CN101175057A - 用于正交多频分工接收器的自适应量化方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种正交多频分工无线接收器，其包含根据调变及编码模式以及次载波频率响应的正交多频分工讯号所产生的自适应量化方法与装置。有效地量化可以运用在降低讯号的大动态范围，而达到回路简化及芯片区域的减化。在本发明的一实施例中，一量化回路包含一量化选择器以根据调变及编码模式以及次载波频率响应来选择量化门槛，而一非均匀量化器则用来降低动态范围，使得展现输出的位元小于输入。

Description

用于正交多频分工接收器的自适应量化方法及装置

技术领域

本发明有关于一种自适应量化方法，其特别有关于一种用于正交多频分工接收器的自适应量化方法及装置。

背景技术

正交多频分工技术(Orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)及穿刺回旋码是运用于数字无线通讯系统，如以IEEE 802.11g为基础的无线局域网络(wireless local area networks，WLAN)，用以提供具有频宽效益的无线通讯，并降低因多重路径传播所导致的讯号失真。图1是传统无线通讯系统的结构图。如图1所示，一无线通讯系统包含了一发送器10，一频道20，以及一接收器30。该发送器10进一步包含了一回旋编码器11，一穿刺器12，以及一交错器13。该交错器13再将其输出配置为n_s位元的群组，并将该群组传送到一次载波正交调幅(quadrature amplitude modulation，QAM)映像器14。其中，位元n_s的数量依据该交错器13的模式而定，可为双相移键控(BPSK，n_s＝1)、四相相移键控信号(QPSK，n_s＝2)、16-正交调幅(16-QAM，n_s＝4)、或64-正交调幅(64-QAM，n_s＝6)其中之一。该次载波正交调幅映像器14映像一个正交多频分工讯号到多个次载波器上。对每一个次载波正交调幅讯号来说，一正交多频分工数据器15执行一次反向快速傅里叶逆变换(IFFT)，以便在基频上产生一个正交多频分工讯号。在此，每一个正交多频分工讯号都可以n_OFDM个基频样本来表示。一实体电路突发包16接收到这n_OFDM个数据样本，然后加入n_cp个循环前缀样本。该实体电路突发包16同时也执行了一窗口化功能，并且在第一组n_OFDM+n_cpOFDM数据样本前插入下列基频发讯样本：(1)几个短序号正交多频分工讯号；(2)几个长序号正交多频分工讯号；(3)一个顺序发讯的正交多频分工讯号。每一个正交多频分工讯号的循环前缀提供给接收器的多路径缓冲一个保护时间，而该窗口化功能则用于降低发送频谱的旁瓣，并以此达到最小化相邻通道的干扰。该短序号讯号用于封包检测、自动增益控制、以及接受器的粗频率判断，该长序号讯号则用于接收器的次频率判断及频道判断，该发讯的正交多频分工讯号包含了接收器操作所需要的次载波调变及编码模式。然后，一无线电频率(RF)发送器17接收到该实体电路突发包16的输出，并执行所有发送器的功能，如数字到模拟的转化、滤波、可运用的转化、放大、及辐射到空中。该无线电频率发送器17所输出的模拟波形则透过一频道20发送，并由该接收器30所接收。至于该频道20基本上为一多路径传播频道。

在该接收器30这方面，一获取和追踪32首先使用从无线电频率接收器31所接收的基频讯号样本来侦测正交多频分工序号，并估计正交多频分工讯号的边界。而一个可使用的数据装置33则相对应于一个接收到的正交多频分工讯号，选择接收基频讯号的样本区块，移去样本的循环前缀，因而仅输出可使用的n_OFDM个样本。同时，一正交多频分工解调器34取用这n_OFDM个样本的区块，并执行一个快速傅里叶变换(FFT)以恢复这m个次载波正交调幅讯号。而一频道估算器35则把这个来自该正交多频分工解调器34的快速傅里叶变换输出当作长序号，并以此估算所有m个次载波频道的次载波频道频率响应(“CFR”)即G_ch(i)，在这里，i＝0，1，...，m-1。之后，一正交调幅解像器36产生总共m×n_s软位元，以作为每一个正交多频分工讯号的输出，其中每一个次载波正交调幅讯号有n_s个软位元，而每一个软位元则包含了维特比解码(Viterbidecoding)所需的数据。

这些输出的m×n_s软位元乃是借由一解交错器(de-interleaver)37来“解交错”，以此恢复它们的秩序，然后传送到一解穿刺器(de-puncturer)38，在此，这些“穿刺的”位元被增加回来。而该解穿刺器38的输出则被送到一回旋译码器39，在此运用大家熟知的维特比译码演算来执行一个最佳译码，并输出已译码的使用者信息。

对于使用正交多频分工调变的无线通讯而言，在64-正交调幅调变的次载波器中，每一个正交调幅讯号都可能长达6个位元。除此之外，该次载波频道频率响应，即G_ch(i)，则由于多路径衰退而可能达到总量20分贝的变化。因此，为了展现每一个次载波解像器的输出，可能需要11到13个位元。而要在如此大的动态范围下处理讯号，下游的处理器便需要复杂的硬件，如该解交错器37、解穿刺器38以及译码器39等。就此，我们可期待一个简化的接收器设计，它能够降低因为不同调变编码模式以及在次载波中的变化所导致的复杂性。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种用于无线接收器的量化方法，包含下列步骤：自一正交调幅解像器接收每一个多样化的次载波器所需要的已解像的正交调幅讯号；根据调变及编码模式及次载波频率响应选择量化门槛；导入一非线性量化以降低解映像正交调幅讯号的动态范围；以及提供量化后的讯号至该解交错器。

此外，本发明还提供了一种用于正交多频分工接收器的量化方法，该正交多频分工接收器包含一多路径环境中的无线通讯其多样的调变、编码模式以及多样的次载波器。该量化方法包含下列步骤：根据调变、编码模式及次载波频率响应来选择量化门槛；以及导入一非线性的量化以降低讯号的动态范围。

本发明同时还提供一种正交多频分工接收器，其包含：一自适应量化回路，该回路包含一量化选择器及一非均匀量化器；其中，该量化选择器的量化门槛是根据调变及编码模式以及次载波频率响应而决定，而该非均匀量化器中，一讯号动态范围被降低，用以呈现输出的位元将少于输入。

本发明的另一个方面有关于一种用于正交多频分工无线接收器的量化方法，该接收器包含一多样性的调变及编码模式、一多样性的次载波器、一正交多频分工解调器、一频道估算器、一正交调幅解像器，以及一解交错器。在本发明的一实施例中，该量化方法进一步包含：每一次载波器接收来自该正交调幅解像器的解像正交调幅讯号，根据调变编码模式及次载波频率响应选择量化门槛，传送非线性量化以降低讯号的动态范围，以及传送该量化讯号至该解交错器。

本发明的另一个方面关于一种正交多频分工接收器，其包含一多样性的调变及编码模式、一多路径环境下无线通讯的多样性次载波器、以及一自适应量化回路。在本发明的一实施例中，该量化回路更包含了一量化选择器，以根据调变编码模式及次载波频率响应来选择量化门槛，以及一非均匀量化器用以降低输入的动态范围，使得呈现输出的位元数可少于输入。

根据上述技术方案，可以归纳出本发明具有以下的优点：

本发明提供有效的量化方式以降低讯号的大动态范围，进而达到回路简化及实质的芯片区域缩减。

有关本发明的其它特色及优点，一部分将在下面的描述中提出，而一部份也可以从描述中清楚地看到，或者由本发明的实施例上学到。而借由在附带声明中特别指出的组件及结合方式，本发明的特色及优点将被实现和获得。

必须理解的是，有关前述的一般描述以及接下来的详细描述，二者都只是范例性及解释性的，同时也不是对本发明的限制。

附图说明

图1为一运用正交多频分工调变及穿刺回旋码的传统无线通讯系统的结构图；

图2为根据本发明的一实施例所形成的无线接收器的部分结构图；

图3为根据本发明的一实施例所具有的量化转换功能的示意图；

图4为根据本发明的一实施例的无线接受器其所具有的量化选择器及量化器的结构图；

图5为根据本发明的一实施例的无线接受器其所具有的量化转换功能下的量化门槛的示意图。

附图标记说明：

10发送器               12回旋编码器穿刺器

13一交错器             14映像器

15正交多频分工数据器   16实体电路突发包

17无线电频率(RF)发送器 20频道

30接收器               31无线电频率接收器

32获取及追踪           33数据装置

34正交多频分工解调器   35，35b频道估算器

36，36b正交调幅解像器  37，37b解交错器

38，38b解穿刺器        39，39b旋译码器

40，40a量化选择器      41频道功率计算器

42动态范围计算器       43频道频率选择检波器

50，50a量化器          51门槛计算回路

52比较器               53一位元映像器

具体实施方式

要理解前述的摘要，以及接下来对于这个发明的详细描述，最好是搭配附图来阅读。而为了说明本发明所揭示的技术，有些图表中的内容现在需要先提出。如此，便能理解本发明并不受限于所揭示的精确的安排与工具。

本发明有关于一正交多频分工接收器，其包含了根据调变及编码模式及次载波频率响应而产生的正交多频分工讯号的自适应量化方法与装置。本发明提供有效的量化方式以降低讯号的大动态范围，进而达到回路简化及实质的芯片区域缩减。

正交多频分工讯号的动态范围乃是由其调变、编码模式及次载波频率响应的变化所决定。例如，在快速傅里叶变换处理、频道等化以及软位元摘取后，对于次载波器中64-正交调幅讯号的每一个软位元，都可能导致超过10位元的硬件需求。

除此之外，由于多路径衰退，该次载波频道频率响应，亦即是G_ch(i)，其变化可能在10到20分贝或甚至30分贝。而为了让该频道频率响应能容纳20分贝的变量，另外需要7个位元。因此，要呈现每一次载波正交调幅解像器所输出的软位元，位元的数量q_QAM可能高达13个。如此一个大动态范围将导致下游处理单位其复杂的硬件需求，如图1所述的解交错器37、解穿刺器38以及回旋译码器39等。因此可期待的是，运用一个有效固定的q位元(在此q＜＜q_QAM)均衡器的正交多频分工接收器，将能够导致接收器在设计与装备上的实质简化。

图2是根据本发明的一实施例所形成的无线接收器的部分结构图，包含了一量化选择器40及量化器50。该量化选择器40计算一个最佳量化因子K，是基于(1)在发讯的正交多频分工讯号中所控制的调变及编码模式(MCS)信息，以及(2)从频道估算器35b所得的m个次载波频道估计值。排列在一正交调幅解像器36b以及一解交错器37b之间的该量化器50则运用此K值来选择量化的最佳非均匀门槛。在本发明的一实施例中，该非均匀量化器乃是基于下列的转换：

$g\left(x_j\right)=\mathrm{sgn}\left(x_j\right)[1-\exp (-\frac{\left|x_j\right|}{K})].---\left(1\right)$

在此，输入以x_j表示，转换输出标示为g(x_j)，而sgn则是界定如下的代数符号函数： $\mathrm{sgn}\left(x_j\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& x_j>0\\ 0,& x_j=0\\ -1,& x_j<0\end{array}\right.---\left(2\right)$

注意到该非线性的转换，其映像出一个无限的实数x_j，使成为一个在(-1，1)之间有限的实数，因而压缩了输入软位元x_j的动态范围。在等式(1)中，K是一个由该量化选择器40所决定的正数，而该量化选择器40提供了量化输入的弹性。图3是一量化转换功能示意图，利用3个不同的K值来阐明根据本发明的一实施例所具有的量化转换功能。假设是使用一个固定q位元的量化器，对于一个比较小的K值来说，量化输出对于比较小的软位元输入会有较好的分辨率，亦即是当使用比较大的K值时，量化输出对于比较小的输入会有比较差的分辨率。对于一个频率选择性衰退的频道来说，讯号功率的动态范围会大于一个频率非选择性衰退的频道，也因此会需要一个较大的量化因子K。进一步说明，如果功率正规化是以高位次载波调变模式(例如，64-QAM)来实现，那么内部讯号点的常数会需要更佳的功率分辨率；基于正交多频分工的64正交调幅，其最佳量化因子K会小于基于正交多频分工的双相移键控。适当的量化因子K及q的选择，根据频道特性及调变模式以最小化硬件复杂度。

对一q-位元的量化器来说，非线性转换的输出接下来将经由下列中度上升(midrise)均匀量化来获得一个非负整数y_j：

在此，

表示为小于或等于参数的最大整数，例如于是，量化器50的输出y_j即成为q-位元的二进制表示法b_j：

b_j＝[b_j，q-1，b_j，q-2，...，b_j，0]，如此b_j，i∈{0，1}且 $\underset{i=0}{\overset{q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{j,i}{2}^i=y_j.---\left(4\right)$

换言之，当输入的x_j是非负数，中间输出y_j即为在[0，2^q-1-1]区间的整数。对于负数输入的x_j来说，中间输出y_j即为在[2^q-1，2^q-1]区间的整数。对于每一个以q_QAM位元来表示的输入软位元来说，该量化器50会产生一个相对应的“量化”软位元(每一个以q位元来表示)来作为它的输出。对于如图2所述的一具有该量化器50的接收器，其q值会比q_QAM值小得多，因此，该解交错器37b以及随后的功能方块，如解穿刺器38b、回旋译码器39b等，其硬件复杂度都将可以简化。

图4是根据本发明的另一实施例所揭示的无线接受器其所具有的量化选择器40a及量化器50a的图解说明。参照图4，该量化选择器40a会接收到下列的输入：(1)调变及编码模式(MCS)，以及(2)该次载波频道频率响应(CFR)，即G_CH(i)，其中i＝0，1，...，m-1。该调变及编码模式的信息被保存在发送的正交多频分工讯号内，它紧接在序号之后以及正交多频分工讯号的数据之前。次载波频道频率响应则如图2所示，是被保存在该频道估算器35b中，使用长序号讯号。

一频道功率计算器41接收到该频道频率响应(CFR’s)，并根据下列等式来计算每一个次载波频道的功率P_ch(i)：

P_CH(i)＝|G_CH(i)|².    (5)

一动态范围计算器42根据下列等式来计算一讯号动态范围D：

$D=\underset{i=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_{\mathrm{CH}}\left(i\right).---\left(6\right)$

一频道频率选择检波器43运用下列算法来计算一频率选择指针(frequencyselectivity indicator，FSI)：

步骤1：该频道频率选择检波器43以CFR’s作为其输入，并以下列方式决定最大值及最小值：

$P_{\max }=\underset{i}{\max }\left\{P_{\mathrm{CH}}\left(i\right)\right\},---\left(7a\right)$

及

$P_{\min }=\underset{i}{\min }\left\{P_{\mathrm{CH}}\left(i\right)\right\},---\left(7b\right)$

其中，函数max{}及min{}是用来计算P_CH(i)值的最大值及最小值，其中i＝0，1，...，m-1。

步骤2：最大值与最小值的比率R(R＝P_max/P_min)经计算并与门槛T相比较，在此T为一设定参数，其永远大于或等于1。当该比率小于门槛T，则该频道频率响应在该讯号频带上是相对地稳定，在此状况中，FSI设定为0，以表示该频道属频率非选择。当该比率不小于门槛T，那么，该频道频率响应在该讯号频带上实际上是持续变化。在此状况中，FSI设定为1，以表示该频道属频率选择。

基于图4所阐明的接收器架构，一计算机仿真平台便可以被建立，以此对加白高斯噪音(additive white Gaussian channel，AWGN)频道及不同的多路径传播频道其接收器作封包错误率(packet error rate，PER)的评估。而基于广泛的计算机仿真结果，T的最佳值其范围约在5到30分贝。至于不同的无线通讯环境，T值可以根据设计参数而同样达到最佳化。

对于一q-位元的量化器来说，总共需要2^q-1个门槛。在本发明的一实施例中，如在图4所阐明的，该门槛可以选择θ₀，θ₁，...，±θ₂ ^q-1 _-1，其中θ₀被设定为0。基本门槛θ₁则是从下列等式(8)的转换而获得：

${\mathrm{\&theta;}}_1=K\ln \left(\frac{2^{q-1}}{2^{q-1}-1}\right)---\left(8\right)$

为了简化运作，一正规化的量化因子K’以下列等式(9)来加以界定：

${\mathrm{\&theta;}}_1=K\ln \left(\frac{2^{q-1}}{2^{q-1}-1}\right)\&equiv;K^{\&prime;}D---\left(9\right)$

其中，该基本量化门槛θ₁得自于K’与D的乘积。K’的最佳值相关于MCS，因此，其可以被先行计算并储存在一个检视表中(图4所呈现的“LUT”44)。其中一个LUT的例子，即针对所有IEEE 802.11g或802.11a的无线局域网络标准的MCS，其所选择的K’值如表1所示。

表1资料比率及对应的K’值检视表

表1的第一列显示所有由该正交多频分工调变所支持的802.11g或802.11a数据比率。第二列以两个分开的次列来列出该调变及编码模式所对应的调变与码率。第三列显示该正规化量化因子K’的值，其中第一个次列显示该频率非选择频道(FSI＝0)的K’值，第二个次列显示该频率选择频道(FSI＝1)的K’值。

为了更简化硬件的复杂性，所有其它量化门槛亦可以该基本门槛θ₁的固定倍数来计算。

θ_t＝θ₁×S_t，t＝2，...，2^q-1-1，    (10)

$S_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_t}{{\mathrm{\&theta;}}_1}=\frac{(q-1)\ln \left(2\right)-\ln (2^{q-1}-t)}{(q-1)\ln \left(2\right)-\ln (2^{q-1}-1)},t=2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,2^{q-1}-1.---\left(11\right)$

其中，S_t值来自等式(1)，其可以被先行计算并储存。

根据本发明的一实施例，一三位元的量化器(q＝3)已在图4中说明。一门槛计算回路51相应于K’和D这两个输入来计算基本量化门槛θ₁，其中K’值来自该量化选择器40a，并以K’值与D值相乘。随后，该门槛计算回路51分别以θ₁乘S₂及θ₁乘S₃来计算出θ₂及θ₃，并按所得的正数门槛θ₁，θ₂，θ₃产生负数门槛-θ₁，-θ₂，-θ₃。因此，该门槛计算回路51的输出便成为该3-位元量化器的门槛，即-θ₃，-θ₂，-θ₁，θ₀，θ₁，θ₂，θ₃，该些值总结如下：

θ₀＝0

θ₁＝K ln(4/3)＝K′×D

${\mathrm{\&theta;}}_2=K\ln \left(2\right)={\mathrm{\&theta;}}_1\&times;S_2,\mathrm{where}{S}_2=\left[\frac{\ln 2}{\ln (4/3)}\right]$

${\mathrm{\&theta;}}_3=K\ln \left(4\right)={\mathrm{\&theta;}}_1\&times;S_3,\mathrm{where}{S}_3=\left[\frac{\ln 4}{\ln (4/3)}\right]---\left(12\right)$

在等式(12)中所得的倍数大致如下：

(S₂，S₃)≈(2.5，5)or(2，4)    (13)

值得注意的是等式(13)可以被表达为一个2次方的和，因此，该门槛计算可以运用移位加法的数字回路再加以简化，例如：

2.5θ₁＝θ₁×2+θ₁×2^-1.    (14)

响应于该些门槛，一比较器52会以输入的软位元x_j来比较该些门槛，并以下列方式决定其中间输出y_j：

$y_i=\left\{\begin{array}{cc}3,& \mathrm{if}{x}_j\&GreaterEqual;{\mathrm{\&theta;}}_3\\ i,& \mathrm{if}{\mathrm{\&theta;}}_i\&le;x_j<{\mathrm{\&theta;}}_{i+1}\mathrm{for\; i}\&Element;\left\{\mathrm{0,1,2}\right\}\\ 2^3-i,& \mathrm{if}-{\mathrm{\&theta;}}_i\&le;x_j<-{\mathrm{\&theta;}}_{i-1}\mathrm{for\; i}\&Element;\left\{\mathrm{1,2,3}\right\}\\ 4,& \mathrm{if}{x}_j\&le;-{\mathrm{\&theta;}}_3\end{array}\right..---\left(15\right)$

在图4中，一位元映像器53接收该比较器52的输出y_j，并为y_j提供一个q-位元的二进制表示值b_j。当输入值x_j为非负数，则该中间输出值y_j便是一个在[0，3]区间的整数。而对一个负数输入值x_j来说，其中间输出值y_j则是一个在[4，7]区间的整数。至于最后的输出值y则是以q-位元的二进制值来呈现，我们注记为b_j：

b_j＝[b_j，2，b_j，1，b_j，0]such that b_j，i∈{0，1}and $\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{j,i}{2}^i=y_j---\left(16\right)$

图5显示该输入x_j以及该3-位元的量化输出，即b_j＝[b_j，2，b_j，1，b_j，0]，此为依该3-位元量化器的转换函数及量化门槛而来。举例说明，如果x_j大于θ₃，则该3-位元的量化输出即是b_j＝[0，1，1]。而如果xj是介于-θ₂和-θ₁当中，那么该输出将会是b_j＝[1，1，0]

基于图2及图4所阐明的架构，一综合计算机仿真可以用来评估接收器的表现，以决定该量化选择器及量化器的最佳设计。仿真结果显示，在其它参数都被最佳化下，q值可以小到接近3或4，而这样的值并不会危害到该接收器的表现。在本实施例中，q值远小于q_QAM值，因此下游处理单位，如该解交错器37b、解穿刺器38b、以及回旋译码器39b等，皆可大幅减少。

再者，根据不同的MCS及FSI选择而产生的K’值，如表1所示，该些K’值乃是基本值K_b0及K_b1的2次方乘积，而K_b0及K_b1本身亦可为2的次方数。举例说明，假如数据比率是12兆位/秒，而该频率选择衰退频道是由该频道估算器所决定(FSI＝1)，则该基本量化门槛θ₁被计算为8K_b0以及估算频道功率总和的倍数，即等式(12)。而所有其它门槛也都可以由等式(14)计算出。因此，所有数值都可以由移位加法数字回路来完成。

如前所述，等式(1)映像出无界线的输入值到一个有限区域(-1，1)之间，其所描述的非线性转换能有效地降低所需的量化位元数量。而且，由于一适当的量化因子是根据不同的调变方法、编码模式、频道衰退特性(参见图1)以及从等式(12)所立即估算的频道功率，则所需的量化位元q就可以被最小化。此外，该量化门槛可以简单的移位加法数字回路来执行，此可进一步降低其硬件复杂度。

其可以为熟习此技术的人所认知的，上述内容所揭的实施例的许多变化皆可在不脱离此可广泛运用的发明概念下完成。因此，可以理解的是，本发明并不局限于上述已披露的特定实施例，其亦意谓着含括以本发明的精神和领域所做的修改，因此，本发明的保护专利范围当视后附的申请专利范围所界定为准。

进一步来说，为了描述本发明的代表性实施例，在说明书中所述的方法及/或步骤，仅为其一特定步骤的顺序。然而，此一方法或步骤的内容并不受限于在此所揭示的特定步骤，也不局限于所描述的特定步骤顺序，亦即本领域的技术人员，可推知其它的步骤顺序。因此，本说明书中所运用的特定步骤顺序并非用以限定本发明的申请专利范围。此外，本发明的申请专利范围所述的方法和(或)步骤，并不受限于因写作必要而展现的步骤。任何本领域的技术人员可明白在本说明中所述的顺序是可变换的，而且仍然属于这个发明的精神与领域。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (28)

1.一种无线接收器的量化方法，其特征在于：

针对每一多样性的次载波器，接收自一正交调幅解像器的已解像的正交调幅讯号；

根据调变及编码模式以及次载波频率响应，选择量化门槛；

导入一非线性量化，以降低已解像的该正交调幅讯号的动态范围；以及提供量化讯号至一解交错器。

2.根据权利要求1项所述的量化方法，其特征在于，所述量化方法进一步包含：

计算每一个多样性次载波器其频道功率；

计算一动态范围D；

决定一频率选择指针(FSI)；

决定一调变编码模式(MCS)；

从该调变模式及频率选择指针决定一正规化量化因子K’；计算量化门槛；以及量化一输入讯号到预先决定的输出量化等级。

3.根据权利要求2所述的量化方法，其特征在于，在所述频道功率的计算中进一步包含：

针对所有m个次载波器其每一个频道P_CH(i)＝|G_CH(i)|²来计算频道功率，其中G_ch(i)是第i^-th个次载波频道频率响应，i＝0，...，m-1。

4.根据权利要求2所述的量化方法，其特征在于，所述计算一动态范围D时更包含：

对每一个频道P_CH(i)＝|G_CH(i)|²计算其频道功率，其中G_ch(i)是m个次载波频道的第i^-th个次载波频道频率响应；以及计算动态范围 $D=\underset{i=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_{\mathrm{CH}}\left(i\right).$

5.根据权利要求2所述的量化方法，其特征在于，所述决定一频率选择指针(FSI)时进一步包含：

当该频道频率非选择时，则设定FSI＝0；

当该频道频率选择时，则设定FSI＝1。

6.根据权利要求5所述的量化方法，其特征在于，所述在决定频率选择指针时更包含：

计算 $P_{\max }=\underset{i}{\max }\left\{P_{\mathrm{CH}}\left(i\right)\right\},$ 在此max{}函数是计算P_CH(i)的最大值，其中i＝0，1，..，m-1；

计算 $P_{\min }=\underset{i}{\min }\left\{P_{\mathrm{CH}}\left(i\right)\right\},$ 在此min{}函数是计算P_CH(i)的最小值，其中i＝0，1，..，m-1；以及

如果P_max＞T*P_min设定FSI＝1，而如果_Pmax＜T*P_min则设定FSI＝0，在此T的范围大致是5到30分贝。

7.根据权利要求2所述的量化方法，其特征在一，所述调变编码模式是在发送的正交多频分工讯号中所确立。

8.根据权利要求7所述的量化方法，其特征在于，所述调变编码模式(MCS)包含PBSK，QPSK，16-QAM，64-QAM，以及256-QAM。

9.根据权利要求8所述的量化方法，其特征在于，所述针对一个3-位元量化输出所决定的正规化量化因子K’包含了基于下列检视表所给予的决定值K’。

10.根据权利要求9所述的量化方法，其特征在于，所述计算该量化门槛进一步包含：

计算一个基本量化门槛θ₁＝K’xD；

计算其它量化门槛，是为θ₁的倍数。

11.根据权利要求10所述的量化方法，其特征在于，所述针对3-位元量化输出而计算的该量化门槛θ₀，±θ₁，±θ₂，±θ₃，进一步包含了下列计算：

θ₀＝0

θ₁＝K′×D

θ₂＝θ₁×S₂

θ₃＝θ₁×S₃

其中S₂和S₃是为常数。

12.根据权利要求11所述的量化方法，其特征在于，所述

$S_2=\left[\frac{\ln 2}{\ln (4/3)}\right]$ 而 $S_3=\left[\frac{\ln 4}{\ln (4/3)}\right].$

13.根据权利要求11所述的量化方法，其特征在于，所述S₂＝2.5，而S₃＝5。

14.根据权利要求11所述的量化方法，其特征在于，所述S₂＝2，而S₃＝4。

15.根据权利要求11所述的量化方法，其特征在于，所述量化一个输入讯号到预先决定的输出量化等级进一步包含：

根据下列公式计算输出值y_j

$y_j=\left\{\begin{array}{cc}3,& {\mathrm{if\; x}}_j\stackrel{,}{\&GreaterEqual;}{\mathrm{\&theta;}}_3\\ i,& {\mathrm{if\&theta;}}_i\&le;x_j<{\mathrm{\&theta;}}_{i+1}\mathrm{fori}\&Element;\left\{\mathrm{0,1,2}\right\}\\ 2^3-i,& \mathrm{if}-{\mathrm{\&theta;}}_i\&le;x_j<-{\mathrm{\&theta;}}_{i-1}\mathrm{fori}\&Element;\left\{\mathrm{1,2,3}\right\}\\ 4,& {\mathrm{ifx}}_j\&le;-{\mathrm{\&theta;}}_3\end{array}\right.$

其中x_j是一个输入讯号；以及

根据下列公式计算一个3-位元的量化输出值b_j

b_j＝[b_j，2，b_j，1，b_j，0]，其中b_j，i∈{0，1}以及 $\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{j,i}{2}^i=y_j.$

16.一种量化方法，用于一在多路径环境的无线通讯中，包含了多样性调变及编码模式及多样性次载波器的正交多频分工接收器，其特征在于，其包含：

根据调变及编码模式及次载波频率响应来选择量化门槛；

导入一非线性量化，用以降低讯号的动态范围。

17.根据权利要求16所述的量化方法，其特征在于，所述调变及编码模式包含PBSK，QPSK，16-QAM，64-QAM，以及256-QAM。

18.根据权利要求17所述的量化方法，其特征在于，所述选择该量化门槛进一步包含：

计算每一个多样性次载波器的频道功率；

计算该些多样性次载波器其输入讯号的动态范围；

根据该调变及编码模式、次载波频道功率的分配及讯号的动态范围来设定量化门槛。

19.根据权利要求18所述的量化方法，其特征在于，所述导入一个非线性量化时进一步包含：

根据下列对于输入xj的非均匀转换来计算量化输出g(x_j)，

$g\left(x_j\right)=\mathrm{sgn}\left(x_j\right)[1-\exp (-\frac{\left|x_j\right|}{K})],$ 其中K是由频道调变模式及频道动态范围所决定，而

$\mathrm{sgn}\left(x_j\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& x_j>0\\ 0,& x_j=0\\ -1,& x_j<0\end{array}.\right.$

20.一种包含一自适应量化回路的正交多频分工接收器，其特征在于，其包含：

一量化选择器，其中量化门槛根据调变及编码模式以及次载波频率响应来决定；

一非均匀的量化器，其中一讯号动态范围被降低，同时，用以展现输出的位元少于输入。

21.根据权利要求20所述的正交多频分工接收器，其特征在于，所述量化选择器进一步包含：

一频道功率计算器；

一动态范围计算器；

一频道频率选择指针；

一检视表，用以决定正规化量化因子K’；

一回路，用以一计算基本量化门槛。

22.根据权利要求20所述的正交多频分工接收器，其特征在于，所述量化器进一步包含：

一量化门槛计算器；

一比较器；

一位元映像器。

23.根据权利要求20所述的正交多频分工接收器，其特征在于，所述量化选择器是根据该调变及编码模式以及次载波频率响应来计算一基本量化门槛，然后以该基本量化门槛的倍数来计算其它量化门槛。

24.根据权利要求23所述的正交多频分工接收器，其特征在于，所述调变编码模式包含PBSK，QBSK，16-QAM，64-QAM，及256-QAM。

25.根据权利要求24所述的正交多频分工接收器，其特征在于，所述量化门槛是该基本量化门槛的偶-整数倍数，因此这些量化门槛可以借由该基本量化门槛其移位加法的数字回路操作来获得。

26.根据权利要求25所述的正交多频分工接收器，其特征在于，所述针对3-位元量化输出的该量化门槛θ₀，±θ₁，±θ₂，±θ₃，其计算如下：

θ₀＝0

θ₁＝K′×D

θ₂＝θ₁×2

θ₃＝θ₁×4

其中，K’是由该调变及编码模式以及次载波频率响应所决定，而D是输入讯号的动态范围。

27.根据权利要求26所述的正交多频分工接收器，其特征在于，所述K’是由下列检视表所决定：

其中频率选择指针FSI＝0表示该次载波器中为小频道功率变化，而频率选择指针FSI＝1表示该次载波器中为大频道功率变化。

28.根据权利要求27所述的正交多频分工接收器，其特征在于，所述频率选择指针FSI由下列方式决定：

针对每一个频道P_CH(i)＝|G_CH(i)|²计算频道功率，其中G_ch(i)是m个次载波频道中第i^-th个次载波频道频率响应；

计算 $P_{\max }=\underset{i}{\max }\left\{P_{\mathrm{CH}}\left(i\right)\right\},$ 在此max{}函数是计算P_CH(i)的最大值，其中

i＝0，1，..，m-1；

计算 $P_{\min }=\underset{i}{\min }\left\{P_{\mathrm{CH}}\left(i\right)\right\},$ 在此min{}函数是计算P_CH(i)的最小值，其中

i＝0，1，..，m-1；

如果P_max＞T*P_min设定FSI＝1，而如果P_max＜T*P_min则设定FSI＝0，在此T的范围大致是5到30分贝。

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