20.如权利要求19所述的背光控制电路，其中该或门电路的输出讯号，由以下电路之一，将其转化成模拟讯号：积分器、低通滤波器、或电容充放电电路。

21.如权利要求1所述的背光控制电路，包含至少一个低电流侦测电路，用以侦测至少一个上述发光元件路径是否处于低电流状态，当发生该低电流状态时，即发出排除讯号，用以排除对应的节点电压，使其不成为高低电压比较放大电路的有效输入。

22.如权利要求21所述的背光控制电路，包含启动电路，以确保电路启动时，不因低电流侦测电路之排除讯号而误动作。

23.如权利要求1所述的背光控制电路，其中在各发光元件路径上包括一个电流源，该电流源中包括一个场效晶体管，且所述节点为该场效晶体管的源极。

24.如权利要求1所述的背光控制电路，其中在各发光元件路径上包括一个电流源，该电流源中包括一个双载子晶体管，且所述节点为该双载子晶体管的射极。

25.一种发光元件控制方法，包含：

(A)提供复数条发光元件并联路径；

(B)对该复数条发光元件路径的并联节点供应输出电压；

(C)从各发光元件路径中，各选取一节点；

(D)将至少两节点电压加以比较；以及

(E)根据(D)之比较结果，控制上述输出电压。

26.如权利要求25所述的发光元件控制方法，其中，步骤(E)包括：将各节点中电压最高者与最低者加以比较。

27.如权利要求25所述的发光元件控制方法，其中，步骤(D)包括：将各节点电压两两互相加以比较，根据差异最大者，控制上述输出电压。

28.如权利要求25所述的发光元件控制方法，其中，步骤(D)包括：将各节点电压两两单向加以比较，根据差异最大者，控制上述输出电压。

29.如权利要求25所述的发光元件控制方法，还包含：侦测至少一条发光元件路径，是否处于低电流或无电流状态。

30.如权利要求29所述的发光元件控制方法，还包含：当侦测到所有发光元件路径均处于低电流或无电流状态时，令电路正常启动。

31.如权利要求25所述的发光元件控制方法，其中在各发光元件路径上包括一个电流源，该电流源中包括一个场效晶体管，且所述节点为该场效晶体管的源极。

32.如权利要求25所述的发光元件控制方法，其中在各发光元件路径上包括一个电流源，该电流源中包括一个双载子晶体管，且所述节点为该双载子晶体管的射极。

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