CN101166074A - Mimo wlan系统 - Google Patents

Abstract

一种采用MIMO、OFDM和TDD的多址MIMO WLAN系统。所述系统(1)使用具有多个可配置传输信道的信道结构，(2)支持多个速率和传输模式，它们可基于信道条件和用户终端能力而配置，(3)采用对于不同功能有几类导频(例如信标、MIMO、受控索引以及载波导频)的导频结构，(4)为正确的系统操作实现了速率、定时和功率控制回路，以及(5)为用户终端对系统的接入、快速确认和快速资源分配采用了随机接入。可以执行校准来弥补接入点和用户终端处发射/接收链的频率响应的差异。于是，通过利用下行链路和上行链路的互逆特性以及校准能简化空间处理。

Description

MIMO WLAN系统

本申请是申请日为2003年10月24日申请号为第200380104560.1号发明名称为“MIMO WLAN系统”的中国专利申请的分案申请。

根据35 U.S.C.§119要求优先权

本申请要求第60/421,309号美国临时专利申请的优先权，后者题为“MIMOWLAN系统”，于2002年10月25日提交。

背景

技术领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及一多输入多输出(MIMO)无线局域网(WLAN)通信系统。

背景技术

无线通信系统广泛用来提供诸如语音、分组数据等各类通信。这些系统可以是能通过共享可用的系统资源而支持顺序地或同时与多个用户通信的多址系统。多址系统的例子包括码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统和频分多址(FDMA)系统。

无线局域网(WLAN)也广泛用于经由无线链路而允许无线电子设备(例如计算机)间的通信。WLAN可以采用像集线器一样工作的接入点(或基站)，并且为无线设备提供连接。接入点也可以把WLAN连到(或“桥接”)有线LAN，从而使无线设备能接入LAN资源。

在无线通信系统中，来自发射机单元的射频(RF)已调信号可以通过多个传播路径到达接收机单元。由于诸如衰落和多径等诸多因素，传播路径的特征会随着时间而改变。为了提供相对于恶劣路径效应的分集并改进性能，可以使用多根发射和接收天线。如果发射和接收天线之间的传播路径是线性独立的(即一条路径上的传输不是其他路径上传输的组合)，这至少在某种程度上成立，则随着天线数量的增加，正确接收到数据传输的概率也提高。一般而言，随着发射和接收天线数量的增加，分集也增加，性能也得到改进。

MIMO系统采用多根(N_T)发射天线和多根(N_R)接收天线进行数据传输。由N_T根发射天线和N_R根接收天线形成的MIMO信道可以被分解成N_S个空间信道，N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个空间信道的每一个都对应于一个维数。如果使用多根发射和接收天线所创建的附加维数，MIMO系统就能提供改进的性能(例如提高了的传输容量和/或更高的可靠性)。

一给定通信系统的资源一般受到各种规章约束以及其他实际考虑因素所限。然而，可能要求系统支持多个终端、提供各种服务、实现特定的性能目标等等。

因此，本领域中需要能支持多个用户并提供高系统性能的MIMO WLAN系统。

发明内容

这里描述了一种具有各种能力并能实现高性能的多址MIMO WLAN系统。在一实施例中，系统采用MIMO和正交频分复用(OFDM)来保持高吞吐量、对抗恶化的路径效应、并且提供其他好处。系统中的每个接入点能支持多个用户终端。下行链路和上行链路的资源分配取决于用户终端的要求、信道条件及其它因素。

这里也提供了支持有效的下行链路和上行链路传输的信道结构。信道结构包括可用于多个功能的多个传输信道，所述多个功能比如系统参数和资源分配的信令、下行链路和上行链路数据传输、系统的随机接入等等。这些传输信道的各种属性是可配置的，这使系统能容易地适应变化的信道和负载条件。

MIMO WLAN系统支持多个速率和传输模式以便在信道条件和用户终端能力支持时维持高吞吐量。速率可以基于信道条件的估计而配置，并且可以为下行链路和上行链路独立选择。也可以使用不同的传输模式，这取决于用户终端处的天线数目以及信道条件。每个传输模式都与发射机和接收机处的不同空间处理相关联，并且可被选择在不同的工作条件下使用。为了较高的吞吐量和/或分集，空间处理便于来自多根发射天线的数据传输以及/或者用多根接收天线的数据接收。

在一实施例中，MIMO WLAN系统为下行链路和上行链路使用单个频带，下行链路和上行链路使用时分双工(TDD)共享同一工作频带。对于TDD系统，下行链路和上行链路信道响应是互逆的。这里提供了校准技术来确定和弥补接入点和用户终端处发射/接收链的频率响应差异。这里也描述了利用下行链路和上行链路的互逆特性以及校准来简化接入点和用户终端处的空间处理的技术。

还提供了具有不同功能所用的几类导频的导频结构。例如，可以为频率和系统捕获使用信标导频，可以为信道估计使用MIMO导频，可以为改进的信道估计使用受控索引(即受控导频)，并且可以为相位跟踪使用载波导频。

还提供了用于正确系统操作的各种控制回路。可以在下行链路和上行链路上独立地实行速率控制。可以为特定的传输(例如固定速率的服务)实行功率控制。可以为上行链路传输使用定时控制来弥补系统中所处的用户终端的不同传播延迟。

还提供了使用户终端能接入系统的随机接入技术。这些技术支持多个用户终端对系统的接入、系统接入尝试的快速确认以及下行链路/上行链路资源的快速分配。

下面进一步详述了本发明的各个方面和实施例。

附图说明

在下面结合附图提出的详细描述中，本发明的特征和性质将变得更为明显，附图中相同的参考数字表示相同的元件，其中：

图1示出一MIMO WLAN系统；

图2示出MIMO WLAN系统的层结构；

图3A、3B和3C分别示出TDD-TDM帧结构、FDD-TDM帧结构和FDD-CDM帧结构；

图4示出有五个传输信道-BCH、FCCH、FCH、RCH和RACH的TDD-TDM帧结构；

图5A到5G示出五个传输信道的各种协议数据单元(PDU)格式；

图6示出FCH/RCH分组的一种结构；

图7示出一接入点和两个用户终端；

图8A、9A和10A示出分别用于分集模式、空间复用模式和波束控制模式的三个发射机单元；

图8B、9B和10B示出分别用于分集模式、空间复用模式和波束控制模式的三个发射分集处理器；

图8C示出一OFDM调制器；

图8D示出一OFDM码元；

图11A示出发射数据处理器内的组帧单元和扰乱器；

图11B示出发射数据处理器内的编码器和重复/截短单元；

图11C示出可用于空间复用模式的另一发射数据处理器；

图12A和12B示出用于用户终端操作的状态图；

图13示出RACH的时间线；

图14A和14B示出分别用于控制下行链路和上行链路的传输速率的过程；

图15示出功率控制回路的操作；以及

图16示出用于调节用户终端的上行链路时序的过程。

详细描述

这里使用单词“示例性”意指“充当示例、实例或说明”。这里描述为“示例性”的任何实施例都不必被视为比其它实施例或设计更为优选或有利。

1.总系统

I.总系统

图1示出支持多个用户并能实现本发明的各个方面实施例的MIMO WLAN系统100。MIMO WLAN系统100包括支持多个用户终端的通信的多个接入点(AP)110。为了简洁，图1中仅示出两个接入点110。接入点一般是用于和用户终端进行通信的固定站。接入点也可以称为基站或某些其它术语。

用户终端120可以遍布在系统中。每个用户终端可以是能与接入点通信的固定或移动的终端。用户终端也可以称为移动站、远程站、接入终端、用户设备(UE)、无线设备或某些其它术语。每个用户终端可以在任一给定时刻在下行链路和/或上行链路上与一个可能多个接入点进行通信。下行链路(即前向链路)是指从接入点到用户终端的传输，上行链路(即反向链路)是指从用户终端到接入点的传输。

图1中，接入点110a通过120f与用户终端120a通信，接入点110b通过120k与用户终端120f通信。根据系统100的特定设计，接入点可以同时(例如通过多个编码信道或子信道)或者顺序地(例如经由多个时隙)与多个用户终端进行通信。在任一给定的时刻，用户终端可以接收来自一个或多个接入点的下行链路传输。来自每个接入点的下行链路传输可以包括要被多个用户终端所接收的开销数据、要被特定用户终端所接收的用户专用数据、其它类型的数据或者它们的任一组合。开销数据可以包括导频、寻呼和广播消息、系统参数等等。

MIMO WLAN系统是基于一中央化控制器网络结构。这样，系统控制器130耦合到接入点110，进一步耦合到其它系统和网络。例如，系统控制器130可以耦合到分组数据网络(PDN)、有线局域网(LAN)、广域网(WAN)、互联网、公共交换电话网(PSTN)、蜂窝通信网等等。系统控制器130可以被设计成多个功能，比如(1)对与其耦合的接入点的协调和控制，(2)在这些接入点间路由数据，(3)接入和控制与这些接入点所服务的用户终端的通信，等等。

与常规WLAN系统相比，MIMO WLAN系统也许能提供覆盖能力大得多的高吞吐量。MIMO WLAN系统可以支持同步的、异步的和等时的数据/语音服务。MIMO WLAN系统可以被设计成提供以下特征：

高服务可靠性

有保证的服务质量(QoS)

高瞬时数据速率

高频谱效率

扩展的覆盖范围。

MIMO WLAN系统可以工作在各个频带(例如2.4GHz和5.xGHz U-NII频带)内，受对于所选工作频带专用的带宽和辐射限制。系统被设计成支持室内和室外的使用，一般最大的小区尺寸为1km或更少。系统支持固定的终端应用，然而一些工作模式还支持便携式的和有限的移动操作。

1.MIMO，MISO和SIMO

在特定的实施例中，并且如该说明书所述，每个接入点都装配有四根发射和接收天线来进行数据发送和接收，其中使用相同的四根天线来发送和接收。系统还支持设备(例如接入点、用户终端)的发射天线和接收天线不共享的情况，即使该配置通常比天线共享时提供较低的性能。MIMO WLAN系统还可以这样设计：使得每个接入点都装备有一些其它数量的发射/接收天线。每个用户终端可以装配有单根发射/接收天线或者多根发射/接收天线来进行数据发送和接收。每个用户终端类型所采用的天线数量都取决于各种因素，比如用户终端所支持的服务(例如语音、数据或两者)、成本考虑、规章约束、安全问题等等。

对于给定的一对多天线接入点和多天线用户终端，MIMO信道由可用于数据传输的N_T根发射天线和N_R根接收天线形成。在接入点和不同的多天线用户终端之间形成不同的MIMO信道。每个MIMO信道可以被分解成N_S个空间信道，N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个数据流可以在N_S个空间信道上被发送。在接收机处要求空间处理，可能或可能不在发射机处执行空间处理以便在N_S个空间信道上发射多个数据流。

N_S个空间信道可能彼此正交或可能不正交。这取决于各种因素，比如(1)为获得正交空间信道在发射机处是否执行空间处理，以及(2)在使空间信道正交化时是否在发射机和接收机两者处执行空间处理。如果在发射机处不执行空间处理，则N_S个空间信道可以用N_S根发射天线执行，并且不可能彼此正交。

如下所述，通过对MIMO信道的信道响应矩阵进行分解，N_S个空间信道可以正交。如果N_S个空间信道使用分解而正交，则每个空间信道都称为MIMO信道的本征模式，分解要求发射机和接收机处的空间处理。在这种情况下，N_S个数据流可以在N_S个本征模式上正交发送。然而，本征模式一般是指理论结构。由于各种原因，N_S个空间信道一般不是完全彼此正交。例如，如果(1)发射机知道MIMO信道，或者(2)发射机和/或接收机具有MIMO信道的不完全估计，则空间信道不会正交。为了简洁，在以下描述中，术语“本征模式”用来表示尝试用分解来使空间信道正交化的情况，即使尝试由于不完全信道估计等原因而不完全成功。

对于接入点处给定数量(例如四根)的天线，每个用户终端可用的空间信道数目取决于用户终端所采用的天线数目以及耦合了接入点天线和用户终端天线的无线MIMO信道的特征。如果用户终端装配有一根天线，则接入点处的四根天线和用户终端处的单根天线形成了下行链路的多输入单输出信道(MISO)以及上行链路的单输入多输出信道(SIMO)。

MIMO WLAN系统可以被设计成支持多种传输模式。表1列出由MIMOWLAN系统的示例性设计所支持的传输模式。

表1

传输模式	描述
		SIMO	对于接收分集，数据从单根天线发出，但可能被多根天线接收。
分集	数据从多根发射天线和/或多个子带被冗余地发出以提供分集。
		波束控制	数据使用MIMO信道的主要本征模式的相位控制信息以全功率在单个(最佳的)空间信道上被发送。
空间复用	数据在多个空间信道上被发送以实现较高的频谱效率。

为了简洁，术语“分集”在以下描述中是指发送分集，除非特别指明。

每个用户终端的下行链路和上行链路可用的传输模式取决于用户终端处采用的天线数目。表2列出下行链路和上行链路的不同终端类型可用的传输模式，假定在接入点处有多根(例如四根)天线。

表2

传输模式	下行链路		上行链路
					单天线用户终端	多天线用户终端	单天线用户终端	多天线用户终端
	MISO(在下行链路上)/SIMO(在上行链路上)	X	X	X					X
分集					X	X		X
	波束控制	X	X						X
空间复用						X		X

对于下行链路，除空间复用模式以外的所有传输模式都可用于单天线用户终端，所有传输模式都可用于多天线用户终端。对于上行链路，所有传输模式可被多天线用户终端所使用，而单天线用户终端使用MIMO模式从一根可用的天线发送数据。接收分集(即用多根接收天线接收数据传输)可用于SIMO、分集和波束控制模式。

MIMO WLAN系统也可以被设计成支持各种其它传输模式，这在本发明的范围内。例如，波束成形模式可用来在单个本征模式上发送数据，使用了该本征模式的幅度和相位信息(而不是仅使用相位信息，后者是波束控制模式所全部使用的)。举另一个例子，可以定义一种“非受控的”空间复用模式，其中发射机仅仅从多根发射天线发送多个数据流(不进行任何空间处理)，接收机执行必要的空间处理以便隔离和恢复从多根发射天线发送的数据流。举还有一个例子，可以定义一种“多用户”空间复用模式，其中接入点在上行链路上并行地从多根发射天线把多个数据流发送到多个用户终端(用空间处理)。举再有一个例子，可以定义一种空间复用模式，其中发射机执行空间处理以尝试对多根发射天线上发送的多个数据流进行正交化(但可能由于不完全的信道估计而不完全成功)，接收机执行必要空间处理来隔离和恢复从多根发射天线发送的数据流。这样，为了经由多根空间信道发射多个数据流而进行的空间处理可以在以下位置执行：(1)在发射机和接收机两者处，(2)仅在接收机处，或者(3)仅在发射机处。根据以下因素可以使用不同的空间复用，例如接入点和用户终端的能力、可用的信道状态信息、系统要求等等。

通常，接入点和用户终端可以被设计成有任何数量的发射天线和接收天线。为了简洁，在下面描述了特定的实施例和设计，其中每个接入点装配有四根发射/接收天线，每个用户终端都装配有四根或较少的发射/接收天线。

2.OFDM

在一实施例中，MIMO WLAN系统采用OFDM来把总系统带宽有效地分成多个(N_F)正交子带。这些子带也可以被称为音调、频率段或频率信道。根据OFDM，每个子带都与相应的子载波相关联，子载波可以用数据来调制。对于使用OFDM的MIMO系统而言，每个子带的每个空间信道都可以被视为一独立的传输信道，借此与每个子带相关联的复增益都在子带带宽上恒定。

在一实施例中，系统带宽被分成64个正交子带(即N_F＝64)，分配到索引-32到+31。在这64个子带中，为数据使用48个子带(例如索引为±{1，...，6，8，...，20，22，...，26})，为导频和可能的信令使用4个子带(例如索引为±{7，21})，DC子带(索引为0)未使用，奇遇的子带也未使用并且充当保护子带。该OFDM子带结构在IEEE标准802.11a的文献中进一步详述，该文献题为“Part 11：Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications：High-Speed Physical Layer in the 5GHz Band，”，于1999年9月提出，它可供公众得到，并且通过引用结合于此。对于MIMO WLAN系统也可以使用不同数量的子带以及各种其它OFDM子带结构，这在本发明的范围内。例如，可以为数据传输使用索引从-26到+26的全部53个索引。举另一个例子，可以使用128子带的结构、256子带的结构以及具有某些其它数量子带的子带结构。为了清楚，下面描述了具有上述64子带结构的MIMO WLAN系统。

对于OFDM，要在各个子带上发送的数据首先用为该子带选用的一特定调制方案进行调制(即码元映射)。为未使用的子带提供零值。对于每个码元周期，全部N_F个子带的调制码元和零值都用快速傅立叶逆变换(IFFT)变换到时域，以便获得包含N_F个时域采样的已变换码元。每个已变换码元的持续期都与每个子带的带宽呈逆相关。在MIMO WLAN系统的一个特殊设计中，系统带宽为20MHz，N_F＝64，每个子带的带宽为312.5KHz，每个已变换码元的持续期为3.2微秒。

OFDM能提供特定的优点，比如对抗频率选择性衰落的能力，其特征是在总系统带宽的不同频率处有不同的信道增益。公知的是，频率选择性衰落造成码元间的干扰(ISI)，ISI是接收信号中的每个码元都充当对接收信号中后续码元的干扰的一种现象。ISI失真通过影响正确解码接收码元的能力而使性能降级。通过重复每个已变换码元的一部分(或向其附着一循环前缀)来形成相应的OFDM码元，可以用OFDM容易地对付频率选择性衰落，相应的OFDM码元随后被发送。

每个OFDM码元的循环前缀的长度(即要重复的量)取决于无线信道的延迟扩展。特别是，为了有效地对抗ISI，循环前缀应该比系统的最大预期延迟扩展要长。

在一实施例中，可以为OFDM码元使用不同长度的循环前缀，这取决于预期的延迟扩展。对于上述特定的MIMO WLAN系统，可以为OFDM码元选用400纳秒(8个采样)或800纳秒(16个采样)的循环前缀。“短”OFDM码元使用400纳秒的循环前缀，持续期为3.6微秒。“长”OFDM码元使用800纳秒的循环前缀，持续期为4.0微秒。如果最大预期的延迟扩展小于等于400纳秒，则可以使用短OFDM码元，如果延迟扩展大于400纳秒，则可以使用长OFDM码元。为不同的传输信道可以选用不同的循环前缀，循环前缀也可以动态地选择，如下所述。通过在可能时使用较短的循环前缀可以实现较高的系统吞吐量，因为在一给定的固定时间间隔内可以发送更多持续期较短的OFDM码元。

MIMO WLAN系统可以被设计成不使用OFDM，这在本发明的范围内。

3.层结构

图2说明了可用于MIMO WLAN系统的层结构200。层结构200包括：(1)近似对应于ISO/OSI参考模型的第3层及以上层(较高层)的应用和较高层协议，(2)对应于第2层(链路层)的协议和服务，以及(3)对应于第1层(物理层)的协议和服务。

较高层包括各种应用和协议，比如信令服务212、数据服务214、语音服务216、电路数据应用等等。信令一般作为消息被提供，数据一般作为分组被提供。较高层中的服务和应用按照接入点和用户终端之间通信协议的语意和时序开始和终止消息和分组。较高层使用第2层所提供的服务。

第2层支持较高层所生成的消息和分组的传递。在图2所示的实施例中，第2层包括链路接入控制(LAC)子层220和介质访问控制(MAC)子层230。LAC子层实现了一数据链路协议，该协议能够正确地传输和传递较高层所生成的消息。LAC子层使用MAC子层和第1层所提供的服务。MAC子层负责使用第1层所提供的服务来传输消息和分组。MAC子层控RLP制较高层中的应用和服务对第1层资源的接入。MAC子层可以包括无线链路协议(232)，该协议是用于为分组数据提供较高可靠性的重发机制。第2层向第1层提供协议数据单元(PDU)。

第1层包括物理层240并且支持接入点和用户终端之间无线信号的发送和接收。物理层为各个传输信道执行编码、交织、调制和空间处理，所述传输信道用来发送较高层所生成的消息和分组。在该实施例中，物理层包括一复用子层242，复用子层242把为各个传输信道处理的PDU多路复用成正确的帧格式。第1层以帧为单位提供数据。

图2示出可用于MIMO WLAN系统的层结构的特定实施例。还可以为MIMOWLAN系统设计和使用各种其它适当的层结构，这在本发明的范围内。每层所执行的功能在下面进一步详述。

4.传输信道

多个服务和应用可由MIMO WLAN系统所支持。此外，正确的系统操作所需的其它数据可能需要由接入点发送并且在接入点和用户终端之间交换。可以为MIMO WLAN系统定义多个传输信道以便传送各类数据。表3列出一组示例性的传输信道，还提供了各个传输信道的简要描述。

表3

传输信道		描述
			广播信道	BCH	接入点用来把导频和系统参数发送到用户终端。
前向控制信道	FCCH	接入点用来在下行链路和上行链路上分配资源。资源分配可以逐帧地执行。还用来为RACH上接收到的消息提供确认。
			前向信道	FCH	接入点用来把用户专用数据发送到用户终端，并且可能发送用户终端进行信道估计所使用的索引(导频)。还可能在广播模式中用来把寻呼和广播消息发送到多个用户终端。
随机存取信道	RACH	用户终端用来获得对系统的接入并且把短消息发送到接入点。
			反向信道	RCH	用户终端用来把数据发送到接入点。还可以传送接入点为信道估计而使用的索引。

如表3所示，接入点所使用的下行链路传输信道包括BCH、FCCH和FCH。用户终端所使用的上行链路传输信道包括RACH和RCH。这些传输信道的每一个都在下面进一步详述。

表3中列出的传输信道表示了可用于MIMO WLAN系统的信道结构的一个特定实施例。也可以为MIMO WLAN系统的使用定义较少的、附加的以及/或者不同的传输信道。例如，特定的功能可以由功能专用的传输信道(例如导频、寻呼、功率控制和同步信道)所支持。这样，可以为MIMO WLAN系统定义和使用具有不同传输信道组的其它信道结构，这在本发明的范围内。

5.帧结构

可以为传输信道定义多个帧结构。要用于MIMO WLAN系统的特定帧结构取决于各种因素，比如(1)为下行链路和上行链路使用相同还是不同的频带，以及(2)用于把传输信道复用在一起的复用方案。

如果仅有一个频带可用，则可以使用时分双工(TDD)在一帧的不同相位上发送下行链路和上行链路，如下所述。如果有两个频带可用，则使用频分双工(FDD)在不同的频带上发送下行链路和上行链路。

对于TDD和FDD，传输信道可以用时分复用(TDM)、码分复用(CDM)、频分复用(FDM)等等被复用在一起。对于TDM，每个传输信道都被分配给一帧的一个不同部分。对于CDM，传输信道并行地被发送，但每个传输信道都由一不同的信道化编码来信道化，类似于在码分多址(CDMA)系统中执行的信道化。对于FDM，每个传输信道都被分配到链路频带的一个不同部分。

表4列出可用来传送传输信道的各种帧结构。这些帧结构的每一个都在下面进一步详述。为了清楚，为表3中列出的这组传输信道描述了帧结构。

表4

	下行链路和上行链路的共享频带	下行链路和上行链路的分开频带
			时间分集	TDD-TDM帧结构	FDD-TDM帧结构
编码分集	TDD-CDM帧结构	FDD-CDM帧结构

图3A说明了一TDD-TDM帧结构300a的实施例，该结构可以在为下行链路和上行链路使用单个频带时使用的。数据传输以TDD帧为单位而发生。每个TDD帧都可以被定义为跨过一特定时间持续期。帧持续期可以基于各种因素来选择，例如(1)工作频带的带宽，(2)传输信道的PDU的预期尺寸等等。通常，较短的帧持续期能提供减少的延迟。然而，较长的帧持续期可能更有效，因为报头和开销可以表示一帧的较小部分。在一特定的实施例中，每个TDD帧的持续期为2毫秒。

每个TDD帧都被分成下行链路相位和上行链路相位。对于三个下行链路传输信道-BCH、FCCH和FCH，下行链路相位进一步被分成三个分段。对于两个上行链路传输信道-RCH和RACH，上行链路相位进一步被分成两个分段。

每个传输信道的分段可以被定义为逐帧改变的固定持续期或可变持续期。在一实施例中，BCH分段被定义为有一固定持续期，FCCH、FCH、RCH和RACH分段被定义为有可变持续期。

每个传输信道的分段可用来传送对于该传输信道的一个或多个协议数据单元(PDU)。在图3A所示的特定实施例中，在下行链路相位中，BCH PDU在第一分段310中被发送，FCCH PDU在第二分段320中被发送，一个或多个FCH PDU在第三分段330中被发送。在上行链路相位上，一个或多个RCH PDU在第四分段340中被发送，一个或多个RACH PDU在TDD帧的第五分段350中被发送。

帧结构300a表示一TDD帧内各个传输信道的特殊布局。该布局可以为下行链路和上行链路上的数据传输提供特定的好处，比如减少的延迟。BCH首先在TDD帧内被发送，因为他传送可用于同一TDD帧内其它传输信道的PDU的系统参数。FCCH接着被发送，因为它传输信道分配信息，所述信道分配信息表示在当前TDD帧内指定了哪些用户终端来接收FCH上的下行链路数据以及指定了哪些用户终端来接收RCH上的上行链路数据。也可以为MIMO WLAN系统定义和使用其它TDD-TDM帧结构，这在本发明的范围内。

图3B说明了当使用两个分开的频带发送下行链路和上行链路时可能使用的FDD-TDM帧结构300b的实施例。下行链路数据在下行链路帧302a中被发送，上行链路数据在上行链路帧302b中被发送。每个下行链路和上行链路帧可以被定义跨过一特定的时间持续期(例如2毫秒)。为了简洁，下行链路和上行链路帧可以被定义为具有相同的持续期，并进一步被定义为在帧边界上对齐。然而，也可以为下行链路和上行链路使用不同的帧持续期和/或非对齐的(即偏移)帧边界。

如图3B所示，对于三个下行链路传输信道，下行链路帧被分成三个分段。对于两个上行链路传输信道，上行链路帧被分成两个分段。每个传输信道的分段可以被定义为有固定的或可变的持续期，并且可以用来为该传输信道传送一个或多个PDU。

在图3B所示的特定实施例中，下行链路帧分别在分段310、320和330中传送一个BCH PDU、一个FCCH PDU、以及一个或多个FCH PDU。上行链路帧分别在分段340和350中传送一个或多个RCH PDU以及一个或多个RACH PDU。该特殊布局可以提供上述的好处(例如对于数据传输的减少的延迟)。如下所述，传输信道可能有不同的PDU格式。也可以为MIMO WLAN系统定义和使用其它的FDD-TDM帧结构，这在本发明的范围内。

图3C说明了在下行链路和上行链路使用分开的频带发送时也可以使用的FDD-CDM/FDM帧结构300c的实施例。下行链路数据可以在下行链路帧304a中被发送，上行链路数据可以在上行链路帧304b中被发送。下行链路和上行链路帧可以被定义为有相同的持续期(例如2毫秒)并且在帧边界处对齐。

如图3C所示，在下行链路帧内并行地发送三个下行链路传输信道，在上行链路帧内并行地发送两个上行链路传输信道。对于CDM，每个链路的传输信道用不同的信道化编码来“信道化”，所述信道化编码可以是Walsh码、正交可变扩展因子(OVSF)码、类正交函数(QOF)等等。对于FDM，每个链路的传输信道分配到该链路频带的不同部分。也可以为每个链路中的不同传输信道使用不同数量的发送功率。

也可以为下行链路和上行链路传输信道使用其它帧结构，这在本发明的范围内。此外，可能为下行链路和上行链路使用不同类型的帧结构。例如，可以为下行链路使用基于TDM的帧结构，并且为上行链路使用基于CDM的帧结构。

在以下描述中，假定MIMO WLAN系统为下行链路和上行链路传输使用一个频带。为了清楚，图3A所示的TDD-TDM帧结构用于MIMO WLAN系统。为了清楚，在本说明书中描述TDD-TDM帧结构的特定实现。对于该实现，每个TDD帧的持续期都被固定为2毫秒，每TDD帧的OFDM码元数目是OFDM码元所用的寻呼前缀长度的函数。BCH的固定持续期为80微秒，并且为所发射的OFDM码元使用800纳秒的寻呼前缀。如果使用800纳秒的寻呼前缀，则TDD帧的其余部分包含480个码元，如果使用400纳秒的循环前缀，则TDD帧的其余部分包含533个OFDM码元加上1.2微秒的过度时间。该过度时间可以在RACH分段的结束处被加到保护间隔。也可以使用其它帧结构和其它实现，这在本发明的范围内。

II.传输信道

传输信道用来发送各类数据，并且可以被归类为两组：公共传输信道和专用传输信道。由于为不同目的使用了公共和专用传输信道，因此可以为这两组传输信道使用不同的处理，如下进一步详述。

公共传输信道。公共传输信道包括包括BCH、FCCH和RACH。这些传输信道用来把数据发送到多个用户终端或从多个用户终端接收数据。对于改进的可靠性，BCH和FCCH由接入点用分集模式发出。在上行链路上，RACH由用户终端用波束控制模式(如果用户终端支持)发送。BCH以已知的固定速率工作，使得用户终端能不用任何附加信息来接收和处理BCH。FCCH和RACH支持多个速率来允许更高的效率。如这里所使用的，每个“速率”或“速率集”与一特定的编码速率(或编码方案)和一特定的调制方案相关联。

专用传输信道。专用传输信道包括FCH和RCH。这些传输信道通常用来把用户专用数据发送到特定的用户终端。根据需要和根据可用情况，FCH和RCH可以被动态地分配给用户终端。FCH还可以在广播模式中用来把开销、寻呼和广播消息发送到用户终端。通常，在FCH上的任一用户专用数据之前发送开销、寻呼和广播消息。

图4说明了基于TDD-TDM帧结构300a在BCH、FCCH、FCH、RCH和RACH上的示例性传输。在该实施例中，一个BCH PDU 410和一个FCCH PDU 420分别在BCH分段310和FCCH分段320中被发送。FCH分段330可以用来发送一个或多个FCH PDU 430，每个FCH PDU 430都可以指向一个特定的用户终端或多个用户终端。类似地，一个或多个RCH PDU 440可由一个或多个用户终端在RCH分段340中被发送。每个FCH/RCH PDU的开始都由自前一分段结束起的FCH/RCH偏移来表示。RACH PDU 450可由多个用户终端在RACH分段350中发送以便接入系统以及/或者发送短消息，如下所述。

为了清楚，为图3A和4所示的特定TDD-TDM帧结构描述了传输信道。

1.广播信道(BCH)-下行链路

接入点使用BCH把信标导频、MIMO导频和系统参数发送到用户终端。用户终端使用信标导频来捕获系统时序和频率。用户终端使用MIMO导频来估计由接入点天线和它们自身的天线形成的MIMO信道。下面进一步详述信标导频和MIMO导频。系统参数指定了下行链路和上行链路传输的各个属性。例如，由于FCCH、FCH、RACH和RCH分段的持续期是可变的，则在BCH中发送为当前TDD帧指定这些分段中每一个的长度的系统参数。

图5A说明了BCH PDU 410的实施例。在该实施例中，BCH PDU 410包括先导序列部分510和消息部分516。先导序列部分512还包括信标导频部分512和MIMO导频部分514。部分512传送信标导频，固定持续期为TCP＝8微秒。部分514传送MIMO导频，固定持续期为TMP＝32微秒。部分516传送BCH消息，固定持续期为TBM＝40微秒。BCH PDU的持续期被固定在TCP+TMP+TBM＝80微秒。

先导序列可以用来发送一类或多类的导频和/或其它信息。信标导频包括从全部发射天线发出的一组特定的调制码元。MIMO导频包括用不同正交编码从全部发射天线发出的一组特定的调制码元，使接收机能恢复从每根天线发出的导频。为信标和MIMO导频可以使用不同组的调制码元。信标和MIMO导频的生成在下面进一步详述。

BCH消息传送系统配置信息。表5列出了一示例性BCH消息消息格式的各个字段。

表5-BCH消息

字段/参数名	长度(比特)	描述
			帧计数器	4	TDD帧计数器
网络ID	10	网络标识符(ID)
			AP ID	6	接入点ID
AP Tx Lvl	4	接入点发射电平
			AP Rx Lvl	3	接入点接收电平
FCCH长度	6	FCCH的持续期(单位为OFDM码元)
			FCCH速率	2	FCCH的物理层速率
FCH长度	9	FCH的持续期(单位为OFDM码元)
			RCH长度	9	RCH的持续期(单位为OFDM码元)
RACH长度	5	RACH的持续期(单位为RACH时隙)
			RACH时隙尺寸	2	每个RACH时隙的持续期(单位为OFDM码元)
RACH保护间隔	2	在RACH结束处的保护间隔
			循环前缀持续期	1	循环前缀持续期
寻呼比特	1	“0”＝FCH上发送的广播消息“1”＝没有寻呼消息要发送
			广播比特	1	“0”＝FCH上发送的广播消息“1”＝没有广播消息要发送
RACH确认比特	1	“0”＝FCH上发送的RACH确认“1”＝没有RACH确认要发送
			CRC	16	BCH消息的CRC值
尾比特	6	卷积编码器的尾比特
			保留	32	供将来使用而被保留

帧计数器可用来同步接入点和用户终端处的各个进程(例如导频、扰码、覆盖码等等)。帧计数器可以用绕回的4比特计数器来实现。该计数器在每个TDD帧的开始时增一，计数器值包括在帧计数器字段中。网络ID字段表示了接入点所属网络的标识符(ID)。AP ID字段表示了网络ID内接入点的ID。AP Tx Lvl和AP Rx Lvl字段分别表示了接入点处的最大发送功率电平和期望的接收功率电平。用户终端可以使用期望的接收功率电平来确定初始上行链路发送功率。

FCCH长度、FCH长度和RCH长度字段分别表示了当前TDD帧的FCCH、FCH和RCH字段的长度。这些字段的长度以OFDM码元为单位而给出。BCH的OFDM码元持续期被固定在4.0微秒。所有其它传输信道(即FCCH、FCH、RACH和RCH)的OFDM码元持续期都是可变的，并且取决于所选的循环前缀，循环前缀由循环前缀持续期字段指定。FCCH速率字段表示了当前TDD帧的FCCH所使用的速率。

RACH长度字段表示了RACH字段的长度，它以RACH时隙为单位给出。每个RACH时隙的持续期由RACH时隙尺寸字段给出，单位为OFDM码元。RACH保护间隔字段表示了上一个RACH时隙和下一TDD帧的BCH分段开始之间的时间量。RACH的这各个字段在下面进一步详述。

寻呼比特和广播比特表示了在当前TDD帧中FCH上是否分别发送了寻呼消息和广播消息。这两个比特对于TDD帧可以被独立地设置。RACH确认比特表示了在当前TDD帧中FCCH上发送TDD帧之前、在RACH上是否发送对PDU的确认。

CRC字段包括整个BCH消息的CRC值。该CRC值可由用户终端用来确定接收到的BCH消息是被正确地解码(即是好的)还是被错误地解码(即被擦除)。尾比特字段包括一组零值，该组零值用来在BCH消息的结束处把卷积编码器重置为已知状态。

如表5所示，BCH消息包括总共120个比特。通过使用下面详述的处理，这120个比特可以与10个OFDM码元一起被发送。

表5示出BCH消息的格式的一个特定实施例。还可以定义和使用具有较少、附加和/或不同字段的其它BCH消息格式，这在本发明的范围内。

2.前向控制信道(FCCH)-下行链路

在一实施例中，接入点能够逐帧地为FCH和RCH分配资源。接入点使用FCCH来传达FCH和RCH的资源分配(即信道分配)。

图5B说明了FCCH PDU 420的一个实施例。在该实施例中，FCCH PDU仅包括FCCH消息的部分520。FCCH消息具有会随着帧的变化而改变的可变持续期，这取决于在该帧的FCCH上传送的调度信息量。FCCH消息持续期是偶数个OFDM码元，并且由BCH消息上的FCCH长度字段给出。使用分集模式发送的消息(例如BCH和FCCH消息)的持续期以偶数个OFDM码元给出，因为分集模式成对地发送OFDM码元，如下所述。

在一实施例中，FCCH能用四个可能的速率发送。每个TDD帧中FCCH PDU所使用的特定速率用BCH消息中的FCCH物理模式(Phy Mode)字段表示。每个FCCH速率都对应于一个特定的编码速率和一个特定的调制方案，并且进一步与特定的传输模式相关联，如表26所示。

FCCH消息可以包括零个、一个或者多个信息元素(IE)。每个信息元素可以和一个特定的用户终端相关联，并且用来为该用户终端提供表示FCH/RCH资源分配的信息。表6列出了一示例性FCCH消息格式的各个字段。

表6-FCCH消息

字段/参数名	长度(比特)	描述
			N_IE	6	FCCH消息中包括的IE数目

N_IE个信息元素，每个都包括：

IE类型	4	IE类型
			MAC ID	10	分配给用户终端的ID
控制字段	48或72	用于信道分配的控制字段
			填充比特	可变	在FCCH消息中实现偶数个OFDM码元的填充比特
CRC	16	FCCH消息的CRC值
			尾比特	6	卷积编码器的尾比特

N_IE字段表明当前TDD帧内发送的FCCH消息中包括的信息元素数目。对于FCCH消息中包括的每个信息元素(IE)，IE类型字段表明该IE的特定类型。定义了多个IE类型用来为不同类型的传输分配资源，如下所述。

MAC IE字段表示了信息元素所指向的特定用户终端。每个用户终端都在通信会话开始时向接入点注册，并被接入点分配到唯一的MAC ID。该MAC ID用于在会话期间标识用户终端。

控制字段用来传送用户终端的信道分配信息，并且在下面详述。填充比特字段包括足够数量的填充比特，使得FCCH消息的总长度是偶数个OFDM码元。FCCH CRC字段包括一CRC值，用户终端可以使用所述CRC值来确定接收到的FCCH消息是被正确地解码还是被错误解码。尾比特字段包括用于在FCCH消息的结尾处把卷积编码器重置为已知状态的零值。下面进一步详述了这些字段中的一些字段。

如表1所示，MIMO WLAN系统为FCH和RCH支持多个传输模式。此外，用户终端在连接期间可以是活动的或是空闲的。，定义了多类IE用来为不同类型的传输分配FCH/RCH资源。表7列出一组示例性的IE类型。

表7-FCCH IE类型

IE类型	IE尺寸(比特)	IE类型	描述
				0	48	分集模式	仅分集模式
1	72	空间复用模式	空间复用模式-可变速率服务
				2	48	空闲模式	空闲状态-可变速率服务
3	48	RACH确认	RACH确认-分集模式
				4		波束控制模式	波束控制模式
5-15	-	保留	保留供将来使用

对于IE类型0、1和4，为FCH和RCH把资源分配给特定的用户终端(即以信道对形式分配)。对于IE类型2，在FCH和RCH上把最少的资源分配给用户终端以维持链路的最新估计。下面描述各个IE类型的示例性格式。通常，FCH和RCH的速率和持续期可以被独立地分配给用户终端。

A.IE类型0，4-分集/波束控制模式

IE类型0和4分别用来为分集模式和波束控制模式分配FCH/RCH资源。对于固定的低速率服务(例如语音)，速率对于呼叫的持续期保持固定。对于可变速率服务，速率可以对FCH和RCH独立地选择。FCCH IE表示分配给用户终端的FCH和RCH PDU的位置。表8列出示例性的IE类型0和4信息元素的各个字段。

表8-FCCH IE类型0和4

字段/参数名	长度(比特)	描述
			IE类型	4	IE类型
MAC ID	10	分配给用户终端的临时ID
			FCH偏移	9	自TDD帧开始的FCH偏移(以OFDM码元表示)
FCH先导序列类型	2	FCH先导序列尺寸(以OFDM码元表示)
			FCH速率	4	FCH的速率
RCH偏移	9	自TDD帧开始的RCH偏移(以OFDM码元表示)
			RCH先导序列类型	2	RCH先导序列尺寸(以OFDM码元表示)
RCH速率	4	RCH的速率
			RCH定时调节	2	RCH的定时调节参数
RCH功率控制	2	RCH的功率控制比特

FCH和RCH偏移字段表示自当前TDD帧的开始分别到FCH和RCH PDU的开始的时间偏移，由信息元素分配。FCH和RCH速率字段分别表示FCH和RCH的速率。

FCH和RCH先导序列类型字段分别表示FCH和RCH PDU中先导序列的尺寸。表9列出FCH和RCH先导序列类型字段的值和相关的先导序列尺寸。

表9-先导序列类型

类型	比特	先导序列尺寸
			0	00	0个OFDM码元
1	01	1个OFDM码元
			2	10	4个OFDM码元
3	11	8个OFDM码元

RCH定时调节字段包括用来调节由MAC ID字段标识的自用户终端的上行链路传输的定时的两个比特。该定时调节用来减少基于TDD的帧结构(比如图3A所示的帧结构)中的干扰，其中下行链路和上行链路传输是时分双工的。表10列出RCH定时调节字段的值和相关的行动。

表10-RCH定时调节

比特	描述
		00	维持当前的定时
01	将上行链路发送定时提前1个采样
		10	将上行链路发送定时延迟1个采样
11	未使用

RCH功率控制字段包括用来调节自所标识用户终端的上行链路传输的发送功率的两个比特。该功率控制字段用来减少上行链路上的干扰。表11列出RCH功率控制字段的值和相关的行动。

表11-RCH定功率控制

比特	描述
		00	维持当前的发送功率
01	将上行链路发送功率提高δdB，其中δ是一系统参数。
		10	将上行链路发送功率降低δdB，其中δ是一系统参数。
11	未使用

所标识用户终端的信道分配可以各种方式提供。在一实施例中，用户终端仅对于当前的TDD帧被分配到FCH/RCH资源。在另一实施例中，在取消前对于每个TDD帧把FCH/RCH资源分配给终端。在还有一个实施例中，对于每n个TDD帧把FCH/RCH资源分配给用户终端，这被称为TDD帧的“抽取”调度。不同类型的分配可由FCCH信息元素中的分配类型字段表明。

B.IE类型1-空间复用模式

IE类型1使用空间复用模式把FCH/RCH资源分配给用户终端。这些用户终端的速率是可变的，并且可以对于FCH和RCH独立地选择。表12列出一示例性IE类型1信息元素的各个字段。

表12-FCCH IE类型1

字段/参数名	长度(比特)	描述
			IE类型	4	IE类型
MAC ID	10	分配给用户终端的临时ID
			FCH偏移	9	自FCCH结尾起的FCH偏移(以OFDM码元表示)
FCH先导序列类型	2	FCH先导序列尺寸(以OFDM码元表示)
			FCH空间信道1速率	4	空间信道1的FCH速率
FCH空间信道2速率	4	空间信道2的FCH速率
			FCH空间信道3速率	4	空间信道3的FCH速率
FCH空间信道4速率	4	空间信道4的FCH速率
			RCH偏移	9	自FCH结尾起的RCH偏移(以OFDM码元表示)
RCH先导序列类型	2	RCH先导序列尺寸(以OFDM码元表示)
			RCH空间信道1速率	4	空间信道1的RCH速率
RCH空间信道2速率	4	空间信道2的RCH速率
			RCH空间信道3速率	4	空间信道3的RCH速率
RCH空间信道4速率	4	空间信道4的RCH速率
			RCH定时调节	2	RCH的定时调节参数
保留	2	保留供将来使用

对于IE类型1，各个空间信道的速率可以在FCH和RCH上独立地选择。空间复用模式的速率解译通常是因为它能指定每个空间信道的速率(对于表12所示的实施例有多达四个空间信道)。如果发射机执行空间处理以便在本征模式上发送数据，则按照每个本征模式给出速率。如果发射机仅仅从发射天线发出数据而接收机执行空间处理以便隔离和恢复数据(对于非受控的空间复用模式)，则按照每根天线给出速率。

信息元素包括全部被启用的空间信道的速率，对于未被启用的信道为零值。具有少于四根发射天线的用户终端把未使用的FCH/RCH空间信道速率字段设为零。由于接入点装配有四根发射/接收天线，因此具有多于四根发射天线的用户终端可以用它们来发射多达四个独立数据流。

C.IE类型2-空闲模式

IE类型2用来为工作在空闲状态下的用户终端提供控制信息(如下所述)。在一实施例中，当用户终端处在空闲状态时，持续地更新由接入点和用户终端用来进行空间处理的控制向量，使得数据传输在继续时能快速开始。表13列出一示例性IE类型2信息元素的各个字段。

表13-FCCH IE类型2

字段/参数名	长度(比特)	描述
			IE类型	4	IE类型
MAC ID	10	分配给用户终端的临时ID
			FCH偏移	9	自FCCH结尾起的FCH偏移(以OFDM码元表示)
FCH先导序列类型	2	FCH先导序列尺寸(以OFDM码元表示)
			RCH偏移	9	自FCH结尾起的RCH偏移(以OFDM码元表示)
RCH先导序列类型	2	RCH先导序列尺寸(以OFDM码元表示)
			保留	12	保留供将来使用

D.IE类型3-RACH快速确认

IE类型3用来为尝试通过RACH接入系统的用户终端提供快速确认。为了获得到系统的接入或者向接入点发送短消息，用户终端可以在上行链路上发送RACHPDU。在用户终端发送了RACH PDU后，它监视BCH以确定是否设置了RACH确认比特。如果任一用户终端成功地接入了系统并且在FCCH上为至少一个用户终端发送了确认，则该比特由接入点设置。如果设置了该比特，用户终端就为FCCH上发送的确认来处理FCCH。如果接入点希望不分配资源而确认它从用户终端正确解码的RACH PDU，则IE类型3信息元素被发送。表14列出一示例性IE类型3信息元素的各个字段。

表14-FCCH ID类型3

字段/参数名	长度(比特)	描述
			IE类型	4	IE类型
MAC ID	10	分配给用户终端的临时ID
			保留	34	保留供将来使用

可以在FCCH上定义并发送单个或多个类型的确认。例如，可以定义一快速确认和一基于分配的确认。快速确认可以用来仅仅确认RACH PDU已被接入点接收，并且未向用户终端分配过FCH/RCH资源。基于分配的确认包括对于当前TDD帧的FCH和/或RCH的分配。

FCCH可以以其它方式实现，也可以以各种方式被发送。在一实施例中，FCCH以在BCH消息中传送的单个速率被发送。该速率可以基于例如FCCH在当前TDD帧中发送至的所有用户的最低信号对噪声和干扰比(SNR)来选择。根据每个TDD帧内受信者用户终端的信道调节，可以为不同的TDD帧使用不同的速率。

在另一实施例中，FCCH用多个(例如四个)FCCH子信道实现。每个FCCH子信道都以一个不同的速率被发送，并且与一个不同的所需SNR相关，以便恢复子信道。FCCH子信道以最低速率到最高速率的顺序被发送。每个FCCH子信道可能在或可能不在给定的TDD帧内被发送。第一FCCH子信道(具有最低速率)首先被发送，并且可以被所有用户终端接收到。这一FCCH信道会表明在当前的TDD帧中是否会发送各个其余的FCCH子信道。每个用户终端会处理所发送的FCCH子信道来获得其FCCH信息元素。每个用户终端可以在发生以下任一点时终止FCCH的处理：(1)未能解码当前的FCCH子信道，(2)在当前的FCCH信道中接收到其FCCH信息元素，或(3)所有发送的FCCH子信道都已被处理。用户终端只要遇到FCCH解码失败就能终止FCCH的处理，因为FCCH子信道以上升的速率被发送，用户终端不可能能解码以较高速率发送的后续FCCH子信道。

3.随机存取信道(RACH)-上行链路

用户终端使用RACH来获得对系统的接入并且向接入点发送短消息。RACH的操作是基于分时隙的Aloha随机存取协议，这在下面描述。

图5C说明了RACH PDU 450的一个实施例。在该实施例中，RACH PDU包括先导序列部分552和消息部分554。如果用户终端具有多根天线，则先导序列部分552可以用来发送一受控基准。受控基准是由一组特殊的调制码元组成的导频，它在上行链路上发送前受过空间处理。空间处理使导频在MIMO信道的一个特定本征模式上被发送。下面进一步详述了受控基准的处理。先导序列部分552具有至少2个OFDM码元的固定持续期。消息部分554传送一RACH消息，并且具有可变的持续期。RACH PDU的持续期因此是可变的。

在一实施例中，为RACH支持四个不同的速率。每个RACH消息所使用的特定速率由一2比特的RACH数据速率指示符(DRI)来表示。在一实施例中，也为RACH支持四个不同的消息尺寸。每个RACH消息的尺寸都由包括在RACH消息内的消息部分字段来表示。每个RACH速率支持1、2、3或全部4个消息尺寸。表15列出四个RACH速率、它们相关的编码和调制参数、以及这些RACH速率所支持的消息尺寸。

表15

RACH速率				RACH消息尺寸(以比特和OFDM码元为单位)
								Bps/Hz	编码速率	调制	DRI	96比特	192比特	384比特	768比特
0.25	0.25	BPSK	(1，1)	8	n/a	n/a	n/a
								0.5	0.5	BPSK	(1，-1)	4	8	n/a	n/a
1	0.5	QPSK	(-1，1)	2	4	8	n/a
								2	0.5	16 QAM	(-1，-1)	1	2	4	8

RACH消息传送来自用户终端的短消息和接入请求。表16列出一示例性RACH消息的各个字段以及四个不同消息尺寸的每一个的每个字段尺寸。

表16

字段/参数名	RACH消息尺寸				描述
						96比特	192比特	384比特	768比特
	消息持续期	2	2	2						2	消息持续期
MAC PDU类型					4	4	4	4	RACH消息类型
	MAC ID	10	10	10						10	MAC ID
时隙ID					6	6	6	6	Tx时隙ID
	有效负载	44	140	332						716	信息比特
CRC					24	24	24	24	RACH消息的CRC值
	尾比特	6	6	6						6	尾比特

消息持续期字段表明了RACH消息的尺寸。MAC PDU类型字段表明RACH消息类型。MAC ID字段包含能唯一标识发送RACH消息的用户终端的MAC ID。在初始系统接入期间，唯一的MAC ID未被分配给用户终端。该情况下，可以在MAC ID字段中包括一注册MAC ID(例如为注册目的保留的特定值)。时隙ID字段表示开始的RACH时隙，其上发送RACH PDU(下面描述RACH定时和传输)。有效负载字段包括RACH消息的信息比特。CRC字段包含RACH消息的CRC值，尾比特字段用来重置RACH的卷积编码器。下面进一步详述RACH的操作以及用于系统接入的BCH和FCCH。

RACH也可以用“快速”RACH(F-RACH)和“慢”RACH(S-RACH)来实现。F-RACH和S-RACH可以被设计成在不同工作状态下有效地支持用户终端。例如，F-RACH可由用户终端使用：(1)已向系统注册，(2)通过正确地提前它们的发送定时而补偿它们的往返延迟(RTD)，以及(3)为F-RACH上的操作而实现所需的SNR。S-RACH可以被在任何情况下都不使用F-RACH的用户终端所使用。

可以为F-RACH和S-RACH使用不同的设计以便于每当可能就快速地接入系统，并且使实现随机存取所需的系统资源量最小。例如，F-RACH可以使用较短的PDU，采用较弱的编码方案，要求F-RACH PDU近似时间对齐地到达接入点处，并且使用分时隙的Aloha随机存取方案。S-RACH可以使用较长的PDU，采用较强的编码方案，允许S-RACH PDU在时间上非对齐地到达接入点，并且使用不分时隙的Aloha随机存取方案。

为了简洁，以下描述假定为MIMO WLAN系统使用单个RACH。

4.前向信道(FCH)-下行链路

接入点使用FCH把用户专用数据发送到特定的用户终端，并且把寻呼/广播消息发送到多个用户终端。FCH可以逐帧地被分配。提供多个FCH PDU类型以适应FCH的不同用途。表17列出一组示例性的FCH PDU类型。

表17-FCH PDU类型

编码	FCH PDU类型	描述
			0	仅能消息	FCH广播/寻呼服务/用户消息
1	消息和先导序列	FCH用户消息
			2	仅能先导序列	FCH空闲状态

FCH PDU类型0用来在FCH上发送寻呼/广播消息和用户消息/分组，并且仅包括消息/分组。(特定用户终端的数据可以作为一消息或一分组被发送，这两个术语在此可交换使用。)FCH PDU类型1用来发送用户分组并且包括一先导序列。FCHPDU类型2仅包括先导序列而不包括任何消息/分组，并且与空闲状态FCH话务相关联。

图5D说明了FCH PDU类型0的FCH PDU 430a的一个实施例。在该实施例中，FCH PDU 430a仅包括寻呼/广播消息或用户分组的一个消息部分534a。消息/分组可以有可变的长度，该长度由FCH PDU中的FCH消息长度字段给出。消息长度以整数个PHY帧给出(下面描述)。下面指定和描述了寻呼/广播消息的速率和传输模式。在相关的FCCH信息元素中指定了用户分组的速率和传输模式。

图5E说明了FCH PDU类型1的FCH PDU 430b的一个实施例。在该实施例中，FCH PDU 430b包括一先导序列部分532b和一消息/分组部分534b。先导序列部分532b用来发送MIMO导频或受控基准，并且具有可变的长度，可变长度由相关的FCCH信息元素中的FCH先导序列类型字段给出。部分534b用来发送FCH分组，并且也具有可变的长度(以整数个PHY帧表示)，可变长度由FCH PDU中的FCH消息长度字段给出。FCH分组用相关的FCCH信息元素指定的速率和传输模式来发送。

图5F说明了FCH PDU类型2的FCH PDU 430c的一个实施例。在该实施例中，FCH PDU 430c仅包括先导序列部分532c，而不包括消息部分。先导序列部分的长度由FCCH IE指示。FCH PDU类型2可用来使用户终端在空闲状态下时能更新其信道估计。

提供了多个FCH消息类型来适应FCH的不同用途。表18列出了一组示例性的FCH消息类型。

表18-FCH消息类型

编码	FCH消息类型	描述
			0	寻呼消息	寻呼消息-分集模式，速率＝0.25bps/Hz
1	广播消息	广播消息-分集模式，速率＝0.25bps/Hz
			2	用户分组	专用信道操作-用户终端特定的PDU，FCCH中指定的速率
3-15	保留	保留供将来使用

一个寻呼消息可以用来寻呼多个用户终端，并且用FCH PDU类型0发送。如果设置了BCH消息中的寻呼比特，则首先在FCH上发送具有导频消息的一个或多个FCH PDU(即“寻呼PDU”)。在同一帧内可以发送多个寻呼PDU。寻呼PDU的发送使用分集模式和0.25bps/Hz的最低速率，以便提高用户终端正确接收的概率。

一广播消息可用来把信息发送到多个用户终端，并且用FCH PDU类型0发送。如果设置了BCH消息中的广播比特，则紧接着FCH上发送的任何寻呼PDU之后，在FCH上发送带有广播消息的一个或多个FCH PDU(即“广播PDU”)。广播PDU的发送也使用分集模式和0.25bps/Hz的最低速率，以便提高正确接收的概率。

一用户分组可用来发送用户专用数据，并且可以用FCH PDU类型1或2来发送。在FCH上发送任何寻呼和广播PDU之后，类型1和2的用户PDU在FCH上被发送。每个用户PDU可以用分集、波束控制或空间复用模式来发送。FCCH信息元素指定了在FCH上发送的每个用户PDU所使用的速率和传输模式。

FCH上发送的消息或分组包括整数个PHY帧。在一实施例中，如下所述，每个PHY帧可以包括一个CRC值，该值使得在必要式能检验和重发FCH PDU中的单独PHY帧。对于异步服务而言，可以采用RLP对给定FCH PDU内的PHY帧进行分段、重发和重新装配。在另一实施例中，为每个消息或分组而不是为每个PHY帧提供一个CRC值。

图6说明了FCH分组534的结构的一个实施例。FCH分组包括整数个PHY帧610。每个PHY帧610包括有效负载字段622、CRC字段624和尾比特字段626。FCH分组的第一PHY帧还包括报头字段620，其表示消息类型和持续期。FCH分组中的最后一个PHY帧还包括填充比特字段628，该字段628在有效负载的结尾处包含零值填充比特，以便填充最后一个PHY帧。在一实施例中，每个PHY帧包括6个OFDM码元。每个PHY帧内包括的比特数取决于该PHY帧所使用的速率。

表19列出FCH PDU类型0和1的示例性FCH PDU格式的各个字段。

表19-FCH PDU格式

	字段/参数名	长度(比特)	描述
				第一PHY帧	FCH消息类型	4	FCH消息类型
FCH消息长度	16	FCH PDU中的字节数
			有效负载		可变	有效负载比特
CRC	16	PHY帧的CRC值(任选的)
			尾比特		6	卷积编码器的尾比特
每个中间PHY帧	有效负载	可变					有效负载比特
			CRC	16	PHY帧的CRC值(任选的)
	尾比特	6				卷积编码器的尾比特

最后一个PHY帧	有效负载	可变	有效负载比特
				填充比特	可变	填补PHY帧的填充比特
	CRC	16	PHY帧的CRC值(任选的)
				尾比特	6	卷积编码器的尾比特

FCH消息类型和FCH消息长度字段在FCH PDU的第一PHY帧的报头中被发送。有效负载、CRC和尾比特字段被包括在各个PHY帧内。每个FCH PDU的有效负载部份传送寻呼/广播消息或用户专用分组的信息比特。填充比特用来根据需要填充FCH PDU的最后一个PHY帧。

也可以定义PHY帧包括某些其它数量的OFDM码元(例如1个、2个、4个、8个等等)。由于对于分集模式OFDM码元是成对发送的，因此PHY帧可以用偶数个OFDM码元来定义，分集模式可用于FCH和RCH。PHY帧尺寸可以基于预期的话务来选择，使无效性最小。特别是，如果帧尺寸过大，则通过使用一个大PHY帧来发送少量数据而产生无效性。或者，如果帧尺寸过小，则开销表示了帧的较大部份。

5.反向信道(RCH)-上行链路

用户终端使用RCH把上行链路数据和导频发送到接入点。RCH可以根据每个TDD帧被分配。可以指定一个或多个用户终端在任一给定的TDD帧内在RCH上进行发送。提供了多种RCH PDU类型来适应RCH上的不同工作模式。表20列出了一组示例性的RCH PDU类型。

表20-RCH PDU类型

编码	RCH PDU类型	描述
			0	仅消息	RCH用户消息，无先导序列
1	消息和先导序列，不空闲	RCH用户消息，有先导序列
			2	消息和先导序列，空闲	有先导序列的RCH空闲状态消息

RCH PDU类型0用来在RCH上发送消息/分组，并且不包括先导序列。RCHPDU类型1用来发送消息/分组，并且包括先导序列。RCH PDU类型2包括先导序列和短消息，并且与空闲状态的RCH话务相关联。

图5D说明了RCH PDU类型0的RCH PDU的一个实施例。在该实施例中，RCH PDU仅包括一可变长度RCH分组的消息部份534a，该分组由RCH PDU中的RCH消息长度字段以整数个PHY帧给出。RCH分组的速率和传输模式在相关的FCCH信息元素中指定。

图5E说明了RCH PDUY类型1的RCH PDU的一个实施例。在该实施例中，RCH PDU包括先导序列部份532b和分组部份534b。先导序列部份532b用来发送一基准(例如MIMO导频或受控基准)，并且具有可变的长度，所述长度由相关FCCH信息元素中的RCH先导序列类型字段给出。部份534b用来发送一RCH分组，并且具有可变的长度，所述可变长度由RCH PDU中的RCH消息长度字段给出。RCH分组使用相关的FCCH信息元素中指定的速率和传输模式来发送。

图5G说明了RCH PDU类型2的RCH PDU 350d的一个实施例。在该实施例中，RCH PDU包括先导序列部份532d和消息部份535d。先导序列部份532d用来发送一基准，且长度为1、4或8个OFDM码元。部份536d用来发送一短RCH消息，并且具有一个OFDM码元的固定长度。短RCH消息用特定的速率和传输模式来发送(例如速率1/2或速率1/4以及BPSK调制)。

RCH上发送的分组(对于PDU类型0和1)包括整数个PHY帧。图6示出RCH分组的结构(对于PDU类型0和1，对于FCH分组同样如此。RCH分组包括整数个PHY帧610。每个PHY帧包括有效负载字段622、任选的CRC字段624和尾比特字段626。RCH分组中的第一PHY帧还包括报头部份620，分组中的最后一个PHY帧还包括填充比特字段628。

表21列出RCH PDU类型0和1的示例性RCH PDU格式的各个字段。

表21-RCH PDU格式(PDU类型0和1)

	字段/参数名	长度(比特)	描述
				第一PHY帧	RCH消息类型	4	RCH消息类型
RCH消息长度	16	RCH PDU中的字节数
			FCH速率指示符		16	表明FCH上各个空间信道的最大速率
有效负载	可变	有效负载比特
			CRC		16	PHY帧的CRC值(任选的)
尾比特	6	卷积编码器的尾比特
			每个中间PHY帧		有效负载	可变	有效负载比特
CRC	16	PHY帧的CRC值(任选的)
				尾比特	6	卷积编码器的尾比特

最后一个PHY帧	有效负载	可变	有效负载比特
				填充比特	可变	填补PHY帧的填充比特
	CRC	16	PHY帧的CRC值(任选的)
				尾比特	6	卷积编码器的尾比特

RCH消息类型、RCH消息长度和FCH速率指示符字段在RCH PDU的第一PHY帧的报头中被发送。FCH速率指示符字段用来把FCH速率信息(例如各个空间信道所支持的最大速率)传送到接入点。

表22列出了RCH PDU类型2的示例性RCH PDU格式的各个字段。

表22-RCH PDU类型2的RCH消息

字段/参数名	长度(比特)	描述
			FCH速率指示符	16	表示FCH上各个空间信道的最大速率
RCH请求	1	发送附加数据的用户终端请求
			保留	1	保留供将来使用
尾比特	6	卷积编码器的尾比特

用户终端使用RCH请求字段来请求上行链路上的附加容量。该短RCH消息不包括CRC，并且在单个OFDM码元中被发送。

6.专用信道活动

RCH和RCH上的数据传输会独立地发生。根据为RCH和RCH使用而选择的传输模式，一个或多个空间信道(对于波束控制和分集模式)可以是活动的，并且用于各个专用传输信道的数据传输。每个空间信道可以与一特定的速率相关联。

当仅FCH或仅RCH的全部四个速率被设为零时，用户终端在该链路上是空闲的。空闲终端仍会在RCH上发送一空闲PDU。在FCH和RCH的全部四个速率都被设为零时，接入点和用户终端都关闭并且不进行发送。少于四根发射天线的用户终端把不使用的速率字段设为零。多于四根发射天线的用户终端使用不超过四个空间信道来发送数据。表23示出在FCH或RCH之一(或两者)的全部四个空间信道上的速率被设为零时的传输速率和信道活动性。

表23

FCH速率	RCH速率	信道活动性	传输状态
				FCH上的至少一个速率≠0	RCH上的至少一个速率≠0	FCH和RCH是活动的	FCH和/或RCH正在发送
FCH上的至少一个速率≠0	RCH上的全部速率＝0	FCH活动，RCH空闲
			FCH上的全部速率＝0	RCH上的至少一个速率≠0	FCH空闲，RCH活动
FCH上的全部速率＝0	RCH上的全部速率＝0	FCH和RCH都关闭				没有传输

可能有RCH和FCH都空闲(即不发送数据)但仍然发送先导序列的情况。这称为空闲状态。如表13所示，在FCCH IE类型2信息元素中提供了用于支持空闲状态下的用户终端的控制字段。

7.其它设计

为了简洁，已经对于示例性设计描述了特定的PDU类型、PDU结构、消息格式等等。也可以定义使用较少的、附加的和/或不同的类型、结构和格式，这在本发明的范围内。

III.OFDM子带结构

在上述描述中，为全部传输信道使用相同的OFDM子带结构。通过为不同的传输信道使用不同的OFDM子带结构可以实现改进的效率。例如，可以为一些传输信道使用64子带结构，可以为一些其它传输信道使用256子带的结构，等等。此外，可以为一给定的传输信道使用多个OFDM子带结构。

对于给定的系统带宽W，OFDM码元的持续期取决于子带总数。如果子带总数为N，则每个经变换码元(没有循环前缀)的持续期为N/W微秒(如果W的单位为WHz)。向每个经变换的码元添加一循环前缀来形成相应的OFDM码元。循环前缀的长度由系统的预期延迟扩展确定。循环前缀表示开销，开销即每个OFDM码元为了对抗频率选择性信道而需要的开销。如果码元很短，这一开销表示较大百分比的OFDM码元，如果码元很长，这一开销就表示较小百分比的OFDM码元。

由于不同的传输信道可以与不同类型的话务数据相关联，因此可以选择一适当的OFDM子带结构用于每个传输信道，以便与预期的话务数据类型相匹配。如果预期有大量数据在给定的传输信道上发送，则可以定义较大的子带结构用于该传输信道。该情况下，循环前缀会表示较小百分比的OFDM码元并且实现较大的效率。相反，如果在一给定的传输信道上预期要发送少量数据，则可以定义较小的子带结构用于该传输信道。该情况下，即使循环前缀表示了OFDM码元的较大百分比，通过使用较小的OFDM码元尺寸来减少过度容量的数量，仍旧能实现较高的效率。因此，OFDM码元可以被视为一“矩形波串(boxcar)”，可以根据预期要发送的数据量为每个传输信道选择正确尺寸的“矩形波串”。

例如，对于上述的实施例，FCH和RCH上的数据在PHY帧中被发送，各个PHY帧都由6个OFDM码元组成。该情况下，可以定义另一OFDM结构以用于FCH和RCH。例如，可以为FCH和RCH定义256子带的结构。256子带结构的“大”OFDM码元在持续期上会是64子带结构的“小”OFDM码元的近似四倍，但在数据传送容量上也会是四倍。然而，对于一个大OFDM码元仅需要一个循环前缀，而对于等价的四个小OFDM码元需要四个循环前缀。这样，通过使用较大的256子带结构能减少75％的循环冗余开销数。

这一概念可以扩展，从而能为同一传输信道使用不同的OFDM子带结构。例如，RCH支持不同的PDU类型，每个类型都与一特定的尺寸相关联。该情况下，可以为较大尺寸的RCH PDU类型使用较大的子带结构，而可以为较小尺寸的RCHPDU类型使用较小的子带结构。也可以为给定的PDU使用不同子带结构的组合。例如，如果一个长OFDM码元等价于四个短(OFDM)码元，则可以用N_large个大OFDM码元和N_small个小OFDM码元来发送PDU，其中N_large≥0且3≥N_small≥0。

不同的OFDM子带结构与不同长度的OFDM码元相关联。这样，如果为不同的传输信道(以及/和为同一传输信道)使用不同的OFDM子带结构，则FCH和RCHPDU的FCH和RCH偏移会需要用正确的时间分辨率来指定，该时间分辨率小于一OFDM码元周期。特别是，FCH和RCH PDU的时间增量可以用整数个循环前缀长度给出，而不是OFDM码元周期。

IV.速率和传输模式

上述传输信道用来为各种服务和功能发送各类数据。每个传输信道可以被设计成支持一个或多个速率以及一个或多个传输模式。

1.传输模式

为传输信道支持多种传输模式。如下所述，每个传输模式都与发射机和接收机处的特定空间处理相关联。表24列出每个传输信道所支持的传输模式。

表24

传输信道	传输模式
					SIMO	发送分集	波束控制	空间复用
	BCH	-	X						-
FCCH					-	X	-	-
	RACH	X	-	X					-
FCH					-	X	X	X
	RCH	X	X	X					X

对于分集模式，为了实现空间、频率和/或时间分集，每个数据码元都在多根发射天线、多个子带、多个码元周期或它们的组合上冗余地发送。对于波束控制模式，单个空间信道用于数据传输(一般是最佳的空间信道)，每个数据码元都用发射天线可用的全发送功率在单个空间信道上被发送。对于空间复用模式，多个空间信道用于数据传输，每个数据码元都在一空间信道上被发送，其中一空间信道对应于一本征模式、一发射天线等等。波束控制模式可以被视为空间复用模式的特殊情况，其中仅使用一个空间信道来进行数据传输。

分集模式可用于从接入点到用户终端的下行链路的公共传输信道(BCH和FCCH)。分集模式也可用于专用传输信道(FCH和RCH)。分集模式在FCH和RCH上的使用可以在呼叫设立时协商。分集模式对于每个子带使用一对天线在一个“空间模式”上发送数据。

波束控制模式可以在RACH上由具有多根发射天线的用户终端所采用。用户终端可以基于BCH上发送的MIMO导频来估计MIMO信道。该信道估计然后用来在RACH上为系统接入而执行波束控制。波束控制模式也可用于专用传输信道(FCH和RCH)。通过利用发射机处天线阵的增益，波束控制模式也许能在接收机处比分集模式实现更高的信号对噪声和干扰比(SNR)。此外，由于受控基准仅包括单个“受控”天线的码元，因此PDU的先导序列部份会减少。分集模式也可用于RACH。

在信道条件支持时，空间复用模式可用于FCH和RCH两者来实现较高的吞吐量。空间复用模式和波束控制模式是基准驱动的，并且对正确的操作要求闭环路控制。这样，用户终端在FCH和RCH上都分配到资源以支持空间复用模式。在FCH和RCH上可以支持多达四个空间信道(受到接入点处天线数量所限制)。

2.编码和调制

为传输信道支持多个不同的速率。每个速率与一特定的编码速率和一特定的调制方案相关联，后两者结合产生一特定频谱效率(或数据速率)。表25列出系统所支持的各个速率。

表25

速率字	频谱效率(bps/Hz)	编码速率	调制方案	信息比特/OFDM码元	编码比特/OFDM码元
						0000	0.0	-	无	-	-
0001	0.25	1/4	BPSK	12	48
						0010	0.5	1/2	BPSK	24	48
0011	1.0	1/2	QPSK	48	96
						0100	1.5	3/4	QPSK	72	96
0101	2.0	1/2	16 QAM	96	192
						0110	2.5	5/8	16 QAM	120	192
0111	3.0	3/4	16 QAM	144	192
						1000	3.5	7/12	64 QAM	168	288
1001	4.0	2/3	64 QAM	192	288
						1010	4.5	3/4	64 QAM	216	288
1011	5.0	5/6	64 QAM	240	288
						1100	5.5	11/16	256 QAM	264	384
1101	6.0	3/4	256 QAM	288	384
						1110	6.5	13/16	256 QAM	312	384
1111	7.0	7/8	256 QAM	336	384

每个公共传输信道都支持一个或多个速率和一个传输模式(或可能多个，比如RACH的情况)。BCH使用分集模式以固定速率被发送。使用分集模式，FCCH可以以四个可能的速率之一被发送，比如BCH消息中的FCCH物理模式字段所表示的。在一实施例中，RACH可以以四个可能的速率之一被发送，如RACH PDU的先导序列中嵌入的RACH DRI所指示，每个RACH消息都是四个可能的尺寸之一。在另一实施例中，RACH以单个速率被发送。表26列出每个公共传输信道所支持的编码、调制以及传输参数和消息尺寸。

表26-公共传输信道的参数

传输信道	频谱效率(bps/Hz)	编码速率	调制方案	传输模式	消息尺寸
							RCH	0.25	1/4	BPSK	分集	120	10
RCCH	0.25	1/4	BPSK	分集	可变	可变
							“	0.5	1/2	BPSK	分集	可变	可变
“	1.0	1/2	QPSK	分集	可变	可变
							“	2.0	1/2	16 QAM	分集	可变	可变
RACH	0.25	1/4	BPSK	波束控制	96	8
							“	0.5	1/2	BPSK	波束控制	96，192	4，8
“	1.0	1/2	QPSK	波束控制	96，192，384	2，4，8
							“	2.0	1/2	16 QAM	波束控制	96，192，384，768	1，2，4，8

FCCH消息的尺寸是可变的，并且以偶数个OFDM码元给出。

FCH和RCH支持表25中列出的全部速率。表27列出FCH和RCH所支持的编码、调制以及传输参数和消息尺寸。

表27-FCH和RCH的参数

					物理帧尺寸
								编码比特	调制码元	OFDM码元
					0.25A	1/4	BPSK				72	72	144	288	6
0.5	1/2	BPSK	144	144				288	288	6
					1.0	1/2	QPSK				288	288	576	288	6
1.5	3/4	QPSK	432	144				576	288	6
					2.0	1/2	16 QAM				576	576	1152	288	6
2.5	5/8	16 QAM	720	432				1152	288	6
					3.0	3/4	16 QAM				864	288	1152	288	6
3.5	7/12	64 QAM	1008	720				1728	288	6

4.0	2/3	64 QAM	1152	576	1728	288	6
								4.5	3/4	64 QAM	1296	432	1728	288	6
5.0	5/6	64 QAM	1440	288	1728	288	6
								5.5	11/16	256 QAM	1584	720	2304	288	6
6.0	3/4	256 QAM	1728	576	2304	288	6
								6.5	13/16	256 QAM	1872	432	2304	288	6
7.0	7/8	256 QAM	2016	288	2304	288	6

注A：在每个速率1/2都在两个子带上重复，以便获得有效的编码速率1/4。奇偶比特表示编码所引入的冗余比特，并且用于接收机的纠错。

表27中的PHY帧尺寸表示每个PHY帧的编码比特、调制码元和OFDM码元的数目。如果数据传输使用了48个数据子带，则每个OFDM码元包括48个调制码元。对于分集和波束控制模式，发送一个码元流，且PHY帧尺寸对应于该码元流所采用的单个速率。对于空间复用模式，多个码元流可以在多个空间信道上被发送，总PHY帧尺寸可由单独空间信道的PHY帧尺寸之和来确定。各个空间信道的PHY帧尺寸由该空间信道所采用的速率来确定。

例如，假定MIMO信道能支持在0.5、1.5、4.5和5.5bps/Hz的频谱效率下工作的四个空间子信道。于是在表28中示出为四个空间信道选择的四个速率。

表28-示例空间复用传输

空间信道索引	频谱效率(bps/Hz)	编码速率	调制方案	有效负载(比特/PHY帧)	PHY帧尺寸
								编码比特	调制码元	OFDM码元
					1	0.5	1/2				BPSK	144	288	288	6
2	1.5	3/4	QPSK	432				576	288	6
					3	4.5	3/4				64 QAM	1296	1728	288	6
4	5.5	11/16	256 QAM	1584				2304	288	6

于是，总PHY帧尺寸为144+432+1296+1584个信息比特或288+576+1728+2304个编码比特。即使四个空间信道的每一个都支持不同数量的有效负载比特，总PHY帧也可以在6个OFDM码元内被发送(例如24微秒，假定4微秒/OFDM码元)。

V.物理层处理

图7示出MIMO WLAN系统内的接入点110x和两个用户终端120x和120y一实施例的框图。

在下行链路上，在接入点110x处，发送(TX)数据处理器710接收来自数据源708的话务数据(即信息比特)和来自控制器730和可能的调度器734的信令和其它信息。这各类数据可以在不同的传输信道上被发送。发送数据处理器710对数据进行“组帧”(如果必要)、对组帧的/解帧的数据进行扰乱、对经扰乱的数据进行编码、对经编码的数据进行交织(即重新排序)、并且把经交织的数据映射到调制码元上。为了简洁，“数据码元”是指话务数据的调制码元，“导频码元”是指导频的调制码元。扰乱是数据比特随机化。编码提高了数据传输的可靠性。交织为已编码的比特提供了时间、频率和/或空间分集。扰乱、编码和调制可以基于控制器730所提供的控制信号来执行，下面进一步详述。发送数据处理器710为数据传输所使用的每个空间信道提供了一调制码元流。

发送空间处理器720从发送数据处理器710接收一个或多个调制码元流，并且对调制码元执行空间处理以便提供四个发射码元流，对于每根发射天线有一个流。下面进一步详述了空间处理。

每个调制器(MOD)722接收并处理一个相应的发射码元流以便提供一个相应的OFDM码元流。每个OFDM码元流都被进一步处理，以便提供一个相应的下行链路已调信号。然后分别从四根天线724a到724d发出来自调制器722a到722d的四个下行链路已调信号。

在每个用户终端120处，一根或多根天线752接收所发送的下行链路已调信号，每根接收天线都向相应的解调器(DEMOD)754提供一个接收信号。每个解调器754执行与调制器722处执行的处理相反的处理，并且提供接收码元。然后，接收(RX)空间处理器720对来自所有解调器754的接收码元执行空间处理以提供经恢复的码元，经恢复的码元是接入点所发送的调制码元的估计。

接收数据处理器770接收经恢复的码元并将其多路分解到它们相应的传输信道内。每个传输信道的经恢复的码元可以经码元解映射、解交织、解码和解扰乱，以便为该传输信道提供经解码的数据。每个传输信道的经解码数据可以包括经恢复的分组数据、消息、信令等等，后者被提供给数据宿722进行保存，以及/或者被提供给控制器780进行进一步处理。

下面进一步详述了下行链路的接入点110和终端120的处理。上行链路的处理可以与下行链路的处理相同或不同。

对于下行链路，在每个活动用户终端120处，接收空间处理器760进一步估计下行链路以获得信道状态信息(CSI)。CSI可以包括信道响应估计、接收的SNR等等。接收数据处理器770还可以提供下行链路上接收到的各个分组/帧的状态。控制器780接收信道状态信息和分组/帧状态，并且确定要被发回接入点的反馈信息。反馈信息由发送数据处理器790和发送空间处理器792(如果存在)处理，由一个或多个调制器754调节，并且经由一根或多根天线752被发回接入点。

在接入点110处，所发送的上行链路信号被天线724接收、由解调器722解调，并且由接收空间处理器740和接收数据处理器742以与用户终端处执行的方式相反的方式进行处理。然后把经恢复的反馈信息提供给控制器730和调度器734。

调度器734使用反馈信息来执行多种功能，比如(1)选择一组用户终端用于在下行链路和上行链路上的数据传输，(2)为每个所选的用户终端选择传输速率和传输模式，以及(3)向所选的终端分配可用的FCH/RCH资源。调度器734和/或控制器730进一步使用从上行链路传输获得的信息(例如控制向量)来处理下行链路传输，如下进一步详述。

对于下行链路和上行链路上的数据传输支持多种传输模式。下面进一步详述这些传输模式的每一个的处理。

1.分集模式-发送处理

图8A示出能为分集模式执行发送处理的发射机单元800一实施例的框图。发射机800可用于接入点和用户终端的发射机部份。

在发送数据处理器710a内，组帧单元808对要在FCH或RCH上发送的每个分组的数据进行组帧。组帧无需对于其它传输信道执行。组帧可以如图6所示执行，以便为每个用户分组生成一个或多个PHY帧。然后，扰乱器810为每个传输信道的组帧/解帧的数据进行扰乱，以便使数据随机化。

编码器812接收经扰乱的数据并且按照所选的编码方案对所述数据进行编码，以便提供经编码的比特。然后，重复/截短单元814重复或截短(即删除)一些编码比特以获得期望的期望的编码速率。在一实施例中，编码器812是速率为1/2、限制长度为7的二进制卷积编码器。通过将每个编码比特重复一次而可以获得编码速率1/4。通过从编码器812删除一些编码比特可以获得大于1/2的编码速率。下面描述了组帧单元808、扰乱器810、编码器812和重复/截短单元814的特殊设计。

然后，交织器818基于所选的交织方案对来自单元814的编码比特进行交织(即重新排序)。在一实施例中，要在一给定空间信道上发送的每组48个连续编码比特在48个数据传送子带(或简称为数据子带)上扩展，以便提供频率分集。下面进一步详述了交织过程。

码元映射单元820接着按照一特定的调制方案来映射经交织的数据以提供调制码元。如表26所示，根据所选的速率，分集模式可以使用BPSK、4 QAM或16QAM。在分集模式中，为所有数据子带使用同一调制方案。码元映射可通过如下实现：(1)组织B个比特的各组以形成B比特值，其中B≥1，以及(2)把每个B比特值映射到与所选调制方案对应的信号星群中的一点。每个被映射的信号点都是一复数值，并且对应于一调制码元。码元映射单元820向发送分集处理器720a提供了一个调制码元流。

在一实施例中，分集模式按照每个子带为双发送分集使用空时发送分集(STTD)。STTD支持独立的码元流在两根发射天线上的同时传输，而同时维持接收机处的正交性。

STTD方案如下运作。假定要在一给定子带上发送两个调制码元，标记为s₁和s₂。发射机生成两个向量：x ₁＝[s₁ s₂]^T和 ${\underset{\‾}{x}}_2={\left[\begin{array}{cc}{s}_2^{*}& -s_1^{*}\end{array}\right]}^T,$ 其中“^*”表示复共轭，“T”表示转置。每个向量包括在一个码元周期内要从两根发射天线发出的两个元素(即，向量x ₁在第一码元周期内从两根天线发出，向量x ₂在下一码元周期内从两根天线发出)。

如果接收机装配有单根接收天线，则接收码元可以表示为：

r₁＝h₁s₁+h₂s₂+n₁，    (1)

$r_2=h_1{s}_2^{*}-h_2{s}_1^{*}+n_2,$

其中r₁和r₂是接收机处在两个连续码元周期内接收到的两个码元；

h₁和h₂是对于考虑中的子带从两根发射天线到接收天线的路径增益，其中假定路径增益在该子带上恒定，并且在2码元的周期上保持静止；以及

n₁和n₂是分别与两个接收码元r₁和r₂相关联的噪声。

接收机然后可以如下导出两个发射码元s₁和s₂的估计：

${\hat{s}}_1=\frac{h_1^{*}{r}_1-h_2{r}_2^{*}}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2}=s_1+\frac{h_1^{*}{n}_1-h_2{n}_2^{*}}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2},---\left(2\right)$

${\hat{s}}_2=\frac{h_2^{*}{r}_1+h_1{r}_2^{*}}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2}=s_2+\frac{h_2^{*}{n}_1+h_1{n}_2^{*}}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2}$

或者，发射机可以生成两个向量 ${\underset{\‾}{x}}_1={\left[\begin{array}{cc}{s}_1& -s_2^{*}\end{array}\right]}^T$ 和 ${\underset{\‾}{x}}_2={\left[\begin{array}{cc}{s}_2& s_1^{*}\end{array}\right]}^T,$ 并且在两个码元周期内从两根发射天线顺序地发出这两个向量。接收码元于是可以表示为：

$r_1=h_1{s}_1-h_2{s}_2^{*}+n_1,$

$r_2=h_1{s}_2+h_2{s}_1^{*}+n_2.$

接收机接着如下导出两个发射码元的估计：

${\hat{s}}_1=\frac{h_1^{*}{r}_1+h_2{r}_2^{*}}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2}=s_1+\frac{h_1^{*}{n}_1+h_2{n}_2}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2},$

${\hat{s}}_2=\frac{-h_2{r}_1^{*}+h_1^{*}{r}_2}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2}=s_2+\frac{h_1^{*}{n}_2-h_2{n}_1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2}$

上述描述可以扩展用于有两根或多根发射天线、N_R根接收天线和多个子带的MIMO-OFDM系统。对于任一给定子带使用了两根发射天线。假定在一给定的子带k上要发送两个调制码元，标记为s₁(k)和s₂(k)。发射机生成两个向量x ₁＝[s₁(k) s₂(k)]^T和 ${\underset{\‾}{x}}_2={\left[\begin{array}{cc}{s}_2^{*}\left(k\right)& -s_1^{*}\left(k\right)\end{array}\right]}^T,$ 或者等价的两个码元集 $\left\{x_i\left(k\right)\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{s}_1\left(k\right)& s_2^{*}\left(k\right)\end{array}\right\}$ 和 $\left\{x_j\left(k\right)\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{s}_2\left(k\right)& -s_1^{*}\left(k\right)\end{array}\right\}.$ 每个码元集包括在子带k上在两个码元周期内从相应的发射天线顺序发出的两个元素(即码元集{x_i(k)}在子带k上在两个码元周期内从天线i发出，码元集{x_j(k)}在子带k上在同样的2码元周期内从天线j发出)。

两个码元周期内接收天线处的接收码元的向量可以表示为：

r ₁(k)＝h _i(k)s₁(k)+h _j(k)s₂(k)+n ₁(k)，

${\underset{\‾}{r}}_2\left(k\right)={\underset{\‾}{h}}_i\left(k\right)s_2^{*}\left(k\right)-{\underset{\‾}{h}}_j\left(k\right)s_1^{*}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_2\left(k\right),$

其中r ₁(k)和r ₂(k)是在子带k上在两个连续码元周期内在接收机处接收到的码元向量，每个向量都包括N_R根接收天线的N_R个接收码元；

h _i(k)和h _j(k)是对于子带k从两根发射天线i和j到N_R根接收天线的路径增益的向量，每个向量都包括从相关的发射天线到N_R根接收天线的每一根的信道增益，其中假定路径增益在该子带上恒定并且在2码元周期上保持静止；以及

n ₁(k)和n ₂(k)是分别与两个接收向量r ₁(k)和r ₂(k)相关联的噪声向量。

然后，接收机可以如下导出两个发射码元s₁(k)和s₂(k)的估计：

${\hat{s}}_1\left(k\right)=\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i^H\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_1\left(k\right)-{\underset{\‾}{r}}_2^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)}{{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)\left|\right|}^2}=s_1\left(k\right)+\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i^H\left(k\right){\underset{\‾}{n}}_1\left(k\right)-{\underset{\‾}{n}}_2^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)}{{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)\left|\right|}^2},$

${\hat{s}}_2\left(k\right)=\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j^H\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_1\left(k\right)+{\underset{\‾}{r}}_2^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)}{{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)\left|\right|}^2}=s_2\left(k\right)+\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j^H\left(k\right){\underset{\‾}{n}}_1\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_2^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)}{{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)\left|\right|}^2}$

或者，发射机可以生成两个码元集{x_i(k)}＝{s₁(k)s₂(k)}和 $\left\{x_j\left(k\right)\right\}=\left\{\begin{array}{cc}-s_2^{*}\left(k\right)& s_1^{*}\left(k\right)\end{array}\right\},$ 并且从两根发射天线i和j发出这两个码元集。接收码元的向量于是可以表示为：

${\underset{\‾}{r}}_1\left(k\right)={\underset{\‾}{h}}_i\left(k\right)s_1\left(k\right)-{\underset{\‾}{h}}_j\left(k\right)s_2^{*}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_1\left(k\right),$

${\underset{\‾}{r}}_2\left(k\right)={\underset{\‾}{h}}_i\left(k\right)s_2\left(k\right)-{\underset{\‾}{h}}_j\left(k\right)s_1^{*}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_2\left(k\right).$

然后，接收机可以如下导出两个发射码元的估计：

${\hat{s}}_1\left(k\right)=\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i^H\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_1\left(k\right)+{\underset{\‾}{r}}_2^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)}{{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)\left|\right|}^2}=s_1\left(k\right)+\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i^H\left(k\right){\underset{\‾}{n}}_1\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_2^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)}{{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)\left|\right|}^2},$

${\hat{s}}_2\left(k\right)=\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i^H\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_2\left(k\right)-{\underset{\‾}{r}}_1^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)}{{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)\left|\right|}^2}=s_2\left(k\right)+\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i^H\left(k\right){\underset{\‾}{n}}_2\left(k\right)-{\underset{\‾}{n}}_1^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)}{{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_i\left(k\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j\left(k\right)\left|\right|}^2}$

STTD方案由S.M.Alamouti在题为“A Simple Transmit Diversity Technique forWireless Communications”的论文中加以描述，该论文发表于有关通信选定领域的IEEE期刊上，1998年10月第8号第16卷，第1451-1458页。STTD方案也在以下共同转让的美国专利申请中描述：于2001年1月5日提交的第09/737,602号申请，题为“Method and System for Increased Bandwidth Efficiency in Multiple Input-Multiple Output Channels”；以及于2002年6月24日提交的第10/179,439号申请，题为“Diversity Transmission Modes for MIMO OFDM Communication Systems”。

STTD方案在每个码元周期内通过两根发射天线在每个子带内发送一个调制码元。然而，STTD方案在两个连续OFDM码元上在每个调制码元内分布信息。这样，接收机处的码元恢复基于两个连续接收到的OFDM码元而执行。

STTD方案对于每个数据子带使用一对发射天线。由于接入点包括四根发射天线，因此可以选择每根天线用于48个数据子带的一半。表29列出STTD方案的示例性子带-天线分配方案。

表29

子带索引	发射天线	比特索引	子带索引	发射天线	比特索引	子带索引	发射天线	比特索引	子带索引	发射天线	比特索引
												-	-	-	-13	1，2	26	1	3，4	1	15	1，2	33
-26	1，2	0	-12	3，4	32	2	1，2	7	16	2，4	39

-25	3，4	6	-11	1，3	38	3	2，4	13	17	1，3	45
												-24	1，3	12	-10	2，4	44	4	1，3	19	18	2，3	5
-23	2，4	18	-9	1，4	4	5	2，3	25	19	1，4	11
												-22	1，4	24	-8	2，3	10	6	1，4	31	20	3，4	17
-21	1	P0	-7	2，	P1	7	3	P2	21	4	P3
												-20	2，3	30	-6	1，2	16	8	3，4	37	22	1，2	23
-19	1，2	36	-5	3，4	22	9	1，2	43	23	2，4	29
												-18	3，4	42	-4	1，3	28	10	2，4	3	24	1，3	35
-17	1，3	2	-3	2，4	34	11	1，3	9	25	2，3	41
												-16	2，4	8	-2	1，4	40	12	2，3	15	26	1，4	47
-15	1，4	14	-1	2，3	46	13	1，4	21	-	-	-
												-14	2，3	20	0	-	-	14	3，4	27	-	-	-

如表29所示，发射天线1和2用于索引为-26、-19、-13等的子带，发射天线2和4用于索引为-25、-18、-12等的子带，发射天线1和3用于索引为-24、-17、-11等的子带，依此类推。四根发射天线有六个不同的天线对。两个天线对的每一个都用于8个数据子带，8个数据子带在48个数据子带上近似均匀地间隔。天线对到子带的分配使得为相邻子带使用不同的天线，这会提供较大的频率和空间分集。例如，天线1和2用于子带-26，天线3和4用于子带-25。

表29中的天线-子带分配也使得为最低速率1/4的每个编码比特使用全部的四根发射天线，这使天线分集最大。对于速率1/4，每个编码比特都在两个子带上被重复和发送(也称为双子带重复编码)。每个编码比特所用的两个子带被映射到不同的天线对，使得使用全部的四根天线来发送该编码比特。例如，表29中的比特索引0和1对应于分集模式下的同一编码比特，其中索引为0的比特在子带-26上从天线1和2发出，索引为1的比特在子带1上从天线3和4发出。举另一个例子，表29中的比特索引2和3对应于同一编码比特，其中索引为2的比特在子带-17上从天线1和3发出，索引为3的比特在子带10上从天线2和4发出。

系统可以支持其它发送分集方案，这在本发明的范围内。例如，系统可以支持一空间-频率发送分集(SFTD)，它能根据每个子带对来实现空间和频率分集。一示例性的SFTD方案如下运作。假定生成两个调制码元s(k)和s(k+1)，并将它们映射到OFDM码元的两个相邻子带。对于SFTD，发射机会在子带k上从两根天线发出码元s(k)和s(k+1)，并且会在子带k+1上从相同的两根天线发出码元s^*(k+1)和-s^*(k)。由于假定信道响应对于两个码元对的发送保持恒定，因此调制码元对使用了相邻的子带。接收机处用于恢复调制码元的处理与STTD方案中的处理相同，除了处理两个子带的接收码元而不是两个OFDM码元周期的接收码元以外。

图8B示出能实现分集模式下的STTD方案的发送分集处理器720a的一实施例的框图。

在发送分集处理器720a内，多路分解器832从发送数据处理器710a接收调制码元流s(n)，并将其多路分解成对于48个数据子带的48个子流，标记为s₁(n)到s₁(n)。每个调制码元子流对于一个码元周期包括一个调制码元，对应于码元速率(T_OFDM)^-1，其中T_OFDM是一个OFDM码元的持续期。每个调制码元流被提供给相应的发送子带分集处理器840。

在每个发送子带分集处理器840内，多路分解器842把该子带的调制码元多路分解成两个码元序列，每个序列的码元速率为(2T_OFDM)^-1。空时编码器850接收这两个调制码元序列，并且对于每个2码元周期，使用这两个序列中的两个码元s₁和s₂为两根发射天线形成两个码元集 $\left\{x_i\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{s}_1& s_2^{*}\end{array}\right\}$ 和 $\left\{x_j\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{s}_2& -s_1^{*}\end{array}\right\}.$ 每个码元集包括两个码元，每个码元来自两个序列之一。通过首先提供码元s₁其次提供码元s₂ ^*而生成码元集{x_i}，其中通过开关856a获得s₁，通过用单元852a取s₂的共轭并且用延迟单元854a将共轭的码元延迟一个码元周期而获得s₂ ^*。如表29所示，两个码元集{x_i}和{x_j}要从分配给子带的两根天线i和j发出。空时编码器850对于第一根发射天线i把第一码元集 $\left\{x_i\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{s}_1& s_2^{*}\end{array}\right\}$ 提供给缓冲器/多路复用器870，对于第二根发射天线j把第二码元集 $\left\{x_j\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{s}_2& -s_1^{*}\end{array}\right\}$ 提供给另一缓冲器/多路复用器870。控制编码器850为各个码元周期提供的两个码元被称为STTD码元。

缓冲器/多路复用器870a到870d用于对来自所有分集处理器840的STTD码元进行缓冲和多路复用。根据表29的确定，每个缓冲器/多路复用器870从适当的发送子带分集处理器840接收导频码元和STTD码元。例如，缓冲器/多路复用器870a接收子带-26、-24、-22、-19等(即被映射到天线1的所有子带)的调制码元，缓冲器/多路复用器870b接收子带-26、-23、-20、-19等(即被映射到天线2的所有子带)的调制码元，缓冲器/多路复用器870c接收子带-25、-24、-20、-18等(即被映射到天线3的所有子带)的调制码元，缓冲器/多路复用器870d接收子带-25、-23、-22、-18等(即被映射到天线4的所有子带)的调制码元.

然后对于各个码元周期，每个缓冲器/多路复用器870分别为四个导频子带、24个数据子带和36个未使用子带多路复用四个导频、24个STTD码元和36个零，以便为64个总子带形成一64个发射码元的序列。尽管总共有48个数据子带，但是对于分集模式，仅为每根发射天线使用了24个子带，因此，每根天线未使用子带的实际总数为36而不是12。每个发射码元都是在一个码元周期内在一子带上发送的复数值(对于未使用的子带可以为零)。每个缓冲器/多路复用器870为一根发射天线提供了一个发射码元流x_i(n)。每个发射码元流包括64个发射码元的级联序列，一个码元周期有一个序列。回过头参照图8A，发送分集处理器720a向四个OFDM调制器722a到722d提供了四个发射码元流x₁(n)到x₄(n)。

图8C示出OFDM调制器722x一实施例的框图，该调制器可用于图8A中的各个OFDM调制器722a到722d。在OFDM调制器722x内，快速傅立叶逆变换(IFFT)单元852接收一发射码元流x_i(n)，并且使用一64点的快速傅立叶逆变换把每个64发射码元的序列转换为其时域表示(称为经变换的码元)。每个经变换的码元包括对应于总共64个子带的64个时域采样。

对于每个经变换的码元，循环前缀生成器854重复一部分的经变换码元以形成相应的OFDM码元。如上所述，可以使用两个不同的循环前缀长度之一。BCH的循环前缀是固定的，并且为800nsec。所有其它传输信道的循环前缀都是可选的(或是400nsec或是800nsec)，并且由BCH消息的循环前缀持续期字段表示。对于带宽为20MHz、采样周期为50nsec以及64个字段的系统，每个经变换码元的持续期为3.2毫秒(即64×50nsec)，每个OFDM码元的持续期或为3.6毫秒或为4.0毫秒，这取决于OFDM码元使用的是400nsec还是800nsec的循环前缀。

图8D说明了一OFDM码元。OFDM码元由两部份组成：持续期为400或800nsec的循环前缀(8或16个采样)、以及持续期为3.2微秒的经变换码元(64个采样)。循环前缀是经变换码元的最后8个或16个采样的副本(即循环持续)，并且被插在经变换码元的前面。循环前缀quebaoOFDM1码元在存在多径延迟扩展时能保持其正交性，从而改进了对抗有害路径效应的性能，所述有害效应比如由频率选择性衰落引起的多径和信道扩散。

循环前缀生成器854向发射机(TMTR)856提供了一OFDM码元流。发射机856把OFDM码元流转换为一个或多个模拟信号，并且对模拟信号进一步地放大、滤波和上变频，以便生成一已调信号便于从相关的天线发出。

OFDM码元的基带波形可以表示为：

$x_n\left(t\right)=\underset{k=-N_{\mathrm{ST}}/2,k\≠0}{\overset{N_{\mathrm{ST}}/2}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n\left(k\right){\mathrm{\Ψ}}_n(k,t),---\left(3\right)$

其中n表示码元周期(即OFDM码元索引)；

k表示子带索引；

N_ST是导频和数据子带的数目；

c_n(k)表示在码元周期n的子带k上发送的码元；以及

其中T_CP是循环前缀持续期；

T_S是OFDM码元持续期；以及

Δf是各个子带的带宽。

2.空间复用模式-发送处理

图9A示出能为空间复用模式执行发送处理的发射机单元900的框图。发射机单元90是接入点和用户终端的发射机部份的另一实施例。对于空间复用模式，同样假定有四根发射天线和四根接收天线可用，数据可以在多达四个空间信道上发送。为每个空间信道根据其传输容量而使用不同的速率。每个速率域一特定的编码速率和调制方案相关联，如表25所示。在以下描述中，假定选择N_E个空间信道供数据传输使用，其中N_E≤N_S≤min{N_T，N_R}。

在发送数据处理器710b内，组帧单元808对每个FCH/RCH分组的数据进行组帧以便为该分组生成一个或多个PHY帧。每个PHY帧都包括在6个OFDM码元内可以在全部N_E个空间信道内发送的数据比特数。扰乱器810对各个传输信道的数据进行扰乱。编码器812接收经扰乱的数据并且按照所选的编码方案对其编码，以便提供编码比特。在一实施例中，使用一共同的编码方案为所有N_E个空间信道的数据进行编码，通过用不同的截短模式来截短编码比特，从而为不同的空间信道获得不同的编码速率。因此，截短单元814截短编码比特以便为各个空间信道获得期望的编码速率。下面进一步详述空间复用模式的截短。

多路分解器816从截短单元814接收编码比特，并且多路分解所述编码比特以便为选用的N_E个空间信道提供N_E个编码比特流。每个编码比特流都被提供给一个相应的交织器818，交织器在48个数据子带上交织该流中的编码比特。下面进一步详述空间复用模式的编码和交织。来自每个交织器818的经交织的数据被提供给相应的码元映射单元820。

在空间复用模式中，根据为四个空间信道实现的接收SNR，可以为这些空间信道使用多达四个不同的速率。每个速率与一特定的调制方案相关联，如表25所示。每个码元映射单元820按照为相关空间信道选择的特定调制方案来映射经交织的数据，以便提供调制码元。在选用的全部四个空间信道中，码元映射单元820a到820d向发送空间处理器720b提供了四个空间信道的四个调制码元流。

发送空间处理器720b为空间复用模式执行空间处理。为了简洁，以下描述假定为数据传输使用率四根发射天线、四根接收天线和48个数据子带。数据子带索引由集合K给出，其中对于上述的OFDM子带结构，K＝±{1，...，6，8...，20，22，...26}。

MIMO-OFDM系统的模型可以表示为：

r(k)＝H(k)x(k)+n(k)，  k∈K，    (5)

其中r(k)是对于通过子带k的四根接收天线接收到的码元有四项的“接收”向量(即

r(k)＝[r₁(k)  r₂(k)  r₃(k)  r₄(k)]^T)；

x(k)是对于通过子带k的四根发射天线发送的码元有四项的“发送”向量(即x(k)＝[x₁(k)  x₂(k)  x₃(k)  x₄(k)]^T)；

H(k)是子带k的(N_R×N_T)信道响应矩阵；以及

n(k)是子带k的附加白高斯噪声(AWGN)的向量。

假定噪声向量n(k)的分量具有零均值，协方差矩阵为Λ _n＝σ² I，其中I是单位矩阵，σ²是噪声方差。

子带k的信道响应矩阵H(k)可以表示为：

$\underset{\‾}{H}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{\mathrm{1,1}}\left(k\right)& h_{\mathrm{1,2}}\left(k\right)& h_{\mathrm{1,3}}\left(k\right)& h_{\mathrm{1,4}}\left(k\right)\\ h_{\mathrm{2,1}}\left(k\right)& h_{\mathrm{2,2}}\left(k\right)& h_{\mathrm{2,3}}\left(k\right)& h_{\mathrm{2,4}}\left(k\right)\\ h_{\mathrm{3,1}}\left(k\right)& h_{\mathrm{3,2}}\left(k\right)& h_{\mathrm{3,3}}\left(k\right)& h_{\mathrm{3,4}}\left(k\right)\\ h_{\mathrm{4,1}}\left(k\right)& h_{\mathrm{4,2}}\left(k\right)& h_{\mathrm{4,3}}\left(k\right)& h_{\mathrm{4,4}}\left(k\right)\end{array}\right],k\∈K,---\left(6\right)$

其中h_ij(k)项是子带k的发射天线i和接收天线j之间的连接项(即复增益)(对于i∈{1，2，3，4}和j∈{1，2，3，4})。为了简洁，假定信道响应矩阵H(k)(对于k∈K)是已知的，或者可由发射机和接收机两者确定。

各个子带的信道响应矩阵H(k)可以被“对角线化”，以便为该子带获得N_S个本征模式。这可以通过对相关矩阵H(k)执行本征值分解来实现，R(k)＝H ^H(k)H(k)，其中H ^H(k)表示H(k)的共轭转置。相关矩阵R(k)的本征值分解可以表示为：

R(k)＝V(k)D(k)V ^H(k)，  k∈K，    (7)

其中V(k)是一(N_T×N_T)酉阵，它的列是R(k)的本征向量(即V(k)＝[v ₁(k)  v ₂(k)  v ₃(k)  v ₄(k)]，其中每个v _i(k)是一个本征模式的本征向量)；以及

D(k)是R(k)本征值的(N_T×N_T)对角矩阵。

酉阵的特性是M ^H M＝I。本征向量v _i(k)(对于i∈{1，2，3，4})也称为各个空间信道的发送空间向量。

信道响应矩阵H(k)也可以用奇异值分解来对角线化，表示如下：

H(k)＝U(k)∑(k)V ^H(k)，  k∈K，    (8)

其中V(k)是列为H(k)的右本征向量的矩阵；

∑(k)是包含H(k)的奇异值的对角矩阵，它们是D(k)的对角元素(R(k)的本征值)的正平方根；以及

U(k)是列为H(k)的左本征向量的矩阵。

奇异值分解由Gilbert Strang在题为“Linear Algebra and Its Applications”的书中描述，1980年Academic出版社第二版。如公式(7)和(8)所示，矩阵V(k)的列是R(k)的本征向量以及H(k)的右本征向量。矩阵U(k)的列是H(k)H ^H(k)的本征向量以及H(k)的左本征向量。

各个子带的对角矩阵D(k)包含对角线上的非负实值以及其它位置处的零值。R(k)的本征值被标记为{{λ₁(k)，λ₂(k)，λ₃(k)，λ₄(k)}或{λ_i(k)}，对于i∈{1，2，3，4}。

对于48个数据子带的每一个，可以为信道响应矩阵H(k)独立地执行本征值分解，以便为该子带确定四个本征模式(假定每个矩阵H(k)都是全排列)。每个对角矩阵D(k)的四个本征值可以被排序，使得{λ₁(k)≥λ₂(k)≥λ₃(k)≥λ₄(k)}，其中对于子带k，λ₁(k)是最大本征值，λ₄(k)是最小本征值。当各个对角矩阵D(k)的本征值被排序时，相关矩阵V(k)的本征向量(或列)也相应地排序。

“宽带”本征模式可以被定义为排序后所有子带中相同阶的本征模式的集合(即宽带本征模式m包括所有子带中的本征模式m)。“主要”宽带本征模式是在排序后与每个矩阵

中的最大奇异值相关联的本征模式。

然后形成向量d ^m，包括所有48个数据子带的第m排本征值。该向量d ^m可以表示为：

d ^m＝[λ_m(-26)...λ_m(-22)...λ_m(22)...λ_m(26)]，m＝{1，2，3，4}    (9)向量d ¹包括最佳或主要宽带本征模式的本征值。对于有四根发射天线和四根接收天线的MIMO-OFDM系统(即4×4系统)，有多达四个宽带本征模式。

如果接收机处的噪声方差在工作频带上恒定并且对于发射机已知，则通过把本征值λ_m(k)除以噪声方差σ²可以确定各个宽带本征模式的各个子带的接收SNR。为了简洁，假定噪声方差等于1(即σ²＝1)。

对于空间复用模式，对于发射机可用的总发送功率P_total可以基于各种功率分配方案被分配给宽带本征模式。在一种方案中，总发送功率P_total被均匀地分配给所有四个宽带本征模式，使P_m＝P_total/4，其中P_m是被分配给宽带本征模式m的发送功率。在另一种方案中，使用注水(water-filling)过程把总发送功率P_total分配给四个宽带本征模式。

注水过程分配功率，使具有较高功率的宽带本征模式接收到总发送功率的较大部份。分配给一给定宽带本征模式的发送功率量取决于其接收SNR，接收SNR又取决于该宽带本征模式的全部子带的功率增益(或本征值)。注水过程可以向具有足够差的接收SNR的宽带本征模式分配零值发送功率。注水过程为四个宽带本征模式接收β＝{β₁，β₂，β₃，β₄}，其中β_m是宽带本征模式m的标准化因数，并且可以表示为：

${\mathrm{\β}}_m=\frac{1}{\underset{k\∈K}{\mathrm{\Σ}}{{\mathrm{\λ}}_m}^{-1}\left(k\right)},m=\left\{\mathrm{1,2,3,4}\right\}.---\left(10\right)$

如下所述，标准化因数β_m在应用信道反转后使分配给宽带本征模式m的发送功率保持不变。如公式(10)所示，标准化因数β_m可以基于向量d ^m中的本征值并且假设噪声方差等于1(即σ²＝1)而导出。

然后，注水过程基于集合β来确定要被分配给各个宽带本征模式的总发送功率，使得能优化频谱效率或者某些其它标准。注水过程分配给宽带本征模式m的发送功率可以表示为：

P_m＝α_mP_total，  m＝{1，2，3，4}    (11)

四个宽带本征模式的功率分配可由α＝{α₁，α₂，α₃，α₄}给出，其中 $\underset{m=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_m=1$ 且 $\underset{m=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{P}_m=P_{\mathrm{total}}.$ 如果集合α中有不止一个值是非零的，则可以选用空间复用模式。

执行注水的过程是本领域公知的，这里不再描述。描述注水的一参考书目是Robert G.Gallager所著的“Information Theory and Reliable Communication”，JohnWiley and Sons出版社，1968，其通过引用被结合于此。

对于空间复用模式，每个空间信道或宽带本征模式的速率选择可以基于：该空间信道/宽带本征模式在其分配到发送功率P_m时实现的接收SNR。为了简洁，以下描述假定宽带本征模式上的数据传输。每个宽带本征模式的接收SNR可以表示为：

${\mathrm{\γ}}_m=\frac{P_m{\mathrm{\β}}_m}{{\mathrm{\σ}}^2},m=\left\{\mathrm{1,2,3,4}\right\}---\left(12\right)$

在一实施例中，每个宽带本征模式的速率基于一表格确定，该表格包括系统所支持的速率以及每个速率的SNR范围。该表格可以通过计算机仿真、实验测量等等来获得。每个宽带本征模式要使用的特定速率是该表格中的速率，具有包括宽带本征模式的接收SNR的一定范围的SNR。在另一实施例中，每个宽带本征模式的速率基于以下来选择：(1)宽带本征模式的接收SNR，(2)用于弥补估计误差、MIMO信道中的变化性以及其它因素的SNR偏移，以及(3)所支持的速率和它们所需的SNR的表格。对于该实施例，首先如上所述地计算每个宽带本征模式的平均接收SNR，或者作为宽带本征模式所有子带的接收SNR的平均来计算(以dB为单位)。在任一情况下，接着计算一工作SNR，等于接收SNR和SNR偏移之和(两者均以dB为单位)。然后将工作SNR与系统所支持的每个速率所需的SNR相比较。然后为宽带本征模式选择表格中的最高速率，其所需的SNR小于或等于工作SNR。发送分集模式和波束控制模式的速率也可以以类似方式确定。

为每个宽带本征模式分配的发送功率P_m可以分布在该宽带本征模式的48个数据子带间，使得所有子带的接收SNR近似相等。这一功率在子带间的非均匀分配被称为信道反转。分配给每个子带的发送功率P_m(k)可以表示为：

$P_m\left(k\right)=\frac{{\mathrm{\β}}_m{P}_m}{{\mathrm{\λ}}_m\left(k\right)},k\∈K,m=\left\{\mathrm{1,2,3,4}\right\}---\left(13\right)$

其中β_m在公式(10)中给出。

如公式(13)所示，发送功率P_m基于它们的信道功率增益非均匀地分布在数据子带间，信道功率增益由本征值λ_m(k)给出，对于k∈K。功率分布使得对于每个宽带本征模式的所有数据子带均在接收机处实现近似相等的接收SNR。这一信道反转对于四个宽带本征模式的每一个独立地执行。按宽带本征模式的信道反转在以下共同转让的美国专利申请中进一步详述：2002年8月27日提交的第10/229,209号美国专利申请，题为“Coded MIMO Systems with Selective Channel Inversion AppliedPer Eigenmode”。

信道反转可以用各种方式执行。对于全信道反转，如果选用了一宽带本征模式，则所有数据子带均用于数据传输。对于选择性信道反转，可以为每个宽带本征模式选择使用可用数据子带的全部或一个子集。选择性信道反转丢弃接收SNR低于特定阈值的不良子带，并且仅对所选的子带执行信道反转。每个宽带本征模式的选择性信道反转也在共同转让的第10/229,209号美国专利申请中描述，该专利于2002年8月27日提交，题为“Coded MIMO Systems with Selective Channel InversionApplied Per Eigenmode”。为了简洁，以下描述假定为选用的每个宽带本征模式执行全信道反转。

每个宽带本征模式的每个子带所用的增益可以基于分配给该子带的发送功率P_m(k)来确定。每个数据子带的增益g_m(k)可以表示为：

$g_m\left(k\right)=\sqrt{P_m\left(k\right)},k\∈K,m=\left\{\mathrm{1,2,3,4}\right\}---\left(14\right)$

可以为每个子带定义一对角增益矩阵G(k)。该矩阵G(k)沿对角线包括子带k的四个本征模式的增益，并且可以表示为：G(k)＝diag[g₁(k)，g₂(k)，g₃(k)，g₄(k)]

对于空间复用模式，每个数据子带的发送向量x(k)可以表示为：

x(k)＝V(k)G(k)s(k)，    k∈K，    (15)

其中

s(k)＝[s₁(k) s₂(k) s₃(k) s₄(k)]^T，

x(k)＝[x₁(k) x₂(k) x₃(k) x₄(k)]^T向量s(k)包括要在子带k的四个本征模式上发送的四个调制码元，向量x(k)包括要从子带k的四个天线发出的四个发送码元。为了简洁，公式(15)不包括弥补接入点和用户终端处的发送链/接收链之差所使用的校正因数，下面详细描述。

图9B示出能为空间复用模式执行空间处理的发送空间处理器720b一实施例的框图。为了简洁，以下描述假定选用了所有四个宽带本征模式。然而，也可以选用少于四个宽带本征模式。

在处理器720b内，多路分解器932接收要在四个宽带本征模式上发送的四个调制码元流(标记为s₁(n)到s₄(n))，对于48个数据子带把每个流多路分解器48个子流，并且把每个数据子带的四个调制码元流提供给相应的发送子带空间处理器940。每个处理器940为一个子带执行公式(15)所示的处理。

在每个发送子带空间处理器940，四个调制码元子流(标记为s₁(k)到s₄(k))被提供给四个乘法器942a到942d，乘法器还接收相关子带的四个本征模式的增益g₁(k)、g₂(k)、g₃(k)和g₄(k)。每个增益g_m(k)可以基于分配给该子带/本征模式的发送功率P_m(k)来确定，如公式(14)所示。每个乘法器942用其增益g_m(k)来缩放其调制码元以便提供经缩放的调制码元。乘法器942a到942d将四个经缩放的调制码元子流分别提供给四个波束成形器950a到950d。

每个波束成形器950执行波束成形，在一个子带的一个本征模式上发送一个码元子流。每个波束成形器950接收相关本征模式的一个码元子流s_m(k)和一个本征向量v _m(k)。特别是，波束成形器950a接收第一本征模式的本征向量v ₁(k)，波束成形器950d接收第二本征模式的本征向量v ₂(k)，依此类推。波束成形使用相关本征模式的本征向量来执行。

在每个波束成形器950内，经缩放的调制码元被提供给四个乘法器952a到952d，乘法器还接收相关本征模式v _m(k)的本征向量的四个元素v_m，1(k)、v_m，2(k)、v_m，3(k)和v_m，4(k)。接着，每个乘法器952用其本征向量值v_m，j(k)来乘以经缩放的调制码元以提供“经波束成形的”码元。乘法器952a到952d把四个经波束成形的码元子流(它们要从四根天线发出)分别提供给加法器960a到960d。

每个加法器960接收每个码元周期的四个本征模式的四个经波束成形的码元，并将它们相加以便为相关的发射天线提供经预调节的码元。加法器960a到960d把四根发射天线的四个经预调节的码元子流分别提供给缓冲器/多路复用器970a到970d。

每个缓冲器/多路复用器970为48个数据子带从发送子带空间处理器940a到940k接收导频码元和经预调节的码元。接着，对于每个码元周期，每个缓冲器/多路复用器970分别为4个导频子带、48个数据子带和12个未使用子带多路复用4个导频码元、48个经预调节的码元和12个零，以便为该码元周期形成一64个发送码元的序列。每个缓冲器/多路复用器970为一根发射天线提供一发送码元流x_i(n)，其中发送码元流包括64个发送码元的级联序列。发送码元可以用校正因数缩放，以便弥补接入点和用户终端处发送链/接收链之差，如下所述。上面描述了每个发送码元流的后续OFDM调制。

并行码元流也可以从四根发射天线发出，而不使用非受控空间复用模式在接入点处的空间处理。对于这一模式，可以省略波束成形器950进行从信道反转过程和波束成形。每个调制码元流经进一步OFDM处理，并且从相应的发射天线发出。

非受控空间复用模式可用于各种场合，比如在发射机不能执行基于本征模式分解来支持波束控制所必要的空间处理的情况下。这可能是因为发射机尚未执行校准过程，并且不能生成信道的足够好的估计，或者根本不进行校准和本征模式处理。对于非受控空间复用模式，空间复用仍用来提高传输能力，但接收机执行空间处理以便隔开单独的码元流。

对于非受控空间复用模式，接收机执行空间处理以便恢复所发送的码元流。特别是，用户终端可以实现信道相关矩阵反转(CCMI)技术、最小均方误差(MMSE)技术、逐次干扰对消接收机处理技术或者某些其它接收机空间处理技术。这些技术在共同转让的第09/993,087号美国专利申请中详细描述，该专利于2001年11月6日提交，题为“Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System”。非受控空间复用模式可用于下行链路和上行链路传输两者。

多用户空间复用模式基于用户终端的“空间特征”来支持下行链路上同时到多个用户终端的数据传输。用户终端的空间特征由接入点天线和各个用户终端天线之间的信道响应向量(对于每个子带)给出。接入点可以基于用户终端所发送的受控基准来获得空间特征。接入点可以处理期望数据传输的用户终端的空间特征，以：(1)选择一组用户终端用于下行链路上的同时数据传输，以及(2)为要被发送给所选用户终端的每个独立数据流导出控制向量。

多用户空间复用模式的控制向量可以以各种方式导出。下面描述了两个示例性的方案。为了简洁，以下描述针对一个子带，假定每个用户终端都装配有单根天线。

在第一种方案中，接入点使用信道反转获得控制向量。接入点可以选择N_ap个单天线用户终端用于下行链路上的同时传输。接入点为每个所选的用户终端获得一1×N_ap信道响应行向量，并且形成一N_ap×N_ap信道响应矩阵H _mu，该矩阵具有N_ap个用户终端的N_ap个行向量。接着，接入点为N_ap个所选用户终端获得N_ap个控制向量的矩阵H _steer， ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{steer}}={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{mu}}^{-1}.$ 接入点也可以向每个所选的用户终端发送一受控基准。每个用户终端处理其受控基准来估计信道增益和相位，并且用信道增益和相位估计为其单根天线解调接收码元，以获得经恢复的码元。

在第二种方案中，接入点预先解码要被发送给N_ap个用户终端的N_ap个码元流，使得这些码元流在用户终端处几乎不受到串话。接入点可以为N_ap个所选用户终端形成信道响应矩阵H _mu，并且对H _mu执行OR因子分解，使得H _mu＝F _tri Q _mu，其中T _tri和Q _mu是酉阵。接入点接着用矩阵T _tri来预先解码N_ap个数据码元流，以获得N_ap个经预解码的码元流a，并且用酉阵Q _mu进一步处理经预解码的码元流以获得供发送到N_ap个用户终端的N_ap个发送码元流。同样，接入点也可以向每个用户终端发送一受控基准。每个用户终端使用受控基准对其接收码元相干解调以便获得经恢复的码元。

对于多用户空间复用模式中的上行链路，接入点可以用MMSE接收机处理、逐次干扰对消或某些其它接收机处理技术来恢复由N_ap个用户终端同时发送的N_ap个码元流。接入点可以估计每个用户终端的上行链路信道响应，并且使用信道响应估计进行接收机空间处理并且来调度上行链路传输。每个单天线用户终端可以在上行链路上发送一正交导频。来自N_ap个用户终端的上行链路导频可以在时间上和/或频率上正交。时间正交性这样实现：通过使每个终端用分配给该用户终端的一个正交序列来覆盖其上行链路导频。频率正交性这样实现：使每个用户终端在一组不同的子带上发送其上行链路导频。来自用户终端的上行链路传输应该在接入点处近似时间对齐(例如在寻呼前缀内时间对齐)。

3.波束控制模式-发送处理

图10A示出能为波束控制模式执行发送处理的发射机单元1000的框图。发射机单元1000是接入点和用户终端的发射机部分的还有一个实施例。

在发送数据处理器710c内，组帧单元808对每个FCH/RCH分组的数据组帧以便为该分组生成一个或多个PHY帧。扰乱器810接着为每个传输信道的数据进行扰乱。编码器812接着按照所选的编码方案来编码经组帧的数据，以便提供编码比特。接着，截短单元814截短编码比特以便为数据传输所用的宽带本征模式获得期望的编码速率。来自截短单元818的编码比特在所有数据子带间被交织。然后，码元映射单元820按照所选的调制方案来映射经交织的数据以便提供调制码元。接着，对于波束控制模式，发送空间处理器720c对调制码元执行发送处理。

波束控制模式可用来在一空间信道或宽带本征模式上发送数据-所述空间信道或宽带本征模式一般是与所有数据子带的最大本征值相关联的空间信道。如果对宽带本征模式的发送功率分配仅在集合a中生成非零的一项，则可以选择波束控制模式。而空间复用模式基于其本征向量对每个子带的每个所选本征模式执行波束成形，波束控制模式基于“标准化的”本征向量来执行波束控制，其原理是使每个子带的本征模式在该单个本征模式上发送数据。

对于主要本征模式，每个本征向量v ₁(k)(对于k∈K)的四个元素可能有不同的大小。因而，四个每天线的发送向量可能有不同的大小，每个所述发送向量都包括一给定发射天线的所有数据子带的经预调节的码元。如果每个发射天线的发送功率受到限制(例如由于功率放大器的限制)，则波束成形技术可能不完全使用每根天线可用的总功率。

波束控制模式仅使用来自主要本征模式的本征向量v ₁(k)(对于k∈K)的相位信息，并且对每个本征向量标准化，使得本征向量中的全部四个元素有相等的大小。子带k的经标准化的本征向量

可以表示为：

$\underset{\‾}{\overset{~}{v}}\left(k\right)={\left[\begin{array}{cccc}A{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1\left(k\right)}& {\mathrm{Ae}}^{j{\mathrm{\θ}}_2\left(k\right)}& {\mathrm{Ae}}^{j{\mathrm{\θ}}_3\left(k\right)}& {\mathrm{Ae}}^{j{\mathrm{\θ}}_4\left(k\right)}\end{array}\right]}^T,---\left(16\right)$

其中A是一常数(例如A＝1)；以及

θ_i(k)是发射天线i的子带k的相位，表示为：

${\mathrm{\θ}}_i\left(k\right)=\∠v_{1,i}\left(k\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{v_{1,i}\left(k\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{v_{1,i}\left(k\right)\right\}}\right)---\left(17\right)$

如公式(17)所示，向量

中每个元素的相位都从本征向量v ₁(k)的相应元素获得(即，θ_i(k)从v_1，i(k)获得，其中v ₁(k)＝[v_1，1(k) v_1，2(k) v_1，3(k) v_1，4(k)]^T)。

也可以为波束控制模式执行信道反转，使得可以为所有数据信道使用一共同的速率。对于波束控制模式，分配给每个数据子带的发送功率

可以表示为：

${\tilde{P}}_1\left(k\right)=\frac{{\widetilde{\mathrm{\β}}}_1{\tilde{P}}_1}{{\widetilde{\mathrm{\λ}}}_1\left(k\right)},k\∈K,---\left(18\right)$

其中

是在应用信道反转后保持总发送功率不变的标准化因数；

是分配给四根天线的每一根的发送功率；以及

是对于波束控制模式的主要本征模式的子带k的功率增益。标准化因数

可以表示为：

${\widetilde{\mathrm{\β}}}_1=\frac{1}{\underset{k\∈K}{\mathrm{\Σ}}{\widetilde{\mathrm{\λ}}}_1^{-1}\left(k\right)}---\left(19\right)$

发送功率

可以给出为P₁＝P_total/4(即总发送功率在四根发射天线间的均匀分配)。功率增益

可以表示为：

${\widetilde{\mathrm{\λ}}}_1\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{~}{v}}\left(k\right)---\left(20\right)$

对于48个数据子带，信道反转导致

的功率分配，对于k∈K。每个数据子带的增益于是可以给出为 $\tilde{g}\left(k\right)=\sqrt{{\tilde{P}}_1\left(k\right)}.$

对于波束控制模式，每个子带的发送向量x(k)可以表示为：

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)=\underset{\‾}{\overset{~}{v}}\left(k\right)\tilde{g}\left(k\right)s\left(k\right),k\∈K.--\left(21\right)$

同样是为了简洁，公式(21)不包括用于弥补接入点和用户终端处的发送链/接收链之差的校正因数。

如公式(16)所示，每个子带的标准化控制向量的四个元素可能有相等的大小，但可能有不同的相位。因此，波束控制为每个子带生成一个发送向量x(k)，x(k)的四个元素具有相同的大小但可能有不同的相位。

图10B示出能为波束控制模式执行空间处理的发送空间处理器720c一实施例的框图。

在处理器720c内，多路分解器1032接收调制码元流s(n)并将其多路分解成48个数据子带的48个子流(标记为s(1)到s(k))。每个码元子流被提供给相应的发送子带波束控制处理器1040。每个处理器1040为一个子带执行公式(14)所示的处理。

在每个发送子带波束控制处理器1040内，调制码元子流被提供给乘法器1042，乘法器1042还为相关的子带接收增益。接着，乘法器1042用增益

缩放调制码元以获得经缩放的调制码元，后者接着被提供给波束控制单元1050。波束控制单元1050还接收相关子带的标准化本征向量。在波束控制单元1050内，经缩放的调制码元被提供给四个乘法器1052a到1052d，后者也分别接收标准化本征向量

的四个元素

和

。每个乘法器1052用其标准化本征向量值

乘以其经缩放的调制码元以提供经预调节的码元。乘法器1052a到1052d把四个经预调节的码元子流分别提供给缓冲器/多路复用器1070a到1070d。

对于48个数据子带，每个缓冲器/多路复用器1070从发送子带波束控制处理器1040a到1040k接收导频码元和经预调节的码元，对于每个码元周期把导频和经预调节的码元和零值多路复用，并且为一根发射天线提供一个发送码元流x_i(n)。每个发送码元流的后续OFDM调制如上所述。

波束控制模式的处理在共同转让的美国专利申请中进一步详述，该专利于2002年8月27日提交，序列号为10/228,393，题为“Beam-Steering and Beam-Formingfor Wideband MIMO Systems”。系统也可以被设计成支持波束成形模式，借此使用本征向量而不是标准化向量在主要本征模式上发送数据流。

4.PHY帧的组帧

图11A示出组帧单元808的一个实施例，组帧单元808用于在发送数据处理器进行后续处理前对每个FCH/RCH分组的数据进行组帧。该组帧功能对于BCH、FCCH和RACH上发送的消息而旁路。组帧单元为每个FCH/RCH分组生成整数个PHY帧，其中对于这里所述的实施例，每个PHY帧跨过6个OFDM码元。

对于分集和波束控制模式，对于数据传输仅使用一个空间信道或宽带本征模式。该模式的速率是已知的，可以计算在每个PHY帧的有效负载内可能发送的信息比特数。对于空间复用模式，可以为数据传输使用多个空间信道。由于每个空间信道的速率是已知的，因此对于所有空间信道，可以计算在每个PHY帧的有效负载内发送的信息比特数。

如图11A所示，把每个FCH/RCH分组的信息比特(标记为i₁i₂i₃i₄...)提供给组帧单元808内的CRC生成器1102和多路复用器1104。CRC生成器1102为每个PHY帧的报头(如果有)和有效负载字段中的比特生成一CRC值，并把CRC比特提供给多路复用器1104。多路复用器1104接收信息比特、CRC比特、报头比特和填充比特(例如零值)，并且基于PHY帧控制信号以正确的顺序提供这些比特，如图6所示。通过直接通过多路复用器1104提供信息比特，可以旁路组帧功能。经组帧的和未组帧的比特(标记为d₁d₂d₃d₄...)被提供给扰乱器810。

5.扰乱

在一实施例中，每个传输信道的数据比特在编码器被扰乱。扰乱把数据随机化，使得全一或全零组成的长序列都不发送。这可以减少OFDM波形的峰值对平均功率的变化。扰乱可以对一个或多个传输信道而省略，并且也可以被选择性地启用和禁用。

图11A还示出扰乱器810的一个实施例。在该实施例中，扰乱器810实现一生成器多项式：

G(x)＝x⁷+x⁴+x    (22)

也可以使用其它生成器多项式，这在本发明的范围内。

如图11A所示，扰乱器810包括顺序耦合的七个延迟元件1112a到1112g。对于每个时钟周期，加法器1114对延迟元件1112d和1112g中保存的两个比特执行模2加，并且把一扰乱比特提供给延迟元件1112a。

经组帧的/未组帧的比特(d₁d₂d₃d₄)被提供给加法器1116，加法器1116用相应的扰乱比特对每个比特d_n执行模2加，以便提供经扰乱的比特q_n。扰乱器810提供一经扰乱比特的序列，标记为q₁q₂q₃q₄...。

在每个TDD帧的开始处，扰乱器的初始状态(即延迟元件1112a到1112g的内容)被设为一7比特的非零数。如BCH消息中所示，三个最高有效位(MSB)(即延迟元件1112e到1112f)总是被设为一(“1”)，四个最低有效位(LSB)被设为TDD帧计数器。

6.编码/截短

在一实施例中，使用单个基码在传输前对数据进行编码。该基码为一个编码速率生成编码比特。系统所支持的所有其它编码速率(如表25所示)可以通过或重复编码比特或或截短编码比特来获得。

图11B示出能实现系统的基码的编码器812的一个实施例。在该实施例中，基码是速率为1/2、限制长度为7(K＝7)的卷积编码，生成器为133和171(八进制)。

在编码器812内，多路复用器1120接收并多路复用经扰乱的比特和尾比特(例如零值)。编码器812还包括顺序耦合的六个延迟元件1122a到1122f。四个加法器1124a到1124d也顺序耦合，并且用来实现第一生成器(133)。类似地，四个加法器1126a到1126d也顺序耦合，并且用来实现第二生成器(171)。如图11B所示，加法器以实现两个生成器133和171的方式进一步耦合到延迟元件。

把经扰乱的比特提供给第一延迟元件1122a以及加法器1124a和1126a。对于每个时钟周期，加法器1124a到1124d对到来的比特和延迟元件1122b、1122c、1122e和1122f中保存的四个先前比特执行模2加，以便为该时钟周期提供第一编码比特。类似地，加法器1126a到1126d对到来的比特和延迟元件1122a、1122b、1122c和1122f中保存的四个先前比特执行模2加，以便为该时钟周期提供第二编码比特。第一生成器所生成的编码比特被标记为a₁a₂a₃a₄...，第二生成器所生成的编码比特被标记为b₁b₂b₃b₄...。然后，多路复用器1128从两个生成器接收两个编码比特流，并将它们多路复用成单个编码比特流，后者被标记为a₁b₁a₂b₂a₃b₃a₄b₄...。对于每个经扰乱的比特q_n，生成两个编码比特a_n和b_n，这产生编码速率1/2。

图11B还示出可以基于1/2的基码速率来生成其它编码速率所使用的重复/截短单元814的一个实施例。在单元814内，来自编码器812的速率1/2的编码比特被提供给重复单元1132和截短1134。重复单元1132把每个速率1/2编码比特重复一次，以获得有效的编码速率1/4。截短单元1134基于特定的截短模式来删除一些速率1/2的编码比特，以便提供期望的编码速率。

表30列出可用于系统所支持的各种编码速率的示例性截短模式。也可以使用其它截短模式，这在本发明的范围内。

表30

编码速率	截短模式
		1/2	11
7/12	11111110111110
		5/8	1110111011
2/3	1110
		11/16	1111101111111010011100
3/4	111001
		13/16	01111011111101110000101100
5/6	1110011001
		7/8	11101010011001

为了获得编码速率k/n，截短单元1134为从编码器812接收到的每组2k个速率1/2的编码比特提供n个编码比特。这样，从每组2k个编码比特中删除2k-n个编码比特。要从每组删除的比特由截短模式中的零来标记。例如，为获得编码速率7/12，从来自编码器812的每组14个编码比特中删除两个比特，所删除的比特是组中的第8个和第14个编码比特，如截短模式“11111110111110”所标记。如果期望的编码速率为1/2，则不执行截短。

多路复用器1136接收来自重复单元1132和来自截短单元1134的编码比特流。接着，如果期望编码速率为1/4，则多路复用器1136提供来自重复单元1132的编码比特，如果期望编码速率为1/2或更高，则多路复用器1136提供来自截短单元1134的编码比特流。

除了上述编码和截短模式以外，也可以使用其它编码和截短模式，这在本发明的范围内。例如，可以使用Turbo码、块编码、一些其它码或它们的任意组合来对数据进行编码。同样，为不同的传输信道可以使用不同的编码方案。例如，可以为公共传输信道使用常规的编码，可以为专用传输信道使用Turbo编码。

7.交织

在一实施例中，要被发送的编码比特在48个数据子带间被交织。对于分集和波束控制模式，在所有的数据子带间发送和交织一个编码比特流。对于空间复用模式，在多达四个空间信道上可以发送多达四个编码比特流。交织可以为每个空间信道独立地执行，使得每个编码比特流都在用于发送该比特流的空间信道的所有数据子带间被交织。表29示出可用于所有传输模式的交织的示例性编码比特-子带分配。

在一实施例中，在每个交织间隔内，在所有48个数据子带间执行交织。对于该实施例，一个流中每组48个编码比特都在48个数据子带上扩展，以提供频率分集。每组中的48个编码比特可以被分配到索引0到47。每个编码比特索引都与一相应的子带相关联。具有一特定索引的所有编码比特都在相关的子带上被发送。例如，每组中的第一编码比特(索引为0)在子带-26上被发送，第二编码比特(索引为14)在子带1上被发送，第三编码比特(索引为2)在子带-17上被发送，依此类推。这一交织方案可用于分集模式、波束控制模式以及空间复用模式。下面描述了用于空间复用的其它交织方案。

交织或者或另外可以随时间进行。例如，在数据子带间交织后，每个子带的编码比特可以被进一步交织(例如在一个PHY帧或一个PDU上)以提供时间分集。对于空间复用模式，也可以在多个空间信道上执行交织。

此外，可以在QAM码元的维数上采用交织，使得形成QAM码元的编码比特被映射为QAM码元的不同比特位置。

8.码元映射

表31示出系统所支持的各个调制方案的码元映射。对于每个调制方案(除了BPSK以外)，一半的比特被映射为同相(I)分量，另一半比特被映射为正交(Q)分量。

在一实施例中，可以基于格雷(Gray)映射来定义每个所支持调制方案的信号星群。根据格雷映射，信号星群中的相邻点(I和Q分量两者中)仅相差一个比特位置。格雷映射为更可能出错的情况减少了比特差错数，出错情况对应于接收码元被映射为正确位置附近的一个位置，该情况下仅会错误接收到一个编码比特。

表31

表31所示的每个调制方案的I和Q值都用一标准化因数k_norm缩放，使得相关信号星群中所有信号点的平均功率等于一。也可以使用所支持调制方案的标准化因数的量化值。于是，一特定信号星群中的调制码元s会有以下形式：

s＝(I+jQ)·K_norm，

其中I和Q是表31中信号星群的值。

对于给定的PDU，调制在PDU间可能不同，并且对于数据传输所使用的多个空间信道也可能不同。例如，对于BCH PDU，可以为信标导频、MIMO导频和BCH消息使用不同的调制方案。

9.空间复用模式的处理

对于空间复用模式，一PDU可以在多个空间信道上被发送。可以使用各种方案来处理数据，用于在多个空间信道上发送。下面描述了空间复用模式的两个特定的处理方案。

在第一种处理方案中，按每个空间信道来执行编码和截短，以便为每个空间信道实现期望的编码速率。数据传输要使用的N_E个空间信道从最高到最低的接收SNR排列。首先编码整个PDU的数据以获得速率1/2编码比特流。然后截短编码比特以便为每个空间信道获得期望的编码速率。

对于N_E个空间信道，截短可以以顺序执行，从最佳(即最高SNR)到最差(即最低SNR)的空间信道。特别是，截短单元首先为具有最高接收SNR的最佳空间信道执行截短。当已经为最佳空间信道生成了正确数量的编码比特时，截短单元就为具有次高接收SNR的次佳空间信道执行截短。该过程继续，直到所有N_E个空间信道的编码比特都已生成为止。截短的顺序是从最大接收SNR到最小接收SNR，无论每个空间信道所使用的特定编码速率是多少。

对于表28所示的例子，首先用速率1/2的基码对要在总的PHY帧内发送的3456个信息比特进行编码，以便获得6912个编码比特。前3168个编码比特用编码速率11/16的截短模式来截短以获得2304个编码比特，后者在第一空间信道的PHY帧内提供。然后用编码速率3/4的截短模式对接着2592个编码比特进行截短以获得1728个编码比特，后者在第二空间信道的PHY帧内提供。接着用编码速率3/4的截短模式来截短接着864个编码比特以获得576个编码比特，后者在第三空间信道的PHY帧内提供。然后用编码速率1/2的截短模式来截短PHY帧的最后288个编码比特以获得288个编码比特，后者在最后一个空间信道的PHY帧内提供。这四个单独的PHY帧被进一步处理并且在四个空间信道上被发送。然后以类似方式执行下一总PHY帧的截短。第一种处理方案可以用图9A中的发送数据处理器710b实现。

在第二种处理方案中，为子带的对执行编码和截短。此外，编码和截短在每对子带的全部所选空间信道上循环。

图11C示出一框图，其说明了实现第二种处理方案的发送数据处理器710d。编码器812对来自扰乱器810的经扰乱的比特执行速率1/2的卷积编码。每个空间信道都被分配到一特定速率，该特定速率与编码速率和调制方案的特定组合相关联，如表25所示。令b_m表示对于空间信道m的每个调制码元的编码比特数(或等价地，在空间信道m的每个数据子带上发送的编码比特数)，r_m表示空间信道m所使用的编码速率。b_m的值取决于空间信道m所使用的调制方案的星群尺寸。特别是，对于BPSK、QPSK、16-QAM、64-QAM和256-QAM，b_m分别等于1、2、4、6和8。

编码器812向多路分解器816提供一速率1/2编码比特流，多路分解器816把接收到的编码比特流多路分解成四个空间信道的四个子流。多路分解使得前4b₁r₁个编码比特被发送到空间信道1的缓冲器813a，接着4b₂r₂个编码比特被发送到空间信道2的缓冲器813b，依此类推。每当多路分解器816在所有四个空间信道上循环一次时，每个缓冲器813就接收4b_mr_m个编码比特。对于每个周期，总共有 $b_{\mathrm{total}}=\underset{m=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}4b_m{r}_m$ 个速率1/2的编码比特被提供给四个缓冲器813a到813d。因此，对于每b_total个编码比特，多路分解器816循环经过四个空间信道的全部四个位置，b_total是使用全部四个空间信道可以在一对子带上发送的编码比特数。

一旦每个缓冲器813都用相关空间信道的4b_mr_m个编码码片所填充，就可以截短缓冲器中的编码比特以便获得该空间信道的编码速率。由于4b_mr_m个速率1/2的编码比特跨过了各个截短模式的整数个截短周期，因此在每个空间信道m的截短后，实际上提供了2b_m个编码比特。然后，每个空间信道的2b_m个编码比特就在数据子带上分布(或交织)。

在一实施例中，一次在一组6个子带中对每个空间信道执行交织。每个空间信道的截短后的编码比特可以顺序排列为c_i，对于i＝0，1，2，...。为每个空间信道维持一计数器C_m以便对截短单元为该空间信道提供的每组6b_m个编码比特进行计数。例如，对于b_m＝2的QPSK，对于截短单元所提供的编码比特c₀到c₁₁，计数器会被设为C_m＝0，对于之后的编码比特c₁₂到c₂₃，会被设为C_m＝1，依此类推。空间信道m的计数器值C_m可以表不为：

C_m＝i/(6b_m)mod 8    (23)

为了确定编码比特c_i被分配到哪个子带，首先如下确定编码比特的编码索引：

比特索引＝(i mod 6)+6·C_m    (24)

然后，比特索引使用表29映射到相应的子带。

对于上例，第一组6个编码比特c₀到c₅分别与比特索引0到5相关联，第二组6个编码比特c₆到c₁₁也分别与比特索引0到5相关联。如表29所示，编码比特c₀和c₆会被映射到子带-26，编码比特c₁和c₇会被映射到子带1，依此类推。然后为这第一组6个子带开始空间处理。第三组6个编码比特c₁₂到c₁₇(C_m＝1)分别与比特索引6到11相关联，第四组6个编码比特c₁₈到c₂₃也分别与比特索引6到11相关联。编码比特c₁₂和c₁₈会被映射到子带-25，编码比特c₁₃和c₁₉会被映射到子带2，依此类推。然后为这下一组6个子带开始空间处理。

公式(24)中的数字6源于在6个子带的组中执行交织。公式(23)中的(mod8)运算源于对于48个数据子带有8个交织组。由于图11C所示的多路分解器816的每个循环都产生足够的编码比特来填充每个宽带本征模式的两个子带，因此需要总共24个周期来为每个空间信道的一个OFDM码元提供48bm个编码比特。

一次在6个子带的组中进行交织可以减少处理延迟。特别是，一旦每组6个子带是可用的，即可开始空间处理。

在其它实施例中，一次可以在N_B个子带的组中为每个空间信道执行交织，其中N_B可以是任一整数(例如对于全部48个数据子带上的交织，N_B可以等于48)。

VI.校准

对于TDD系统，下行链路和上行链路以时分双工的方式共享同一频带。该情况下，一半在下行链路和上行链路的信道响应之间存在高度相关。该相关可用来简化信道估计和空间处理。对于TDD系统，假定无线链路的每个子带为互逆的。也就是，如果H(k)表示对于子带k从天线阵A到天线阵B的信道响应矩阵，则互逆的信道意味着从天线阵B到天线阵A的接合由H(k)的转置给出，即H ^T(k)。

然而，接入点处发送和接收链的响应(增益和相位)一般与用户终端处发送和接收链的响应不同。可以执行校准来确定接入点和用户终端处的发送/接收链的频率响应之差，并且弥补该差异，使得经校准的下行链路和上行链路响应可以根据彼此来表示。一旦已经校准并弥补了发送/接收链，就可以使用一条链路(例如下行链路)的度量来导出另一条链路(例如上行链路)的控制向量。

“有效的”下行链路和上行链路信道响应H _dn(k)和H _up(k)包括接入点和用户终端处可用的发送和接收链的响应，并且表示为：

H _dn(k)＝R _ut(k)H(k)T _ap(k)，    k∈K，    (25)

H _up(k)＝R _ap(k)H ^T(k)T _ut(k)，   k∈K，

其中T _ap(k)和R _ap(k)是N_ap×N_ap的对角矩阵，其项是对于子带k、分别与接入点处N_ap根天线的发送链和接收链相关联的复增益的项；

T _ut(k)和R _ut(k)是N_ut×N_ut的对角矩阵，其项是对于子带k、分别与用户终端处N_ut根天线的发送链和接收链相关联的复增益的项；以及

H(k)是下行链路的N_ut×N_ap信道响应矩阵。

联合公式集(25)中的两个公式，获得以下关系式：

H _up(k)K _ut(k)＝(H _dn(k)K _ap(k))^T，    k∈K，    (26)

其中 ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)={\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ut}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)$ 且 ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)={\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right).$

公式(26)的左边表示上行链路上的“实际”校准的信道响应，右边表示下行链路上“实际”校准的信道响应的转置。如公式(26)所示，向有效的下行链路和上行链路信道响应分别应用对角矩阵K _ap(k)和K _ut(k)，能够用彼此的转置来表示下行链路和上行链路的校准的信道响应。接入点的(N_ap×N_ap)对角矩阵是接收链响应R _ap(k)与发送链响应T _ap(k)之比(即 ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)=\frac{{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)}{{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)}$ )，其中该比率是逐个元素得出的。类似地，用户终端的(N_ut×N_ut)对角矩阵是接收链响应R _ut(k)与发送链响应T _ut(k)之比。

矩阵K _ap(k)和K _ut(k)包括能弥补接入点和用户终端处发送/接收链之差的值。这于是使一条链路的信道响应能够由另一链路的信道响应来表示，如公式(26)所示。

可以执行校准来确定矩阵K _ap(k)和K _ut(k)。一般而言，实际信道响应H(k)以及发送/接收链响应是未知的，也不能精确或容易地确定它们。而是可以分别基于下行链路和上行链路上发送的导频来估计有效的下行链路和上行链路信道响应H _dn(k)和H _up(k)，如下所述。然后如下所述，可以基于下行链路和上行链路信道响应估计

和

来导出矩阵K _ap(k)和K _ut(k)的估计，后者称为校正矩阵

和

。矩阵

和包括能弥补接入点和用户终端处发送/接收链之差的校正因数。

用户终端和接入点观测到的“校准的”下行链路和上行链路信道响应分别表示为：

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right),k\∈K,---\left(27\right)$

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right),k\∈K,$

其中H _cdn ^T(k)和H _cup(k)是公式(26)中“实际”校准的信道响应表达式的估计。使用公式(26)的表达式来联合公式集(27)中的两个公式，可得 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)\≈{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}^T\left(k\right).$ 关系式 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)\≈{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}^T\left(k\right)$ 的准确性取决于矩阵

和

的准确性，后者一般又取决于下行链路和上行链路信道响应估计和

的质量。

校准可以使用各种方案来执行。为了清楚，下面描述一特定的校准方案。为了执行校准，用户终端首先基于BCH上发送的信标导频来获得接入点的定时和频率。然后，用户终端在RACH上发送一消息以便开始与接入点的校准过程。校准可以与注册/验证并行地执行。

由于接入点和用户终端处发送/接收链的频率响应一般在大多数注意的频带上是平滑的，因此发送/接收链的相位/增益差可以用少量子带来表征。校准可以对4、8、16、48或某些其它数量的子带执行，该数量在被发送以开始校准的消息内指定。校准也可以对导频子带执行。其上未明确执行校准的子带的校准常数可以通过对校准的子带内插而计算出来。为了清楚，以下假定为所有数据子带均执行校准。

对于校准而言，接入点在RACH上向用户终端分配足够数量的时间，以便发送具有足够持续期的上行链路MIMO导频加上一消息。上行链路MIMO导频的持续期可能取决于其上执行校准的子带数。例如，如果对四个子带执行校准，则8个OFDM码元会是足够的，较多的子带可能需要较多的(例如20个)OFDM码元。总发送功率一般是固定的，因此如果在少量子带上发送MIMO导频，则可以为这些子带的每一个使用较多数量的发送功率，每个子带的SNR很高。相反，如果在大量子带上发送MIMO导频，则可以为各个子带使用较少量的发送功率，每个子带的SNR很差。如果每个子带的SNR不足够高，则为MIMO导频发送较多的OFDM码元，并且在接收机处积分这些OFDM码元以便为该子带获得较高的总SNR。

然后，用户终端在RCH上发送一MIMO导频，接入点使用它来为各个数据子带导出有效上行链路信道响应的估计。上行链路信道响应估计被量化(例如量化为12比特的复数值，具有同相(I)和正交(Q)分量)并且被发送到用户终端。

用户终端还基于BCH上发送的下行链路MIMO导频来为各个数据子带导出有效下行链路信道响应的估计

。在为所有数据子带获得有效的上行链路和下行链路信道响应估计

和

后，用户终端为各个数据子带确定校正因数

和

，它们分别被接入点和用户终端所使用。可以把校正向量

定义为仅包括

的对角元素，而把校正向量

定义为仅包括

的对角元素。

校正因数可以以各种方式导出，包括通过矩阵比率计算和MMSE计算。这两种计算方法都在下面进一步详述。也可以使用其它计算方法，这在本发明的范围内。

1.矩阵比率计算

为了根据有效的下行链路和上行链路信道响应估计

和

来确定校正向量

和

，首先为各个数据子带计算一(N_ut×N_ap)矩阵C(k)，如下：

$\underset{\‾}{C}\left(k\right)=\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}^T\left(k\right)}{{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)},k\∈K,---\left(28\right)$

其中比率是逐个元素得出的。因此C(k)的各个元素可以如下计算：

$c_{i,j}\left(k\right)=\frac{{\hat{h}}_{\mathrm{upi},j}\left(k\right)}{{\hat{h}}_{\mathrm{dni},j}\left(k\right)},i=\{1...N_{\mathrm{ut}}\},j=\{1...N_{\mathrm{ap}}\},---\left(29\right)$

其中

是

的第(i，j)个(行，列)元素，

是

的第(i，j)个元素，c_i，j(k)是C(k)的第(i，j)个元素。

于是，接入点的校正向量

等于C(k)的标准化行的均值。首先用一行中的第一个元素对该行中N_ap个元素的每一个进行缩放，从而对C(k)的每行进行标准化。这样，如果 ${\underset{\‾}{c}}_i\left(k\right)={[c}_{i,1}\left(k\right)/c_{i,1}\left(k\right)...c_{i,j}\left(k\right)/c_{i,1}\left(k\right)...c_{i,N_{\mathrm{ap}}}\left(k\right)/c_{i,1}\left(k\right)]$ 是C(k)的第i行，则标准化的行

可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{c}}}_i\left(k\right)=[c_{i,1}\left(k\right)/c_{i,1}\left(k\right)...c_{i,j}\left(k\right)/c_{i,1}\left(k\right)...c_{i,N_{\mathrm{ap}}}\left(k\right)/c_{i,1}\left(k\right)]---\left(30\right)$

于是，标准化行的均值为N_ut个标准化行之和除以N_ut，表示如下：

${\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{ut}}}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{\overset{~}{c}}}_i\left(k\right),k\∈K---\left(31\right)$

由于标准化，因此

的第一个元素为一。

用户终端的校正向量等于C(k)的标准化列的倒数的均值。首先用向量

的第j个元素(标记K_ap，i，j(k)为)对一列中的每个元素进行缩放，从而对C(k)的每列进行标准化。这样，如果 ${\underset{\‾}{c}}_j\left(k\right)={[c_{1,j}\left(k\right)...c_{N_{\mathrm{ut}},j}\left(k\right)]}^T$ 是C(k)的第j行，则标准化的行

可以表示为：

于是，标准化列的倒数的均值为N_ap个标准化列的倒数之和除以N_ap，表示如下：

其中标准化列

的倒数是按元素执行的。

2.MMSE计算

对于MMSE计算，校正因数

和从有效的下行链路和上行链路信道响应估计和

中导出，从而使校准的下行链路信道响应和校准的上行链路信道响应之间的均方误差(MSE)最小。这一条件可以表示如下：

$\min {|{\left({\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\right)}^T-\left({\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\right)|}^2,k\∈K,---\left(34\right)$

也可以写作：

$\min {|{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}^T\left(k\right)-{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)|}^2,k\∈K,$

其中因为

是一对角矩阵，因此 ${\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right).$

公式(34)受到约束：的首个元素被设为一(即 ${\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap},\mathrm{0,0}}\left(k\right)=1$ )。如果没有这一约束，则会获得普通的解，矩阵

和

的所有元素都被设为零。在公式(34)中，首先获得矩阵Y(k)： $\underset{\‾}{Y}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}^T\left(k\right)-{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right).$ 接着为矩阵Y(k)的N_ap·N_ut个项的每一项得到绝对值的平方。

为每个指定的子带执行MMSE计算以得到该子带的校正因数

和

下面描述一个子带的MMSE计算。为了简洁，在以下描述中省略子带索引k。同样为了简洁，下行链路信道响应估计

的元素被标记为{a_ij}，上行链路信道响应估计

的元素被标记为{b_ij}，矩阵

的对角元素被标记为{u_i}，矩阵

的对角元素被标记为{v_i}，其中i＝{1...N_ap}且j＝{1...N_ut}。

可以从公式(34)重写均方误差，如下：

$\mathrm{MSE}=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{|a_{\mathrm{ij}}{u}_i-b_{\mathrm{ij}}{v}_j|}^2,---\left(35\right)$

同样约束条件为u₁＝1。通过参照u和v取公式(35)的偏导出并且把偏导数设为零，从而得到最小均方误差。这些运算的结果为以下公式集：

$\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}(a_{\mathrm{ij}}{u}_i-b_{\mathrm{ij}}{v}_j)\·a_{\mathrm{ij}}^{*}=0,i\∈\{2...N_{\mathrm{ap}}\},---\left(36a\right)$

$\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}(a_{\mathrm{ij}}{u}_i-b_{\mathrm{ij}}{v}_j)\·b_{\mathrm{ij}}^{*}=0,j\∈\{1...N_{\mathrm{ut}}\}.---\left(36b\right)$

在公式(36a)中，u₁＝1，因此该情况下没有偏导数，索引i从2取到N_ap。

公式集(36a)和(36b)中(N_ap+N_ut-1)个公式的集合可以以矩阵形式更方便地表示，如下：

Ay＝z，    (37)

其中

$\underset{\‾}{A}=\left[\begin{array}{cccccccc}\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|a_{2j}\right|}^2& 0& \·\·\·& 0& -b_{21}{a}_{21}^{*}& \·\·\·& & {-b}_{2N_{\mathrm{ap}}}{a}_{2N_{\mathrm{ut}}}^{*}\\ 0& \underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|a_{3j}\right|}^2& 0& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& & \·\·\·\\ \·\·\·& 0& \·\·\·& 0& & & & \\ 0& \·\·\·& 0& \underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|a_{N_{\mathrm{ap}}j}\right|}^2& -b_{N_{\mathrm{ap}}1}{a}_{N_{\mathrm{ap}}1}^{*}& & & {-b}_{N_{\mathrm{ap}}{N}_{\mathrm{ut}}}{a}_{N_{\mathrm{ap}}{N}_{\mathrm{ut}}}^{*}\\ -a_{21}{b}_{21}^{*}& \·\·\·& & -a_{N_{\mathrm{ap}}1}{b}_{N_{\mathrm{ap}}1}^{*}& \underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|b_{i1}\right|}^2& 0& \·\·\·& 0\\ \·\·\·& \·\·\·& & & 0& \underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|b_{i2}\right|}^2& 0& \·\·\·\\ & & & & \·\·\·& 0& \·\·\·& 0\\ -a_{2N_{\mathrm{ut}}}{b}_{2N_{\mathrm{ut}}}^{*}& \·\·\·& & -a_{N_{\mathrm{ap}}{N}_{\mathrm{ut}}}{b}_{N_{\mathrm{ap}}{N}_{\mathrm{ut}}}^{*}& 0& \·\·\·& 0& \underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|b_{i{N}_{\mathrm{ut}}}\right|}^2\end{array}\right]$

$\underset{\‾}{y}=\left[\begin{array}{c}{u}_2\\ u_3\\ \·\·\·\\ u_{N_{\mathrm{ap}}}\\ v_1\\ v_2\\ \·\·\·\\ v_{N_{\mathrm{ut}}}\end{array}\right]$

$\underset{\‾}{z}=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ \·\·\·\\ 0\\ a_{11}{b}_{11}^{*}\\ a_{12}{b}_{12}^{*}\\ \·\·\·\\ a_{1N_{\mathrm{ut}}}{b}_{1N_{\mathrm{ut}}}^{*}\end{array}\right]$

矩阵A包括(N_ap+N_ut-1)行，前N_ap-1行对应于公式集(36a)中的N_ap-1个公式，最后N_ut行对应于公式集(36b)中的N_ut个公式。特别是，矩阵A的第一行根据i＝2从公式集(36a)中生成，第二行根据i＝3生成，依此类推。矩阵A的第N_ap行根据j＝1从公式集(36b)中生成，依此类推，最后一行根据j＝N_ut生成。如上所示，矩阵A的各项和向量z的各项可以基于矩阵

和

中的各项而得出。

校正因数包括在向量y中，如下得出：

y＝A ^-1 z(38)

MMSE计算的结果是使校准的下行链路和上行链路信道响应中的均方误差最小的校正矩阵

和

，如公式(34)所示。由于矩阵和

基于下行链路和上行链路信道响应估计

和获得，因此校正矩阵

和

的质量取决于信道估计

和

的质量。MIMO导频在接收机处平均以便获得

和

的更准确的估计。

基于MMSE计算获得的校正矩阵

和

一般比基于矩阵比率计算获得的校正矩阵要好。在一些信道增益很小且度量噪声能使信道增益大大降级的情况下尤其如此。

3.在后计算

可以为各个数据子带确定一对校正向量

和

。由于相邻的子带可能是相关的，因此计算得到简化。例如，可以为每n个子带而不是为每个子带来执行计算，其中n可以由发送/接收链的预期响应来确定。如果为少于全部数据和导频子带执行校准，则“未校准”子带的校正因数可以通过为“校准的”子带内插校正因数来获得。

也可以使用各种其它校准方案来分别为接入点和用户终端导出校正向量

和

。然而，上述方案能够在校准由不同用户终端执行时为接入点导出“兼容的”校正向量。

在导出后，用户终端把所有数据子带的校正向量

发回接入点。如果接入点已被校准(例如被其它用户终端)，则用新接收到的校正向量来更新当前的校正向量。这样，如果接入点使用校正向量

来发送MIMO导频，用户终端从该MIMO导频中确定新的校正向量

，则更新后的校正向量是当前和新的校正向量之积，即 ${\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}3}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}2}\left(k\right),$ 其中乘法按逐个元素地执行。然后，更新后的校正向量

可以被接入点使用，直到它们被再次更新为止。

校正向量

和

可由同一用户终端或不同的用户终端来导出。在一实施例中，更新后的校正向量被定义为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}3}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}2}\left(k\right),$ 其中乘法按逐个元素地执行。在另一实施例中，更新后的校正向量可以被重新定义为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}3}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}2}^{\mathrm{\α}}\left(k\right),$ 其中α是用来提供加权平均的因数(例如0＜α＜1)。如果校准更新不频繁，则α接近于1可能最佳。如果校准更新是频繁但却有噪的，则较小的α值会较佳。然后，更新后的校正向量

被接入点使用，直到它们被再次更新为止。

接入点和用户终端使用它们相应的校正向量

和

，或者相应的校正矩阵

和

(对于k∈K)在传输前缩放调制码元，如下所述。公式(27)示出用户终端和接入点所观测到的校准的下行链路和上行链路信道。

VII.空间处理

在已经执行校准来弥补发送/接收链中的差异后，可以为TDD系统简化接入点和用户终端处的空间处理。如上所述，校准的下行链路信道响应为 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right).$ 校准的上行链路信道响应为 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\≈{\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\right)}^T.$

1.上行链路空间处理

校准的上行链路信道响应矩阵H _cup(k)的奇异值分解可表示为：

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}\left(k\right){\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right),k\∈K,---\left(39\right)$

其中U _ap(k)是H _cup(k)的左边本征向量的(N_ap×N_ap)酉阵；

∑(k)是H _cup(k)的奇异值的(N_ap×N_ut)对角矩阵；以及

V _ut(k)是H _cup(k)的右边本征向量的(N_ut×N_ut)酉阵。

相应地，校准的下行链路信道响应矩阵H _cdn(k)的奇异值分解可表示为：

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}\left(k\right){\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right),k\∈K---\left(40\right)$

矩阵V _ut ^*(k)和U _ap ^*(k)分别是H _cdn(k)的左边和右边本征向量的矩阵。如公式(39)和(40)所示并且基于以上描述，一条链路的左边和右边本征向量的矩阵分别是另一条链路的右边和左边本征向量的矩阵的复共轭。矩阵V _ut(k)、V _ut ^*(k)、V _ut ^T(k)和V _ut ^H(k)是矩阵V _ut(k)的不同形式，矩阵U _ap(k)、U _ap ^*(k)、U _ap ^T(k)和U_ap ^H(k)也是矩阵U _ap(k)的不同形式。为了简洁，在以下描述中所指的矩阵U _ap(k)和V _ut(k)也指它们的各种其它形式。矩阵U _ap(k)和V _ut(k)分别由接入点和用户终端用来进行空间处理，并且由它们的下标标识。本征向量通常也称为“控制”向量。

用户终端可以基于接入点所发送的MIMO导频来估计校准的下行链路信道响应。然后，用户终端可以对校准的下行链路信道响应估计

执行奇异值分解(对于k∈K)，以获得

的对角矩阵

和左边本征向量的矩阵V _ut ^*(k)。该奇异值分解可以给出为： ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right),$ 其中每个矩阵上的帽“^”表示它是实际矩阵的估计。

类似地，接入点可以基于用户终端所发送的MIMO导频来估计校准的上行链路信道响应。然后，接入点可以对校准的上行链路信道响应估计

执行奇异值分解(对于k∈K)，以获得

的对角矩阵和左边本征向量的矩阵U _ap ^*(k)。该奇异值分解可以给出为： ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right).$

一(N_ut×N_ut)矩阵F _ut(k)可以定义为：

${\underset{\‾}{F}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right),k\∈K---\left(41\right)$

在活动时，用户终端连续地估计校准的下行链路信道

以及

左边本征向量的矩阵

，后者用来更新矩阵F _ut(k)。

用户终端使用矩阵F _ut(k)为波束控制和空间复用模式进行空间处理。对于空间复用模式，每个子带的发送向量x _up(k)可以表示为：

x _up(k)＝F _ut(k)S _up(k)，  k∈K，    (42)

其中S _up(k)是一数据向量，其具有要在子带k的N_S个本征模式上发送的N_S个码元；

F _ut(k)替换公式(15)中的V(k)，为了简洁，在公式(42)中省略了为实现信道反转而由G(k)进行的信号缩放；

x _up(k)是子带k的上行链路的发送向量。

在接入点处，上行链路传输的接收向量r _up(k)可以表示为：

${\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),k\∈K,---\left(43\right)$

$={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

$\≈{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

其中r _up(k)是上行链路子带k的接收向量；以及

n _up(k)是子带k的附加白高斯噪声(AWGN)。公式(43)使用以下关系式： ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)\≈{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)$ 和 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right).$ 如公式(43)所示，在接入点处，接收到的上行链路传输由进行变换，后者是

的左边本征向量的矩阵用奇异值组成的对角矩阵

缩放。

用户终端使用矩阵F _ut(k)在上行链路上发送一受控基准。受控基准是在使用波束控制或波束成形的一个宽带本征模式上的导频传输，下面详述。在接入点处，接收到的上行链路受控基准(在没有噪声时)近似为。这样，接入点可以基于用户终端所发送的受控基准来得出酉阵

和对角矩阵

的估计。可以使用各种估计技术来得出酉阵和对角矩阵的估计。

在一实施例中，为了得出

的估计，对于宽带本征模式m的子带k，受控基准的接收向量r _m(k)首先与为受控基准发送的导频OFDM码元的复共轭p^*(k)相乘。下面详细描述受控基准和导频OFDM码元的生成。对于每个宽带本征模式，其结果在多个接收到的受控基准码元上积分，以得出

的估计，

是宽带本征模式m的

的经缩放的左边本征向量。由于本征向量具有单位功率，因此可以基于受控基准的接收功率来估计

中的奇异值(或σ_m(k))，受控基准的接收功率可以为每个宽带本征模式的每个子带进行度量。

在另一实施例中，使用MMSE技术来基于受控基准的接收向量r _m(k)而得出

的估计。

受控基准可以对于一个宽带本征模式在任一给定的码元周期内被发送，并且又用来为该宽带本征模式的每个子带得出一个本征向量的估计。这样，接收机能在任一给定的码元周期内得出一酉阵内一个本征向量的估计。由于在不同的码元周期内得出酉阵的多个本征向量的估计，并且由于传送路径中的噪声和其它降级源，因此为酉阵估计的本征向量可能不正交。如果所估计的本征向量接着用于其它链路上数据传输的空间处理，则这些所估计本征向量的正交性的任何误差都会导致本征模式间的串话，这会使性能降级。

在一实施例中，为每个酉阵估计的本征向量被强制为彼此正交。本征向量的正交可以用各种技术来实现，比如QR因子分解、最小均方误差计算、极化分解等等。QR因子分解把一矩阵M ^T(具有非正交的列)分解成一正交矩阵Q _F和一上三角矩阵R _F。矩阵Q _F为M ^T的列形成正交基础。R _F的对角元素在Q _F相应列的方向上给出M ^T各列的分量的长度。矩阵Q _F可用于下行链路上的空间处理。矩阵Q _F和R _F可用于为上行链路导出增强的匹配滤波器矩阵。QR因子分解可以通过各种方法执行，包括Gram-Schmidt过程、辅助变换等等。

也可以使用其它基于受控基准来估计酉阵和对角矩阵的技术，这在本发明的范围内。

因此，接入点可以基于用户终端所发送的受控基准来估计

和

两者，而无需对

进行奇异值分解。

来自用户终端的上行链路传输的标准化匹配滤波器矩阵M _ap(k)可以表示为：

${\underset{\‾}{M}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^H\left(k\right),k\∈K.---\left(44\right)$

接入点处对于上行链路传输的匹配滤波可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{M}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^H\left(k\right)({\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)),k\∈K,---\left(45\right)$

$={\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{\overset{~}{n}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

其中

是对于空间复用模式由用户终端发送的调制码元向量S _up(k)的估计。对于波束控制模式，仅使用矩阵M _ap(k)的一行来为数据传输所用的本征模式提供一个码元估计

2.下行链路空间处理

对于下行链路，接入点使用一(N_ap×N_ap)矩阵F _ap(k)来进行空间处理。该矩阵可以表示为：

${\underset{\‾}{F}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right),k\∈K.---\left(46\right)$

校正矩阵

由用户终端导出并在校准期间被发回接入点。矩阵

可以基于用户终端在上行链路上发送的受控基准来得出。

对于空间复用模式，每个数据子带的下行链路的发送向量x _dn(k)可以表示为：

x _dn(k)＝F _ap(k)S _dn(k)，    k∈K，    (47)

其中x _dn(k)是发送向量，S _dn(k)是下行链路的数据向量，同样为了简洁而省略由G(k)为实现信道反转而进行的信号缩放。

在用户终端处，下行链路传输的接收向量r _dn(k)可以表示为：

${\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

$={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

$\≈{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right))$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right),k\∈K---\left(48\right)$

如公式(48)所示，在用户终端处，接收到的下行链路传输经变换，

是

左边本征向量的矩阵

用奇异值组成的对角矩阵来缩放。

${\underset{\‾}{M}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^T\left(k\right),k\∈K---\left(49\right)$

如上所述，通过对校准的下行链路信道响应估计

执行奇异值分解，用户终端可以导出对角矩阵

和左边本征向量的矩阵

用户终端处为下行链路传输进行的匹配滤波于是可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{M}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^T\left(k\right)({\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)),k\∈K---\left(50\right)$

$={\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{\overset{~}{n}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

3.接入点和用户终端的空间处理

由于TDD系统的互逆信道以及校准，因此接入点和用户终端两者处的空间处理都得以简化。表32总结了接入点和用户终端处为数据发送和接收进行的空间处理。

表32

数据接收的空间处理也称为匹配滤波。

由于互逆信道的存在，因此

是用户终端的

(用于发送)的右边本征向量以及

(用于接收)的左边本征向量两者的矩阵。类似地，

是接入点的

(用于发送)的右边本征向量以及

(用于接收)的左边本征向量两者的矩阵。奇异值分解仅需要由用户终端为校准的下行链路信道响应估计

执行，以得出

和。接入点可以基于用户终端所发送的受控基准来导出

和

并且无需对上行链路信道响应估计

进行奇异值分解。接入点和用户终端可能由于为导出

而使用了不同的手段因此具有不同形式的矩阵

。此外，接入点基于受控基准导出的矩阵一般与用户终端用奇异值分解导出的矩阵

不同。为了简洁，在上述推导中未显示出这些不同。

4.波束控制

对于特定的信道条件，仅在一个宽带本征模式上发送数据是较佳的，这个宽带本征模式一般是最佳的或主要的宽带本征模式。这一情况可能是：所有其它宽带本征模式的接收SNR都足够差，从而通过在主要宽带本征模式上使用全部可用的发送功率可以实现改进的性能。

一个宽带本征模式上的数据传输可以用波束成形或波束控制来实现。对于波束成形，一般用主要宽带本征模式的本征向量

或

(即在排序后，

或

的第一列)对调制码元进行空间处理，其中k∈K。对于波束控制，一般用主要宽带本征模式的一组“标准化的”(或饱和的)本征向量或

对调制码元进行空间处理，其中k∈K。为了清楚，下面描述了上行链路的波束控制。对于上行链路，主要宽带本征模式的每个本征向量的元素可能有不同的大小，其中k∈K。这样，每个子带的经预调节的码元也可能有不同的大小，所述经预调节的码元通过把子带k的调制码元与子带k的本征向量

的元素相乘而得出。因而，每天线的发送向量都可能有不同的大小，所述每个发送向量都包括一给定发射天线的全部数据子带的经预调节的码元。如果每根发射天线的发送功率受到限制(例如由于功率放大器的限制)，则波束成形不完全地使用每根天线可用的总功率。

波束控制仅使用主要宽带本征模式的本征向量

的相位信息，k∈K，并且对每个本征向量进行标准化，使得本征向量中的所有元素都具有相等的大小。子带k的标准化本征向量

可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)={\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{Ae}}^{j{\mathrm{\θ}}_1\left(k\right)}& {\mathrm{Ae}}^{j{\mathrm{\θ}}_2\left(k\right)}& \·\·\·& {\mathrm{Ae}}^{j{\mathrm{\θ}}_{N_{\mathrm{ut}}}}\end{array}\right]}^T,---\left(51\right)$

其中A是一常数(例如A＝1)；以及

θ_i(k)是天线i的子带k的相位，给出如下：

${\mathrm{\θ}}_i\left(k\right)=\∠{\hat{v}}_{\mathrm{ut},1,i}\left(k\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{{\hat{v}}_{\mathrm{ut},1,i}\left(k\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{{\hat{v}}_{\mathrm{ut},1,i}\left(k\right)\right\}}\right).---\left(52\right)$

如公式(52)所示，向量

中每个元素的相位都从本征向量

的相应元素中得出(即θ_i(k)从

得出，其中 ${\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},1}\left(k\right)={\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},\mathrm{1,1}}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},\mathrm{1,2}}\left(k\right)& \·\·\·& {\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},1,N_{\mathrm{ut}}}\left(k\right)\end{array}\right]}^T).$

5.上行链路波束控制

用户终端在上行链路上为波束控制进行的空间处理可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}{\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)s_{\mathrm{up}}\left(k\right),k\∈K,---\left(53\right)$

其中S _up(k)是要在子带k上发送的调制码元；以及

是对于波束控制，子带k的发送向量。

如公式(53)所示，每个子带的标准化控制向量

的N_ut个元素可能有相等的大小但可能有不同的相位。

接入点处为波束控制接收到的上行链路传输可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{r}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),k\∈K,---\left(54\right)$

$={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)s_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

$={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)s_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

其中

是对于波束控制，子带k的上行链路的接收向量。

使用波束控制的上行链路传输的匹配滤波器行向量

可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{m}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)={\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\right)}^H,k\∈K---\left(55\right)$

匹配滤波器向量

可以如下所述地得出。接入点处为使用波束控制的接收上行链路传输进行的空间处理(即匹配滤波)可以表示为：

${\hat{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\widetilde{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{up}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{m}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{r}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

$={\widetilde{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{up}}^{-1}\left(k\right){\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\right)}^H({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)s_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)),k\∈K,---\left(56\right)$

$=s_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\tilde{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

其中 ${\widetilde{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\right)}^H\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\right)$ (即

是

和其共轭转置的内积)，

是由用户终端在上行链路上发送的调制码元S_up(k)的估计，以及

是后处理的噪声。

6.下行链路波束控制

接入点在下行链路上为波束控制进行的空间处理可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}{\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)s_{\mathrm{dn}}\left(k\right),k\∈K,---\left(57\right)$

其中

是子带k的标准化本征向量，其基于主要宽带本征模式的本征向量

而生成，如上对于上行链路所述。

使用波束控制的下行链路传输的匹配滤波器行向量

可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{m}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)={\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\right)}^H,k\∈K.---\left(58\right)$

用户终端处对接收到的下行链路传输进行的空间处理(即匹配滤波)可以表示为：

${\hat{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\widetilde{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{dn}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{m}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{r}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

$={\widetilde{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{dn}}^{-1}\left(k\right){\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\right)}^H({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)s_{\mathrm{up}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)),k\∈K,---\left(59\right)$

$=s_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+{\tilde{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

其中(即 ${\widetilde{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\right)}^H\left({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\right)$ (即是

和其共轭转置的内积)。

7.用信道反转进行的空间处理

对于上行链路，空间复用模式的发送向量x _up(k)可由用户终端导出为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\underset{\‾}{G}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),k\∈K,---\left(60\right)$

其中G(k)是上述信道反转的增益的对角矩阵。公式(60)类似于公式(15)，除了使用代替V(k)以外。

的元素被提供给图9B的波束成形器950内的乘法器952。

对于上行链路，波束控制模式的发送向量

可由用户终端导出为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\tilde{g}\left(k\right)s_{\mathrm{up}}\left(k\right),k\∈K,---\left(61\right)$

其中是一向量，它有四个元素具有相同的大小，但相位却是基于主要本征模式的本征向量

而得出。向量

可以类似于上面在公式(16)和(17)中所述的那样导出。增益

实现信道反转，并且可以类似于上面在公式(18)到(20)中所述的那样导出，除了为公式(20)使用 ${\widetilde{\mathrm{\λ}}}_1\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)$ 以外。

的元素被提供给图10B的波束控制单元1050内的乘法器1052。

对于下行链路，空间复用模式的发送向量x _dn(k)可由接入点导出为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{G}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right),k\∈K.---\left(62\right)$

公式(62)类似于公式(15)，除了代替V(k)而使用

以外。

的元素可以被提供给图9B中波束成形器950内的乘法器952。

对于下行链路，波束控制模式的发送向量

可由接入点导出为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\tilde{g}\left(k\right)s_{\mathrm{dn}}\left(k\right),k\∈K,---\left(63\right)$

其中

是一向量，它有四个元素，它们有相等的大小，但它们的相位基于主要本征模式的来得出。增益

实现了信道反转，并且可以以上面在公式(18)到(20)中所述的那样导出，除了为公式(20)使用 ${\widetilde{\mathrm{\λ}}}_1\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}^h\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cdn}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)$ 以外。

的元素被提供给图10B中波束控制单元1050内的乘法器1052。

VIII.导频结构

为MIMO WLAN系统提供了一导频结构，使接入点和用户终端能执行定时和频率捕获、信道估计以及正确系统运作所需的其它功能。表33列出一示例性导频结构的四类导频以及它们的简短描述。

表33-导频类型

导频类型	描述
		信标导频	从所有发射天线发出并且用于定时和频率捕获的导频。
MIMO导频	用不同的正交码从所有发射天线发出并且用于信道估计的导频。
		受控基准或受控导频	在一特定用户终端的MIMO信道的特定本征模式上发送并且用于信道估计以及可能的速率控制的导频。
载波导频	用于对载波信号进行相位跟踪的导频。

受控基准和受控导频是同义词。

在一实施例中，导频结构包括：(1)对于下行链路-信标导频、MIMO导频、受控基准以及接入点所发送的载波导频，以及(2)对于上行链路-MIMO导频、受控基准以及由用户终端发送的载波信号。

下行链路信标导频和MIMO导频在每个TDD帧内在BCH上发送(如图5A所示)。用户终端可以使用信标导频进行定时和频率捕获以及多普勒估计。用户终端可以使用MIMO导频来：(1)得出下行链路MIMO信道的估计，(2)为上行链路传输导出受控向量(如果支持波束控制或空间复用模式)，以及(3)为下行链路传输导出匹配滤波器。下行链路受控基准可由特定的用户终端用来进行信道估计。

上行链路受控基准由支持波束控制或空间复用模式的每个活动用户终端发送，并且可由接入点用来：(1)为下行链路传输导出控制向量，以及(2)为上行链路传输导出匹配滤波器。通常，受控基准仅由支持波束控制和/或空间复用模式的用户终端所发送。基准发送物件，无论它是否得到正确控制(例如由于差的信道估计)。也就是，由于控制矩阵是对角的，因此基准也按每根发射天线变得正交。

如果用户终端被校准，则它能使用向量(对于k∈K)在RACH上的主要本征模式上发送一受控基准，其中是对于主要本征模式的

的列。如果用户终端未校准，则它可以用向量 ${\underset{\‾}{v}}_{\mathrm{ut},p}\left(k\right)={\left[\begin{array}{cccc}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1\left(k\right)}& e^{j{\mathrm{\θ}}_2\left(k\right)}& e^{j{\mathrm{\θ}}_3\left(k\right)}& e^{j{\mathrm{\θ}}_{N_{\mathrm{ut}}}\left(k\right)}\end{array}\right]}^T$ (对于k∈K)在RACH上发送一导频。每个子带的向量v _ut，p(k)包括N_ut个随机控制系数，它们的相位θ_i(k)可能按照一伪随机过程来选择，其中i∈{1，2，...N_ut}。由于只有N_ut个控制系数间的相对相位才有关系，因此可以把第一控制系数的相位设为零(即θ_i(k)＝0)。其它N_ut-1个控制系数的相位可能在每个接入尝试时改变，使得每个控制系数以360°/N_θi的间隔覆盖了全部360度，其中N_θi是N_ut的函数。在校准前在波束模式中使用RACH时，每次RACH尝试时对控制向量v _ut，p(k)的N_ut个元素的相位扰动使用户终端不为所有接入尝试使用坏的控制向量。可以为不支持波束控制和/或空间复用模式的用户终端发送MIMO，或由这些用户终端发出MIMO。

在用户终端直接与接入点通信前，接入点不知道任一用户终端的信道。在用户希望发送数据时，它首先基于接入点所发送的MIMO导频来估计信道。()

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},1}\left(k\right)\·p\left(k\right),k\∈K^{\′},---\left(64\right)$

控制向量

是经校准的上行链路信道响应估计

右边本征向量的矩阵

的第一列，其中 ${\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},1}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},2}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},3}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},4}\left(k\right)\end{array}\right],$

是的第i列。以上假定

中的奇异值和

的列以上述顺序排列。

用户终端在RACH的先导序列中发送的受控基准的第二码元包括RACH PDU的数据速率指示符(DRI)。如表15所示，通过把DRI映射到一特定的QPSK码元S_dri把DRI嵌入在第二受控基准码元中，然后，S_dri码元在空间处理前与导频码元p(k)相乘。RACH的受控基准的第二码元可以表示为：

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},1}\left(k\right)\·s_{\mathrm{dri}}\·p\left(k\right),k\∈K^{\′}---\left(65\right)$

如公式(64)和(65)所示，仅仅主要本征模式的本征向量

才用于RACH的受控基准。

用户终端在RCH的先导序列中发送的受控基准的码元可以表示为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},m}\left(k\right)\·p\left(k\right),k\∈K^{\′},---\left(66\right)$

其中x _up，sr，m(m)是宽带本征模式m的子带k的发送向量；以及

是宽带本征模式m的子带k的控制向量(即的第m列)。

接入点在RCH的先导序列中发送的受控基准的码元可以表示为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr},m}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},m}^{*}\left(k\right)p\left(k\right),k\∈K^{\′},---\left(67\right)$

其中x _dn，sr，m(m)是宽带本征模式m的子带k的发送向量；以及

是接入点的子带k的校正矩阵；以及

是宽带本征模式m的子带k的控制向量。

控制向量是经校准的下行链路信道响应估计的右边本征向量矩阵

的第m列，其中 ${\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},1}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},2}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},3}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},4}\left(k\right)\end{array}\right].$

受控基准可以以各种方式发送。在一实施例中，一个或多个本征向量用于各个TDD帧的受控基准，并且取决于受控基准的持续期，后者由FCCH信息元素中的FCH/RCH先导序列类型字段来表示。表36列出对于一示例性设计，对于各种先导序列尺寸的RCH和RCH的先导序列所使用的本征模式。

表36

类型	先导序列尺寸	所使用的本征模式
			0	0个OFDM码元	无先导序列
1	1个OFDM码元	本征模式m，其中m＝帧计数器模4
			2	4个OFDM码元	经先导序列中的全部4个本征模式循环
3	8个OFDM码元	在先导序列中在全部4个本征模式上循环两次

如表36所示，在先导序列尺寸为4个或8个OFDM码元时，为单个TDD帧内的全部四个本征模式发送受控基准。用户终端为RCH的先导序列中第n个OFDM码元发送的受控基准可以表示为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},n}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},n\mathrm{mod}4}\left(k\right)\·p\left(k\right),k\∈K^{\′},n=\{1,...,L\},---\left(68\right)$

其中L是先导序列尺寸，即对于类型2，L＝4，对于类型3，L＝8。

类似地，接入点为FCH的先导序列中第n个OFDM码元发送的受控基准可以表示为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr},n}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{aap}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},n\mathrm{mod}4}^{*}\left(k\right)p\left(k\right),k\∈K^{\′},n=\{1,...,L\}---\left(69\right)$

如公式(68)和(69)所示，通过控制向量的(n mod 4)运算而在每个4-码元周期内循环经过四个本征模式。该方案可以在信道更快速改变时使用以及/或者在为正确的系统操作需要获得良好信道估计时在一连接的早期使用。

在另一实施例中，为每个TDD帧的一个宽带本征模式发送受控基准。例如，在四个TDD帧内可以循环经过四个宽带本征模式的受控基准。例如，用户终端可以分别为第一、第二、第三和第四TDD帧使用控制向量

和

要使用的特定控制向量可由BCH消息中帧计数器值的2个LSB指定。该方案能够在PDU中使用较短的先导序列部份，但可能要求较长的时间段来获得信道的良好估计。

对于上述两个实施例，可以在数据传输所用的全部四个本征模式上发送受控基准，即使目前使用了少于四个本征模式(例如由于未使用的本征模式很差并且通过注水来丢弃)。受控基准在目前未使用本征模式上的传输使接收机能确定本征模式何时改进到能被选用。

B.波束控制的受控基准

对于波束控制模式，发送端的空间处理用主要宽带本征模式的一组标准化本征向量来执行。具有标准化本征向量的总传递函数不同于具有非标准化本征向量的总传递函数(即 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},1}\left(k\right)\≠{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)$ )。然后，用全部子带的一组标准化本征向量生成的受控基准可由发射机发送，并且由接收机用来为波束控制模式的这些子带导出匹配滤波器向量。

对于上行链路，波束控制模式的受控基准可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)p\left(k\right),k\∈K.---\left(70\right)$

在接入点处，波束控制模式的接收上行链路受控基准可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{r}}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),k\∈K---\left(71\right)$

$={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)p\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

$={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)p\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

为了为使用波束控制的上行链路传输获得匹配滤波器行向量

，受控基准的接收向量首先与p^*(k)相乘。于是在多个接收的受控基准码元上对结果积分以形成

的估计。于是向量

就是该估计的共轭转置。

在工作在波束控制模式下时，用户终端可以发送受控基准的多个码元，例如使用标准化本征向量

的一个或多个码元、使用主要宽带本征模式的本征向量的一个或多个码元、以及可能使用其它宽带本征模式的本征向量的一个或多个码元。用

生成的受控基准码元可由接入点用来导出匹配滤波器向量用

生成的受控基准码元可用来获得

接着用来导出下行链路上波束控制所使用的标准化本征向量

。用其它本征模式的本征向量

到

生成的受控基准码元可由接入点用来得出

到

以及这些其它本征模式的奇异值。这一信息接着由接入点用来确定为数据传输使用空间复用模式还是波束控制模式。

对于下行链路，用户终端可以基于经校准的下行链路信道响应估计

为波束控制模式导出匹配滤波器向量

。特别是，用户终端从

的奇异值分解得出

，并且能导出标准化本征向量

。然后，用户终端可以把与

相乘以得出

，然后基于

导出。或者，受控基准可由接入点使用标准化本征向量

发送，该受控基准可由用户终端以上述方式处理以得出

4.载波导频-上行链路

这里所述的OFDM子带结构包括索引为-21、-7、7和21的四个导频子带。在一实施例中，一载波导频在全部OFDM码元中不是先导序列一部分的四个导频子带上发送。载波导频可由接收机用来跟踪由于发射机和接收机处振荡器的漂移而引起的相位变化。这可能提供改进的数据解调性能。

载波导频包括四个导频序列P_c1(n)、P_c2(n)、P_c3(n)和P_c4(n)，它们在四个导频子带上被发送。导频序列可以被定义为：

P_c1(n)＝P_c2(n)＝P_c3(n)＝-P_c4(n)，  n＝{1，2，...127}，    (72)其中n是OFDM码元周期的索引。

导频序列可以基于各种数据序列来定义。在一实施例中，导频序列P_c1(n)基于一多项式G(x)＝x⁷+x⁴+x生成，其中初始状态被设为全一，输出比特如下被映射为信号值：1-1和01。于是，对于n＝{1，2，...127}，导频序列P_c1(n)可以表示为：

P_c1(n)＝{1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，1，1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，1，

1，1，-1，1，1，-1，-1，1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，

-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1，1，-1，1，-1，1，-1，1，

-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1}.导频序列P_c1(n)中的值“1”和“-1”可以用一特定的调制方案映射到导频码元。例如，通过使用BPSK，“1”被映射为“1+j”，“-1”被映射为“-(1+j)”。如果有多于127个OFDM码元，则重复导频序列，使得对于n＞127，P_c1(n)＝P_c1(nmod127)

在一实施例中，为每个传输信道重置四个导频序列。这样，在下行链路上，为BCH消息的第一OFDM码元重置导频序列，再次为FCCH消息的第一OFDM码元重置，并且为FCH上发送的第一OFDM码元重置。在另一实施例中，导频序列在每个TDD帧的开始处被重置，并且根据需要重复。对于该实施例，导频序列可以在BCH和RCH的先导序列部份期间被停止。

在分集模式下，如表29所示，四个导频序列映射为四个子带/天线对。特别是，P_c1(n)用于天线1的子带-21，P_c2(n)用于天线2的子带-7，P_c3(n)用于天线3的子带7，P_c4(n)用于天线4的子带21。每个导频序列然后在相关的子带和天线上被发送。

在空间复用模式下，四个导频序列在它们相应的子带的主要本征模式上被发送。载波导频码元的空间处理类似于为调制码元执行的处理，如上所述。在波束控制模式下，四个导频序列使用波束控制在它们相应的子带上被发送。载波导频码元的波束控制也类似于为调制码元执行的处理。

上面为MIMO WLAN系统描述了一特定的导频结构。也可以为该系统使用其它导频结构，这在本发明的范围内。

IX.系统操作

图12A示出用户终端操作的状态图1200的一个特殊实施例。该状态图包括四个状态-初始(Init)状态1210、休眠(Dormant)状态1220、接入(Access)状态1230和连接(Connected)状态1240。每个状态1210、1220、1230和1240都与多个子状态(为了简洁在图12A中未示出)相关联。

在初始状态中，用户终端捕获系统频率和定时，并且获得BCH上发送的系统参数。在初始状态中，用户终端可以执行以下功能：

●系统确定-用户终端确定以哪个载波频率来捕获系统。

●频率/定时捕获-用户终端捕获信标导频并且相应地调节其频率和定时。

●参数捕获-用户终端处理BCH以获得与从中接收下行链路信号的接入点相关联的系统参数。

在完成初始状态所需的功能后，用户终端转变为休眠状态。

在休眠状态中，用户终端周期性地监视BCH中是否有更新后的系统参数、对下行链路上发送的寻呼和广播消息的指示、等等。该状态下不向用户终端分配任何无线资源。在休眠状态中，用户终端可以执行以下功能：

●如果注册受到保证，用户终端就根据注册请求进入接入状态。

●如果发射机/接收机的校准受到保证，用户终端就根据校准请求进入接入终端。

●用户终端监视BCH是否有对FCH上发送的寻呼和广播消息的指示。

●如果用户终端具有要在上行链路上发送的数据，它就根据资源请求进入接入状态。

●用户终端执行诸如更新系统参数和跟踪信道这样的维持过程。

●用户终端可以进入分时隙的操作模式以节约电源，如果该模式被用户终端支持。

如果用户终端对于任何任务都期望来自接入点的无线资源，它就转变为接入终端。例如，用户终端可以响应于BCH消息中发送的寻呼或DST指示符而转变为接入状态，用于注册或请求校准，或者请求专用的资源。

在接入状态中，用户终端处在接入系统的过程中。用户终端可以用RAHC发送短消息和/或对FCH/RCH资源的请求。RACH上的操作如下进一步详述。如果用户终端被接入点释放，它就转变回休眠状态。如果用户终端分配到下行链路和/或上行链路的资源，它就转变为连接状态。

在连接状态中，用户终端分配到FCH/RCH资源，尽管并非对于每个TDD帧都必要。用户终端可以活动地使用所分配的资源或者可以在连接状态中为空闲(而仍保持连接)。用户终端保持在连接状态下，直到它被接入点释放为止、或者它在一特定超时时段内没有活动后超时为止，该情况下它转变回休眠状态。

在休眠、接入或连接状态下时，如果用户终端被关闭电源或如果连接丢失，用户终端就转变回初始状态。

图12B示出连接状态1240的状态图的一个特殊实施例。在该实施例中，连接状态包括三个子状态-设立子状态1260、开启子状态1270和空闲子状态1280。用户终端在FCCH上接收到分配后进入设立子状态。

在设立子状态中，用户终端处在设立连接的过程中，尚未交换数据。连接设立可以包括对接入点、速率确定、服务协商等等的信道估计。在进入设立子状态后，用户终端在一特定的时间量内设置一计时器。如果计时器在用户终端离开该子状态之前期满，它就转变为休眠状态。用户终端在完成连接设立后转变为开启子状态。

在开启子状态中，用户终端和接入点在下行链路和/或上行链路上交换数据。在开启子状态中时，用户终端监视BCH是否有系统参数和寻呼/广播消息的指示。如果在一特定数量的TDD帧内正确解码BCH消息，则用户终端转变回初始状态。

用户终端还监视FCCH是否有信道分配、速率控制、RCH定时控制和功率控制信息。用户终端使用BCH信标导频和FCH先导序列来估计接收到的SNR，并且确定可以在FCH上可靠维持的最大速率。

每个TDD帧的用户终端的FCH和RCH分配由当前(或者可能先前的)TDD帧中发送的FCCH PDU中的信息元素给出。对于任一给定TDD帧，对于FCH和/或RCH上的数据传输可能不分配用户终端。对于其中不为数据传输调度用户终端的每个TDD帧，它不在下行链路上接收FCH PDU，并且不在上行链路上发送。

对于其中调度用户终端的每个TDD帧，下行链路和/或上行链路上的数据传输使用FCCH分配(即定址到用户终端的FCCH信息元素)中表示的速率、传输模式和RCH定时偏移(对于上行链路)来执行。用户终端接收发送到它的FCH PDU，并对其进行解调和解码。用户终端还发送RCH PDU，其包括先导序列和RCH数据速率指示符。用户终端按照FCCH分配中包含的速率控制信息来调节RCH上使用的速率。如果为上行链路传输应用功率控制，则用户基于FCCH中包括的功率控制命令来调节其发送功率。数据交换可以是突发的，该情况下用户终端每当没有数据可交换时进入空闲子状态。用户终端根据接入点的指示进入空闲子状态。如果接入点在一特定数量的TDD帧内未把FCH或RCH分配给用户终端，则用户终端转变回休眠状态并且保持其MAC ID。

在空闲子状态中，上行链路和下行链路都是空闲的。在任一方向上都不发送数据。然而，链路用受控基准和控制消息来维持。在该子状态下，接入点在RCH和可能FCH上把空闲PDU周期性地分配给用户终端(不必要同时)。用户终端也许能不确定地保持在连接状态下，只要接入点在FCH和RCH上周期性地分配空闲PDU以维持该链路。

在空闲子状态下时，用户终端监视BCH。如果BCH消息在一特定数量的TDD帧内未被正确解码，则用户终端就转变回初始状态。用户终端还监视FCCH是否有信道分配、速率控制、RCH定时控制和功率控制信息。用户终端还可以估计接收SNR并且确定FCH所支持的最大速率。用户终端在RCH(在被分配时)上发送空闲PDU，并且如果它有数据要发送就设置空闲PDU中的RCH请求比特。如果接入点在一特定数量的TDD帧内不把FCH或RCH分配给用户终端，用户终端就转变回休眠状态，并且保持其MAC ID。

在进入三个子状态的任何一个后，超时计时器可以被设为一特定值。如果在子状态内时没有活动，则该计时器倒计时。在设立、活动或空闲子状态内时，如果超时计时器期满，终端会转变回休眠状态，如果连接丢失，终端会转变回初始状态。在活动或空闲子状态下时，如果连接被释放，终端也会转变回休眠状态。

图12A和12B示出可用于用户终端的状态图的一个特定实施例。也可以为系统定义具有较少的、附加的和/或不同的状态和子状态的各种其它状态图，这在本发明的范围内。

X.随机接入

在一实施例中，采用一种随机接入方案使用户终端能接入MIMO WLAN系统。在一实施例中，随机接入方案是基于一分时隙的Aloha方案，借此用户终端在随机选择的RACH时隙内发送以便能接入该系统。用户终端可以在RACH上发送多个传输，直到接入被许可或者已经达到最大接入尝试次数为止。可以改变每个RACH传输的各个参数以提高成功概率，如下所述。

图13说明了RACH的时间线，它被分成RACH时隙。每个TDD帧内和RACH时隙持续期间可用的RACH时隙数目是可配置的参数。每个TDD帧内可以使用最多32个RACH时隙。上一RACH时隙的结尾和下一TDD帧的BCH PDU开始之间的保护间隔也是可配置的参数。RACH的这三个参数可以随着帧的改变而改变，并且由BCH消息的RACH长度字段、RACH时隙尺寸字段和RACH保护间隔字段所指示。

当用户终端希望接入系统时，它首先处理BCH以获得相关的系统参数。然后，用户终端在RACH上发送一RACH PDU。该RACH PDU包括一RACH消息，其包含接入点为处理来自用户终端的接入请求所需的信息。例如，RACH消息包括用户终端分配到的MAC ID，其使接入点能标识用户终端。注册MAC ID(即特定的MAC ID值)可以为未注册的用户终端保留。该情况下，用户终端的长ID可以和注册MAC ID一起包括在RACH消息的负载字段中。

如下所述，RCH PDU可以以四个速率之一被发送，如表15所列出。所选的速率被嵌入在RACH PDU的先导序列中(如图5C所示)。RACH PDU也具有可变长度1、2、4或8个OFDM码元(也如表15列出)，该长度在RACH消息的消息持续期字段中表示。

为了发送RACH PDU，用户终端首先确定可用于传输的RACH时隙数目(即“可用的”RACH时隙数目)。这一确定基于以下作出：(1)当前TDD帧中可用的RACH时隙数目，(2)每个RACH时隙的持续期，(3)保护间隔，以及(4)要发送的RACH PDU的长度。RACH PDU不能延伸超出TDD帧的RACH分段的结尾。这样，如果RACH PDU比一个RACH时隙加上保护间隔要长，则该PDU不可能在一个或多个稍后可用的RACH时隙上被发送。基于上面列举的因素，可用于发送RACH PDU的RACH时隙数可能比可用的RACH时隙的数目要少。RACH分段包括一保护间隔，后者用于防止来自用户终端的上行链路传输会与下一BCH分段干扰，这对于未补偿其往返延迟的用户终端来说是可能的。

接着，用户终端随机地选择可用的RACH时隙之一来发送RACH PDU。然后，用户终端从所选的RACH时隙开始发送RACH PDU。如果用户终端知道到接入点的往返延迟，则它能通过相应地调节其定时来弥补该延迟。

当接入点接收一RACH PDU时，它使用接收RACH消息中包括的CRC来检验该消息。如果CRC失败，接入点就丢弃该RACH消息。如果CRC通过，接入点就在后续的TDD帧内设置BCH上的RACH确认比特，并且在2个TDD帧内在FCCH上发送一RACH确认。在BCH上设置确认比特和在FCCH上发送确认之间可能存在延迟，其用于弥补调度延迟等等。例如，如果接入点在RACH上接收到消息，它可以在BCH上设置确认比特，并且在FCCH上具有延迟响应。确认比特阻止用户终端进行重试，并且使不成功的用户终端能快速重试，除了在繁忙的RACH周期内。

如果用户终端正在执行注册，它就使用注册MAC ID(例如0x0001)。接入点通过在FCH上发送一MAC ID分配消息而进行响应。所有其它的RACH传输类型包括系统所分配的用户终端MAC ID。接入点通过使用分配给用户终端的MAC ID在FCCH上发送确认，从而明确确认了所有正确接收到的RACH消息。

在用户终端发送RACH PDU之后，它监视BCH和FCCH以确定其RACH PDU是否已被接入点接收和处理。用户终端监视BCH以确定是否已设置了BCH消息中的RACH确认比特。如果该比特已设，这表明这个和/或其它用户终端的确认已经在FCCH上发送，于是用户终端进一步处理FCCH以获得包含确认的IE类型3信息元素。否则，如果RACH确认比特未设，用户终端就继续监视BCH或继续其在RACH上的接入过程。

FCCH IE类型3用于传送对成功接入尝试的快速确认。每个确认信息元素包含与为其发送确认的用户终端相关联的MAC ID。快速确认用来通知用户终端它的接入请求已经被接收但是与FCH/RCH资源的分配不相关联。相反，基于分配的确认与一FCH/RCH分配相关联。如果用户终端在FCCH上接收一快速确认，它就转变为休眠状态。如果用户终端接收一基于分配的确认，它就获得与该确认一起发送的调度信息，并且开始使用当前TDD帧中分配的FCH/RCH。(

如果用户终端在发送RACH PDU之后在一特定数量的TDD帧内在FCCH上接收到一确认，它就继续RACH上的接入过程。该情况下，用户终端可以假定接入点未正确地接收RACH PDU。用户终端维持一计数器对接入尝试次数进行计数。该计数器在第一次接入尝试初始化为零，然后对于每次随后的接入请求增一。如果计数器值达到最大尝试次数，用户终端就终止接入过程。

对于每次后续的接入尝试，用户终端首先确定这一接入尝试的各个参数，包括(1)在发送RACH PDU之前要等待的时间量，(2)为RACH PDU传输使用的RACH时隙，以及(3)RACH PDU的速率。为了确定要等待的时间量，用户终端首先确定下一次接入尝试要等待的最大时间量，这称为争用窗(CW)。在一实施例中，争用窗(以TDD帧为单位给出)对于每次接入尝试可能指数性地增长(即CW＝2^{access_attempt})。争用窗也可以基于接入尝试次数的某些其它函数(例如线性函数)来确定。然后在零和CW之间随机选择下一接入尝试要等待的时间量。用户终端会在为下一接入尝试发送RACH PDU之前等待这一时间量。

对于下一接入尝试，如果没有为上一接入尝试使用最低速率，用户终端降低RACH PDU的速率。第一接入尝试的初始速率可以基于BCH上发送的导频的接收SNR来选择。接入点未能正确接收RACH PDU可能造成未能接收到确认。这样，下一接入尝试中RACH PDU的速率被降低，以提高接入点正确接收的概率。

在等待了该随机选择的等待时间后，用户终端再次随机选择一RACH时隙用于RACH PDU的传输。该接入尝试的RACH时隙的选择可以以上述第一接入尝试的类似方式执行，除了(在BCH消息中传送的)当前TDD帧的RACH参数(即RACH时隙数、时隙持续期和保护间隔)与当前RACH PDU长度一起使用以外。RACHPDU然后在随机选择的RACH时隙中被发送。

上述接入过程继续直到发生以下任一点：(1)用户终端从接入点接收到一确认，或(2)已经达到最大允许的尝试次数。对于每次接入尝试，可以如上所述地选择在发送RACH PDU之前要等待的时间量、RACH PDU传输要使用的RACH时隙以及RACH PDU的速率。如果接收到确认，用户终端就如确认所指示地工作(即它在接收到快速确认时等待在休眠状态中，或者在接收到基于分配的确认时使用FCH/RCH开始)。如果已经达到最大允许的接入尝试次数，用户终端就转变回初始状态。

XI.速率、功率和定时控制

接入点调度FCH和RCH上的下行链路和上行链路传输，并且进一步控制所有活动用户终端的速率。此外，接入点在上行链路上调节特定活动用户终端的发送功率。可以维持各种控制环路来为每个活动用户终端调节速率、发送功率和定时。

1.固定和可变速率服务

接入点可以支持FCH和RCH上的固定和可变速率的服务。固定速率服务可用于语音、视频等等。可变速率服务可用于分组数据(例如Web浏览)。

对于FCH/RCH上的固定速率服务，固定速率用于整个连接。最佳成果的传送用于FCH和RCH(即没有重传)。接入点在每个指定时间间隔内调度恒定数量的FCH/RCH PDU，以满足服务的Qos要求。根据延迟要求，接入点可能无需每个TDD帧都调度一个FCH/RCH PDU。对于固定速率服务，在RCH而不是FCH上实现功率控制。

对于FCH/RCH上的可变速率服务，FCH/RCH所使用的速率能够随着信道条件而改变。对于一些同步服务(例如视频、音频)，QoS要求可以利用最小速率约束条件。对于这些服务，接入点处的调度器调节FCH/RCH分配，从而能提供恒定速率。对于异步数据服务(例如web浏览、文件传输等等)，最佳效果传送拥有重传选项。对于这些服务，速率是信道条件所能可靠承受的最大值。对用户终端的FCH/RCH PDU的调度一般是它们的QoS要求的函数。每当在下行链路/上行链路上没有数据要发送时，在FCH/RCH上发送空闲PDU以维持链路。对于可变速率服务，在FCH而不是RCH上实现闭环路功率控制。

2.速率控制

速率控制可用于FCH和RCH上工作的可变速率服务，以便使FCH/RCH的速率适合于变化的信道条件。FCH和RCH所使用的速率可以独立地控制。此外，在空间复用模式中，每个专用传输信道的每个宽带本征模式的速率可以独立控制。速率控制由接入点基于每个活动用户终端所提供的反馈来执行。接入点内的调度器调度数据传输，并且确定活动用户终端的速率分配。

任一链路上所能支持的最大速率都是以下的函数：(1)全部数据子信道的信道响应矩阵，(2)接收机所观察到的噪声级，(3)信道估计的质量，以及可能其它因素。对于TDD系统而言，信道对于下行链路和上行链路可以被视为是互逆的(在已经执行校准以弥补接入点和用户终端处的任何差异后)。然而，该互逆信道并不意味着噪声最低限度在接入点和用户终端处相同。因此，对于给定的用户终端，FCH和RCH上的速率可以独立地控制。

闭环路速率控制可用于一个或多个空间信道上的数据传输。闭环路速率控制可以用一个或多个环路来实现。内环路估计信道条件并且为数据传输所用的每个空间信道选择一适当速率。信道估计和速率选择可以如上所述地执行。外环路可用于估计在每个空间信道上接收到的数据传输的质量，并且调节内环路的操作。数据传输质量可以用分组差错率(PER)、解码器度量等等或者它们的组合来量化。例如，外环路可以调节每个空间信道的SNR偏移以便为该空间信道实现目标PER。如果为空间信道检测到过度的分组差错，外环路也可以指示内环路为一空间信道选择一较低速率。

下行链路速率控制

每个活动用户终端可以基于每个TDD帧中在BCH上发送的MIMO导频来估计下行链路信道。接入点也可以在发送给特定用户终端的FCH PDU中发送一受控基准。通过使用BCH上的MIMO导频和/或FCH上的受控基准，用户终端可以估计接收SNR并且确定FCH上所能支持的最大速率。如果用户终端工作在空间复用模式下，就可以为每个宽带本征模式确定最大速率。每个用户终端可以在RCH PDU的FCH速率指示符字段中向接入点发回每个宽带本征模式所支持的最大速率(对于空间复用模式)、主要宽带本征模式所支持的最大速率(对于波束控制模式)、或者MIMO信道所支持的最大速率(对于分集模式)。这些速率可以被映射为接收SNR，后者接着用来执行上述注水过程。或者，用户终端可以发回充分的信息(例如接收SNR)以便使接入点能确定下行链路所支持的最大速率。

对于使用分集、波束控制还是空间复用模式的确定是基于来自用户终端的反馈作出的。随着控制向量间的分隔提高，选用的宽带本征模式的数目也会增加。

图14A说明了为用户终端控制下行链路传输的速率的过程。一BCH PDU在每个TDD帧的第一分段内发送，并且包括可由用户终端用来估计和跟踪该信道的信标和MIMO导频。受控基准也可以在向用户终端发送的FCH PDU的先导序列中被发送。用户终端基于MIMO和/或受控基准来估计该信道，并且确定下行链路所能支持的最大速率。如果用户工作在空间复用模式下，则为每个宽带本征模式支持一个速率。然后，用户终端在它向接入点发送的RCH PDU的FCH速率指示符字段中发送FCH的速率指示符。

调度器使用下行链路可以为每个活动用户终端支持的最大速率来调度后续TDD帧中的下行链路数据传输。用户终端的速率和其它信道分配信息在FCCH上发送的信息元素中反映出来。分配给一个用户终端的速率会影响其它用户终端的调度。用户确定速率及其使用之间的最小延迟约为单个TDD帧。

通过使用Gram-Schmidt排序过程，接入点能直接从RCH先导序列准确地确定FCH上支持的最大速率。这于是能大大简化速率控制。

上行链路速率控制

每个用户终端在系统接入期间在RACH上发送一受控基准，并且在分配到FCH/RCH资源后在RCH上发送受控基准。接入点可以基于RCH上的受控基准为每个宽带本征模式估计接收SNR，并且确定每个宽带本征模式所支持的最大速率。首先，接入点可能没有好的信道估计以便允许在每个宽带本征模式所支持的最大速率处或其附近进行的可靠操作。为了提高可靠性，FCH/RCH上使用的初始速率可以大大低于最大支持的速率。接入点可以在多个TDD帧上对受控基准积分以便获得改进的信道估计。随着信道估计的提高，速率也可以被提高。

图14B说明了用于为用户终端控制上行链路传输的速率的过程。在为上行链路传输调度时，用户终端发送一RCH PDU，其包括接入点用来确定上行链路上的最大速率的基准。然后，调度器使用上行链路能为每个活动用户终端支持的最大速率来调度后续TDD帧中的上行链路数据传输。用户终端的速率和其它信道分配信息反映在FCCH上发送的信息元素中。接入点确定速率及其使用之间的最小延迟约为单个TDD帧。

3.功率控制

对于固定速率服务，功率控制可用于RCH上的上行链路传输(而非速率控制)。对于固定速率服务，速率在呼叫设立时协商，并且在连接期间保持固定。一些固定速率服务可能与有限的移动性要求相关联。然而在一实施例中，为上行链路实现了功率控制以对抗用户终端间的干扰，但是不对下行链路使用功率控制。

一功率控制机制用来控制每个活动用户终端的上行链路发送功率，使得接入点处接收到的SNR被保持在能实现期望服务质量的一级别。该级别通常称为目标接收SNR、工作点或设定点。对于移动的用户终端，传播损失很可能随着用户终端的移动而发生变化。功率控制机制跟踪信道中的变化以便把接收SNR保持在设定点附近。

功率控制机制可以用两个功率控制环路实现-内环路和外环路。内环路调节用户终端的发送功率，使得接入点处的接收SNR被保持在设定点附近。外环路调节设定点以实现特定级别的性能，性能由特定的帧差错率(FER)(例如1％FER)、分组差错率(PER)、块差错率(BLER)、消息差错率(MER)或某些其它量度来定量化。

图15说明了用户终端的内功率控制的操作。在用户终端被分配到FCH/RCH后，接入点估计RCH上的接收SNR并将其与设定点相比较。用户终端要使用的初始功率可以在呼叫设立时确定，并且一般在其最大发送功率级附近。对于每个帧间隔，如果接收SNR超出一特定正余量δ，接入点就能在发送到该用户终端的FCCH信息元素中指示用户终端将其发送功率降低一特定量(例如1dB)。相反，如果接收SNR比阈值低一余量δ，接入点就能指示用户终端将其发送功率提高所述特定量。如果接收SNR在可接受的设定点限制内，接入点就不会请求对用户终端的发送功率发生变化。上行链路发送功率被给出为初始发送功率级加上从接入点接收到的所有功率调节之和。

设置接入点处使用的初始设定点以实现特定级别的性能。该设定点由外环路基于RCH的FER或PER来调节。例如，如果在一特定时间段上未发生帧差错/分组差错，则设定点可以降低第一量(例如0.1dB)。如果由于出现一个或多个帧差错/分组差错而超出平均FER，则设定点可以提高第二量(例如1dB)。设定点、滞后余量和外环路操作对于系统所使用的功率控制设计是特定的。

4.定时控制

定时控制最好用于基于TDD的帧结构中，其中下行链路和上行链路以时分双工的方式共享同一频带。用户终端可以遍布在系统中，并因此与到接入点的不同传播延迟相关联。为了使上行链路上的效率最大，可以调节来自每个用户终端的RCH和RACH上的上行链路传输的定时以弥补其传播延迟。这于是会保证来自不同用户终端的上行链路传输在一特定时间窗内到达接入点处，并且在上行链路上不会彼此干扰，或者对于下行链路传输如此。

图16说明了用于调节用户终端的上行链路定时的过程。首先，用户终端在上行链路上发送一RACH PDU以便能接入系统。接入点导出与用户终端相关联的往返延迟(TDD)的初始估计。往返延迟可以基于如下估计：(1)接入点用来确定传输开始点的滑动相关器，以及(2)用户终端所发送的RACH PDU中包括的时隙ID。然后，接入点基于初始RTD估计为用户终端计算一初始定时提前量。初始定时提前量在其在RCH上的传输之前被发送到用户终端。初始定时提前量可以在FCH上一消息内被发送、在FCCH信息元素的一个字段内被发送，或者通过某些其它手段被发送。

用户终端从接入点接收初始定时提前量，然后在RCH和RACH上的所有后续上行链路传输上使用该定时提前量。如果用户终端分配到FCH/RCH资源，其定时提前量就可以通过FCCH信息元素的RCH定时调节字段中的接入点所发送的命令来调节。用户终端于是能基于目前的定时提前量来调节它在RCH上的上行链路传输，当前定时提前量等于初始定时提前量加上接入点发送到用户终端的全部定时调节。

这里描述的MIMO WLAN系统的各部份和各种技术可以通过各种手段来时隙。例如，接入点和用户终端处的处理可以用硬件、软件或者它们的组合来实现。对于硬件实现而言，处理可以在以下元器件内实现：一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、其它被设计成执行这里所述功能的电子单元、或者它们的组合。

对于软件实现而言，处理可以用执行这里所述功能的模块(例如过程、函数等等)来实现。软件代码可以被保存在存储器单元(例如图7中的存储器732或782)中，并且由处理器(例如控制器730或780)执行。存储器单元可以在处理器内或处理器外实现，后一情况下它通过本领域公知的各种手段与处理器通信上耦合。

这里包括的标题方便索引，并且帮助定位特定的章节。这些标题不是为了限制其下所述概念的范围，这些概念可以应用在整篇说明书的其它章节中。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不背离本发明的精神或范围。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (23)

1.一种无线多址多输入多输出(MIMO)通信系统的信道结构，包括：

用于在下行链路上发送下行链路信道估计所使用的系统参数和导频的广播信道；

用于在下行链路上发送用于下行链路和上行链路上数据传输的调度的前向控制信道；

用于在下行链路上发送话务数据的前向信道；

用于在上行链路发送用于接入系统的用户请求的随机接入信道；以及

用于在上行链路上发送话务数据的反向信道。

2.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，广播信道、前向控制信道、前向信道、随机接入信道和反向信道在具有预定时间持续期的一帧内是时分复用的。

3.如权利要求2所述的信道结构，其特征在于，在所述帧内，首先发送广播信道，其次发送前向控制信道。

4.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述广播信道和前向控制信道是用一分集模式发送的，所述分集模式支持来自多根发射天线的带有冗余的数据传输。

5.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述前向信道和反向信道支持一分集模式和一空间复用模式，所述分集模式支持来自多根发射天线的带有冗余的数据传输，所述空间复用模式支持多个空间信道上的数据传输。

6.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述随机接入信道支持一单输入多输出(SIMO)模式和一波束控制模式，所述SIMO模式支持从单根发射天线到多根接收天线的数据传输，所述波束控制模式支持在与多个空间信道中最高速率相关的单个空间信道上的数据传输。

7.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述前向信道和反向信道各具有一可变的时间持续期。

8.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述前向控制信道和随机接入信道各具有一可变的时间持续期。

9.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述调度包括为下行链路和上行链路上传输而调度的用户终端的标识。

10.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述调度包括一传输模式以及为下行链路和上行链路上的数据传输而调度的各个用户终端的至少一个速率，所述传输模式是从系统所支持的多个传输模式中选择的，所述至少一个速率的每一个是从系统所支持的多个速率中选择的。

11.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述前向信道还用于在用户终端下行链路的至少一个本征模式上发送一受控导频。

12.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述反向信道还用于上行链路上发送上行链路信道估计所使用的第二导频。

13.如权利要求1所述的信道结构，其特征在于，所述反向信道还用于在上行链路的至少一个本征模式上从用户终端发送一受控导频。

14.无线多址多输入多输出(MIMO)通信系统中的一种装置，包括：

发送数据处理器，用于：

处理经由广播信道发出的系统参数和导频，其中所述导频用于下行链路的信道估计，

处理经由前向控制信道发出的调度信息，其中所述调度信息用于下行链路和上行链路上的数据传输，以及

处理经由前向信道发出的话务数据；以及

接收数据处理器，用于：

处理经由随机接入信道接收到的用户请求，以及

处理经由反向信道接收到的话务数据。

15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述广播信道、前向控制信道、前向信道、随机接入信道和反向信道在具有预定时间持续期的一帧内是时分复用的。

16.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述广播信道和前向控制信道是用一分集模式发送的，所述分集模式支持来自多根发射天线的带有冗余的数据传输。

17.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述前向信道和反向信道支持一分集模式和一空间复用模式，所述分集模式支持来自多根发射天线的带有冗余的数据传输，所述空间复用模式支持多个空间信道上的数据传输。

18.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述随机接入信道支持一单输入多输出(SIMO)模式和一波束控制模式，所述SIMO模式支持从单根发射天线到多根接收天线的数据传输，所述波束控制模式支持在与多个空间信道中最高速率相关的单个空间信道上的数据传输。

19.无线多址多输入多输出(MIMO)通信系统中的一种装置，包括：

用于处理经由广播信道发出的系统参数和导频的装置，其中所述导频用于下行链路的信道估计，

用于处理经由前向控制信道发出的调度信息的装置，其中所述调度信息用于下行链路和上行链路上的数据传输；

用于处理经由前向信道发出的话务数据的装置；

用于处理经由随机接入信道接收到的用户请求的装置；以及

用于处理经由反向信道接收到的话务数据的装置。

20.如权利要求19所述的信道结构，其特征在于，所述广播信道、前向控制信道、前向信道、随机接入信道和反向信道在具有预定时间持续期的一帧内是时分复用的。

21.如权利要求19所述的信道结构，其特征在于，所述广播信道和前向控制信道是用一分集模式发送的，所述分集模式支持来自多根发射天线的带有冗余的数据传输。

22.如权利要求19所述的信道结构，其特征在于，所述前向信道和反向信道支持一分集模式和一空间复用模式，所述分集模式支持来自多根发射天线的带有冗余的数据传输，所述空间复用模式支持多个空间信道上的数据传输。

23.如权利要求19所述的信道结构，其特征在于，所述随机接入信道支持一单输入多输出(SIMO)模式和一波束控制模式，所述SIMO模式支持从单根发射天线到多根接收天线的数据传输，所述波束控制模式支持在与多个空间信道中最高速率相关的单个空间信道上的数据传输。

Images